[0001] Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Ansteuerung von leistungselektronischen Schaltern in Umrichtern. Sie bezieht sich insbesondere auf eine Ansteuerschaltung für mindestens einen leistungselektronischen Schalter gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Stand der Technik
[0002] Bootstrap-Spannungsversorgungen werden für Treiberstufen für Leistungshalbleiter in Halbbrückenanordnung eingesetzt, wenn auf eine galvanisch getrennte Spannungsversorgung eines an einer positiven Spannungsschiene liegenden Highside-Schalters verzichtet werden soll, was eine Reduktion des Schaltungsaufwands und der Kosten ermöglicht. Stand der Technik ist, wie in Fig. 1 dargestellt, der Einsatz eines Bootstrapkonzepts an einer Halbbrücke mit einem Lastanschluss 5, bestehend aus einem Highside-Schalter 1 und einem Lowside-Schalter 2, in Fig. 1 beispielhaft als MOSFET-Halbleiter gezeichnet, die mit einer positiven Spannungsschiene 3 bzw. einer negativen Spannungsschiene 4 und des Weiteren mit ihren Steuerelektroden G1 bzw. G2 an einer oberen Treiberstufe 6 bzw. einer unteren Treiberstufe 7 verbunden sind.
Die Anschlüsse der Versorgungsspannung der unteren Treiberstufe sind verbunden mit einer Hilfsspannungsquelle 8 und einem unteren Stützkondensator 9, die der oberen Treiberstufe mit einem Bootstrapkondensator 10, der wiederum über eine Bootstrapdiode 11 mit der Hilfsspannungsquelle 8 verbunden ist.
[0003] Der mit der negativen Spannungsschiene 4 verbundene Lowside-Schalter 2 und der mit der positiven Spannungsschiene 3 verbundene Highside-Schalter 1 werden durch die untere Treiberstufe 7 respektive die obere Treiberstufe 6 angesteuert, deren Versorgungsspannungen jeweils durch die Kondensatoren 9 und 10 gestützt werden. Die untere Treiberstufe 7 für den Lowside-Schalter 2 wird dabei direkt aus der Hilfsspannungsquelle 8 versorgt. Die Versorgungsspannung der oberen Treiberstufe 6 für den Highside-Schalter 1 wird durch Aufladen des Bootstrapkondensators 10 über die Bootstrapdiode 11 durch die Hilfsspannungsquelle 8 gewonnen. Beim Einschalten der Hilfsspannungsquelle 8 ist der Bootstrapkondensator 10 zunächst entladen.
Wird der Lowside-Schalter 2 infolge der Ansteuerung durch die untere Treiberstufe 7 eingeschaltet, liegt keine Spannung zwischen dem Lastanschluss 5 der Halbbrücke und der negativen Spannungsschiene 4 an; die Bootstrapdiode 11 ist dadurch in Vorwärtsrichtung gepolt, bedingt einen Stromfluss von der Hilfsspannungsquelle 8 über die Bootstrapdiode 11 in den Bootstrapkondensator 10 und lädt diesen auf. Ist der Lowside-Schalter 2 gesperrt, liegt zwischen Lastanschluss 5 und negativer Spannungsschiene 4 maximal die volle Halbbrückenspannung zwischen den Punkten 3 und 4 an, die resultierende Spannung über der Bootstrapdiode 11 ist negativ, wodurch die Diode sperrt und ein Entladen des Bootstrapkondensators 10 verhindert wird.
Bei der technischen Anwendung der Schaltung aus Fig. 1, beispielsweise als Baugruppe eines Umrichters für elektrische Maschinen, ist ein periodisches, wechselseitiges Ein- und Ausschalten der Leistungshalbleiter 1 und 2 durch die Treiberstufen 6 und 7 erforderlich, so dass im regulären Betrieb intermittierend ein Nachladen des Bootstrapkondensators 10 erfolgt, und der oberen Treiberstufe 6 bei geeigneter, an die Schaltfrequenz angepasster, Grösse des Bootstrapkondensators 10 eine im Wesentlichen konstante Versorgungsspannung zur Verfügung gestellt wird.
[0004] Das für Fig. 1 beschriebene Schaltungskonzept ist aber lediglich für Normally-Off Leistungshalbleiter 1 und 2 einsetzbar, die an ihren Steueranschlüssen zum Einschalten eine positive Spannung bezüglich einer Bezugselektrode erfordern.
Darstellung der Erfindung
[0005] Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, eine Ansteuerschaltung für mindestens einen leistungselektronischen Schalter der eingangs genannten Art zu schaffen, welche für Normally-On Leistungshalbleiter einsetzbar ist.
[0006] Diese Aufgabe löst eine Ansteuerschaltung für mindestens einen leistungselektronischen Schalter mit den Merkmalen der entsprechenden unabhängigen Patentansprüche.
[0007] Die Ansteuerschaltung ist also für mindestens einen leistungselektronischen Schalter vorgesehen, wobei der leistungselektronische Schalter einen ersten Anschluss, einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss aufweist, und ein Strom zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss durch eine zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Anschluss angelegte und von einer Treiberschaltung erzeugte Steuerspannung steuerbar ist. Der leistungselektronische Schalter ist vom Typ "normally on", das heisst, dass bei Erhöhung der Steuerspannung der genannte Strom abnimmt. Mit anderen Worten: wenn der Steuerstrom Null ist, ist ein Widerstand zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss minimal.
Dabei ist der leistungselektronische Schalter in einer Umrichterschaltung angeordnet, bei welcher im Betrieb der Schaltung der zweite Anschluss auf einem typischerweise sprungartig wechselnden Potential wie einem Phasenanschluss liegt.
[0008] Die Ansteuerschaltung weist eine Hilfsspannungsquelle, eine Diode und einen (bootstrap-)Kondensator zur Speisung der Treiberschaltung auf, wobei ein erster Anschluss des Kondensators an einem ersten Speiseeingang der Treiberschaltung und ein zweiter Anschluss des Kondensators an einem zweiten Speiseeingang der Treiberschaltung sowie am zweiten Anschluss des Schalters angeschlossen ist, und der erste Anschluss des Kondensators (und somit auch der erste Speiseeingang der Treiberschaltung) über eine Serieschaltung der Diode und der Hilfsspannungsquelle am ersten Anschluss des Schalters angeschlossen ist.
[0009] Vorzugsweise ist die Diode am ersten Anschluss des Kondensators (und somit auch am ersten Speiseeingang der Treiberschaltung) angeschlossen, und ist die Hilfsspannungsquelle am ersten Anschluss des Schalters angeschlossen ist.
[0010] Der Schalter ist in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung Teil einer Brückenschaltung zur wahlweisen Verbindung eines Phasenanschlusses mit einem positiven oder einem negativen Gleichspannungsanschluss. Der zweite Anschluss des Schalters bildet dabei einen Phasenanschluss eines Umrichters.
[0011] In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ferner der erste Anschluss des Schalters und ein positiver Anschluss der Hilfsspannungsquelle am positiven Gleichspannungsanschluss der Brückenschaltung angeschlossen, und ist ein negativer Anschluss der Hilfsspannungsquelle an der Kathode der Diode angeschlossen. Die Hilfsspannungsquelle ist vorzugsweise eine Gleichspannungsquelle.
[0012] In einer bevozugten Verwendung ist die Ansteuerschaltung zur Speisung von zwei oder mehr leistungselektronischen Schaltern respektive deren Treiberschaltungen ausgebildet, wobei zu jedem der zwei oder mehr Schalter ein eigener Kondensator und eine eigene Diode gemäss mindestens einem der bisherigen Ansprüche angeordnet ist, und diese Dioden gemeinsam von einer einzigen Hilfsspannungsquelle gespeist sind.
[0013] Das erfindungsgemässe Schaltungskonzept dient also vorzugsweise der Erzeugung der Versorgungsspannungen für eine obere Treiberstufe zur Ansteuerung eines Highside-Schalters mit Normally-On-Charakteristik, der entweder genutzt wird als Schalter in einer Halbbrückenanordnung, bestehend aus dem an einer positiven Spannungsschiene liegenden Highside-Schalter und einem an einer negativen Spannungsschiene liegenden Lowside-Schalter oder als Schalter in einer Kombination des an einer positiven Spannungsschiene liegenden Highside-Schalters mit einer an einer negativen Spannungsschiene liegenden Freilaufdiode, wobei die zum Abschalten des Highside-Schalters erforderliche negative Steuerspannung jeweils über eine Bootstrap-Schaltung, ausgeführt mit einer Bootstrapdiode und einem Bootstrapkondensator,
aus einer auf die positive Spannungsschiene referenzierten oberen Hilfsspannungsquelle gewonnen wird.
[0014] Weitere bevorzugte Ausführungsformen gehen aus den abhängigen Patentansprüchen hervor.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
[0015] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch:
<tb>Fig. 1<sep>eine Gate-Treiber-Schaltung gemäss dem Stand der Technik;
<tb>Fig. 2<sep>eine Gate-Treiber-Schaltung gemäss der Erfindung, beim Einsatz in einem Brückenzweig eines Umrichters;
<tb>Fig. 3 und 4<sep>Stromflüsse in verschiedenen Betriebszuständen der Schaltung;
<tb>Fig. 5<sep>eine Gate-Treiber-Schaltung gemäss der Erfindung, beim Einsatz mit einer Freilaufdiode; und
<tb>Fig. 6<sep>eine Gate-Treiber-Schaltung gemäss der Erfindung, beim Einsatz in Kombination mit mehreren Brückenzweigen.
[0016] Die in den Zeichnungen verwendeten Bezugszeichen und deren Bedeutung sind in der Bezugszeichenliste zusammengefasst aufgelistet. Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Wege zur Ausführung der Erfindung
[0017] Fig. 2 zeigt eine Gate-Treiber-Schaltung gemäss der Erfindung, beim Einsatz in einem Brückenzweig eines Umrichters mit Normally-On Schaltern. Die Brückenschaltung weist einen an eine positive Spannungsschiene 14 angebundenen Highside-Schalter 12 mit Normally-On-Charakteristik und einen an eine negative Spannungsschiene 15 angebundenen Lowside-Schalter 13 mit Normally-On-Charakteristik, die in Fig.
2beispielhaft als JFET-Halbleiter dargestellt sind, in Halbbrückenanordnung mit einem Lastanschluss 16, einer oberen Treiberstufe 17 zur Ansteuerung des Highside-Schalters, die mit einer Steuerelektrode G3 des Highside-Schalters verbunden ist, und einer unteren Treiberstufe 18 zur Ansteuerung des Lowside-Schalters, die mit einer Steuerelektrode G4 des Lowside-Schalters verbunden ist, wobei die beiden Versorgungsspannungsanschlüsse der unteren Treiberstufe 18 verbunden sind mit einer unteren Hilfsspannungsquelle 19 und einen unteren Stützkondensator 20, und die beiden Versorgungsspannungsanschlüsse der oberen Treiberstufe verbunden sind mit einem Bootstrapkondensator 23, der durch eine Bootstrapdiode 22 mit einer oberen Hilfsspannungsquelle 21, die auf die positive Spannungsschiene referenziert ist, verschaltet ist.
[0018] Im erfindungsgemässen Schaltungskonzept gemäss Fig. 2, in Fig. 2am Beispiel von JFET-Halbleitern dargestellt, werden der an der negativen Spannungsschiene 15 angebundene Lowside-Schalter 13 und der an der positiven Spannungsschiene 14 angebundene Highside-Schalter 12 angesteuert durch die obere Treiberstufe 17 und die untere Treiberstufe 18, die an ihren Ausgängen wegen der Normally-On-Charakteristik der Schalter jeweils eine negative Spannung bezüglich den mit den Punkten 16 bzw. 17 verbundenen Bezugselektroden des Highside-Schalters bzw. des Lowside-Schalters liefern müssen.
Die beiden Schalter 12, 13 werden durch die beiden Treiberstufen 17, 18 jeweils gegenläufig mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz angesteuert, so dass an den Lastanschluss 16 der Halbbrücke entweder die zwischen der positiven Spannungsschiene 14 und der negativen Spannungsschiene 15 liegende Zwischenkreisspannung oder Nullspannung geschaltet wird. Die Versorgungsspannungen der Treiberstufen 17, 18 werden durch den Bootstrapkondensator 23 bzw. den unteren Stützkondensator 20 gestützt, wobei der untere Stützkondensator 20, respektive die untere Treiberstufe 18, direkt von der unteren Hilfsspannungsquelle 19 gespeist sind. Der Stromfluss vom Bootstrapkondensator 23 über die obere Treiberstufe 17 und von der unteren Hilfsspannungsquelle 19 über die untere Treiberstufe ist in Fig. 3 und Fig. 4 dargestellt durch die gestrichelt gezeichneten Linien.
Der untere Stützkondensator 20 bzw. der Bootstrapkondensator 23 dienen als Energiespeicher der Spannungsversorgung für die obere Treiberstufe 17 und die untere Treiberstufe 18, wobei der Bootstrapkondensator 23 durch einen ausgehend von der oberen Hilfsspannungsquelle 21 über die Bootstrapdiode 22 fliessenden Strom aufgeladen werden kann.
[0019] Beim Einschalten der oberen Hilfsspannungsquelle 21 ist der Bootstrapkondensator 23 zunächst ungeladen und die obere Treiberstufe 17 liefert wegen der fehlenden Versorgungsspannung keine Ausgangsspannung, so dass der Highside-Schalter 12 wegen der Normally-On-Charakteristik eingeschaltet und der Spannungsabfall über dem Highside-Schalter 12 minimal ist; der Lowside-Schalter 13 sei durch entsprechende Ansteuerung durch die untere Treiberstufe 18 ausgeschaltet. Dadurch liegt die obere Hilfsspannung 21 in Vorwärtsrichtung über der Bootstrapdiode 22 an, wodurch diese leitet und der Bootstrapkondensator 23 durch den in Fig. 3dargestellten Ladestrom von der oberen Hilfsspannungsquelle 21 aufgeladen wird.
Wird dahingegen, wie in Fig. 4 dargestellt, der Highside-Schalter 12 durch die obere Treiberstufe 17 gesperrt, liegt zwischen der positiven Spannungsschiene 14 und dem Lastanschluss 16 maximal die Halbbrückenspannung UDCzwischen den Punkten 14 und 15 an, die resultierende Spannung über der Bootstrapdiode 22 ist negativ, wodurch die Diode sperrt und ein Entladen des Bootstrapkondensators 23 verhindert wird. Bei gegebener minimaler Schaltfrequenz für die Ansteuerung des Highside-Schalters 12 und des Lowside-Schalters 13 und gegebenem maximalen Leistungsbedarf der oberen Treiberstufe 17, kann der Bootstrapkondensator 23 derart dimensioniert werden, dass über dem Bootstrapkondensator eine Gleichspannung zur Versorgung der oberen Treiberstufe mit ausreichend geringem überlagertem Spannungsrippel vorliegt.
[0020] Für die obere Treiberstufe 17 und die untere Treiberstufe 18 besteht keine Einschränkung hinsichtlich der Schaltungstopologie. Mögliche Ausführungsvarianten sind beispielsweise der Einsatz eines integrierten Treiberbausteins oder der Aufbau der Treiberstufen aus diskreten Bauelementen. Das Eingangssignal der oberen Treibersurfe 17 des Highside-Schalters 12 kann dabei entweder über eine Koppeleinrichtung galvanisch getrennt werden oder über eine Pegelwandlerschaltung ohne galvanische Trennung zugeführt werden.
Variante mit Freilaufdiode:
[0021] Das in Fig. 2 dargestellte Schaltungskonzept zur Erzeugung der Versorgungsspannung für die obere Treiberstufe 17 zur Ansteuerung des Highside-Schalters 12 mit Normally-On-Charakteristik mittels der Bootstrapdiode 22 und des Bootstrapkondensators 23 lässt sich ebenfalls anwenden auf die in Fig. 5dargestellte Schaltungsvariante, in der der Lowside-Schalter 13 durch eine Freilaufdiode 24 ersetzt wird und die untere Treiberstufe 18 sowie die untere Hilfsspannungsquelle 19 und der untere Stützkondensator 20 entfallen.
Variante für mehrere Brückenzweige:
[0022] Die Schaltungskonzepte aus Fig. 2und Fig. 5lassen sich ebenfalls anwenden auf eine Anordnung bestehend aus mehreren Zweigen, wie in Fig. 6beispielhaft für drei Halbbrückenzweige dargestellt, wie sie beispielsweise in einem Wechselrichter für eine dreiphasige elektrische Maschine zu finden sind, wobei die Zweige jeweils in Parallelschaltung an die positive Spannungsschiene 14 und die negative Spannungsschiene 15 angebunden werden. Hierbei ist es ausreichend, die untere Hilfsspannungsquelle 19 und obere Hilfsspannungsquelle 21 jeweils als einzelne Spannungsquelle auszuführen, alle Treiberstufen der Lowside-Schalter parallel mit der unteren Hilfsspannungsquelle 19 zu verbinden und die Kathoden aller Bootstrapdioden mit dem Minuspol der oberen Hilfsspannungsquelle 21 zu verbinden.
The invention relates to the field of driving power electronic switches in converters. It relates in particular to a drive circuit for at least one power electronic switch according to the preamble of claim 1.
State of the art
Bootstrap power supplies are used for driver stages for power semiconductors in half-bridge arrangement, if to dispense with a galvanically isolated power supply of a lying on a positive voltage rail highside switch, which allows a reduction of the circuit complexity and costs. The prior art is, as shown in Fig. 1, the use of a bootstrap concept on a half-bridge with a load terminal 5, consisting of a high-side switch 1 and a low-side switch 2, drawn in Fig. 1 by way of example as a MOSFET semiconductor, the are connected to a positive voltage rail 3 and a negative voltage rail 4 and further with their control electrodes G1 and G2 at an upper driver stage 6 and a lower driver stage 7, respectively.
The terminals of the supply voltage of the lower driver stage are connected to an auxiliary voltage source 8 and a lower support capacitor 9, the upper driver stage with a bootstrap capacitor 10, which in turn is connected via a bootstrap diode 11 to the auxiliary voltage source 8.
The low-side switch 2 connected to the negative voltage rail 4 and the high-side switch 1 connected to the positive voltage rail 3 are driven by the lower driver stage 7 respectively the upper driver stage 6 whose supply voltages are respectively supported by the capacitors 9 and 10 , The lower driver stage 7 for the low-side switch 2 is supplied directly from the auxiliary voltage source 8. The supply voltage of the upper driver stage 6 for the highside switch 1 is obtained by charging the bootstrap capacitor 10 via the bootstrap diode 11 by the auxiliary voltage source 8. When the auxiliary voltage source 8 is switched on, the bootstrap capacitor 10 is initially discharged.
If the low-side switch 2 is turned on as a result of the drive by the lower driver stage 7, there is no voltage between the load terminal 5 of the half-bridge and the negative voltage rail 4; the bootstrap diode 11 is thereby poled in the forward direction, causes a current flow from the auxiliary voltage source 8 via the bootstrap diode 11 into the bootstrap capacitor 10 and charges it. If the low-side switch 2 is blocked, the full half-bridge voltage between the points 3 and 4 lies between the load terminal 5 and the negative voltage rail 4, the resulting voltage across the bootstrap diode 11 is negative, whereby the diode blocks and discharging of the bootstrap capacitor 10 is prevented ,
In the technical application of the circuit of Fig. 1, for example, as an assembly of an inverter for electrical machines, a periodic, mutual switching on and off of the power semiconductors 1 and 2 by the driver stages 6 and 7 is required, so that in regular operation intermittently reloading Bootstrapkondensators 10 takes place, and the upper driver stage 6 at a suitable adapted to the switching frequency, size of the bootstrap capacitor 10, a substantially constant supply voltage is provided.
However, the circuit concept described for Fig. 1 is only used for normal-off power semiconductors 1 and 2, which require a positive voltage with respect to a reference electrode at their control terminals for switching.
Presentation of the invention
It is therefore an object of the invention to provide a drive circuit for at least one power electronic switch of the type mentioned, which can be used for normal-on power semiconductors.
This object is achieved by a drive circuit for at least one power electronic switch having the features of the corresponding independent patent claims.
The drive circuit is thus provided for at least one power electronic switch, wherein the power electronic switch has a first terminal, a second terminal and a control terminal, and a current between the first terminal and the second terminal by a between the control terminal and the second terminal applied and generated by a driver circuit control voltage is controllable. The electronic power switch is of the "normally on" type, which means that when the control voltage is increased, the current mentioned decreases. In other words, when the control current is zero, a resistance between the first terminal and the second terminal is minimal.
In this case, the power electronic switch is arranged in a converter circuit, in which the second connection is located at a typically suddenly changing potential, such as a phase connection, during operation of the circuit.
The drive circuit has an auxiliary voltage source, a diode and a (bootstrap) capacitor for supplying the driver circuit, wherein a first terminal of the capacitor at a first supply input of the driver circuit and a second terminal of the capacitor at a second supply input of the driver circuit and at second terminal of the switch is connected, and the first terminal of the capacitor (and thus also the first supply input of the driver circuit) is connected via a series connection of the diode and the auxiliary voltage source to the first terminal of the switch.
Preferably, the diode is connected to the first terminal of the capacitor (and thus also to the first supply input of the driver circuit), and the auxiliary voltage source is connected to the first terminal of the switch.
The switch is in a preferred embodiment of the invention part of a bridge circuit for selectively connecting a phase terminal with a positive or a negative DC voltage terminal. The second connection of the switch forms a phase connection of an inverter.
In a further preferred embodiment of the invention, the first terminal of the switch and a positive terminal of the auxiliary voltage source is further connected to the positive DC voltage terminal of the bridge circuit, and a negative terminal of the auxiliary voltage source is connected to the cathode of the diode. The auxiliary voltage source is preferably a DC voltage source.
In a preferred use, the drive circuit is designed to supply two or more power electronic switches or their driver circuits, wherein each of the two or more switches has its own capacitor and a separate diode according to at least one of the preceding claims, and these diodes are jointly powered by a single auxiliary voltage source.
The inventive circuit concept thus preferably serves to generate the supply voltages for an upper driver stage for driving a high-side switch with normal-on characteristic, which is either used as a switch in a half-bridge arrangement, consisting of lying on a positive voltage rail highside Switch and lying on a negative voltage rail lowside switch or as a switch in a combination of lying on a positive voltage rail highside switch with a lying on a negative voltage rail freewheeling diode, the required for switching off the highside switch negative control voltage respectively via a bootstrap Circuit implemented with a bootstrap diode and a bootstrap capacitor,
is obtained from an upper auxiliary voltage source referenced to the positive voltage rail.
Further preferred embodiments will become apparent from the dependent claims.
Brief description of the drawings
In the following, the subject invention based on preferred embodiments, which are illustrated in the accompanying drawings, explained in more detail. Each show schematically:
<Tb> FIG. 1 <sep> a gate driver circuit according to the prior art;
<Tb> FIG. 2 <sep> a gate driver circuit according to the invention, when used in a bridge branch of an inverter;
<Tb> FIG. 3 and 4 <sep> current flows in different operating states of the circuit;
<Tb> FIG. 5 <sep> a gate driver circuit according to the invention, when used with a freewheeling diode; and
<Tb> FIG. 6 <sep> a gate driver circuit according to the invention when used in combination with a plurality of bridge branches.
The reference numerals used in the drawings and their meaning are summarized in the list of reference numerals. Basically, the same parts are provided with the same reference numerals in the figures.
Ways to carry out the invention
Fig. 2 shows a gate driver circuit according to the invention, when used in a bridge branch of an inverter with normal-on switches. The bridge circuit has a normally-on high-side switch 12 connected to a positive voltage rail 14 and a normally-on low-side switch 13 connected to a negative voltage rail 15, which are shown in FIG.
2 are shown as JFET semiconductors in half-bridge arrangement with a load terminal 16, an upper driver stage 17 for driving the high-side switch connected to a control electrode G3 of the high-side switch, and a lower driver stage 18 for driving the low-side switch, which is connected to a control electrode G4 of the low-side switch, wherein the two supply voltage terminals of the lower driver stage 18 are connected to a lower auxiliary voltage source 19 and a lower support capacitor 20, and the two supply voltage terminals of the upper driver stage are connected to a bootstrap capacitor 23, which by a Bootstrapdiode 22 with an upper auxiliary voltage source 21, which is referenced to the positive voltage rail, is connected.
In the inventive circuit concept according to FIG. 2, shown in Fig. 2am the example of JFET semiconductors, connected to the negative voltage rail 15 Lowside switch 13 and connected to the positive voltage rail 14 high-side switch 12 are driven by the upper Driver stage 17 and the lower driver stage 18, which must provide at their outputs due to the normal-on characteristic of the switches each have a negative voltage with respect to the connected to the points 16 and 17 reference electrodes of the highside switch or the lowside switch.
The two switches 12, 13 are each driven by the two driver stages 17, 18 in opposite directions with a predetermined switching frequency, so that either the intermediate circuit voltage or zero voltage lying between the positive voltage rail 14 and the negative voltage rail 15 is connected to the load terminal 16 of the half-bridge. The supply voltages of the driver stages 17, 18 are supported by the bootstrap capacitor 23 and the lower support capacitor 20, wherein the lower support capacitor 20, respectively the lower driver stage 18, are fed directly from the lower auxiliary voltage source 19. The current flow from the bootstrap capacitor 23 via the upper driver stage 17 and from the lower auxiliary voltage source 19 via the lower driver stage is shown in FIG. 3 and FIG. 4 by the dashed lines.
The lower support capacitor 20 and the bootstrap capacitor 23 serve as energy storage of the power supply for the upper driver stage 17 and the lower driver stage 18, wherein the bootstrap capacitor 23 can be charged by a current flowing from the upper auxiliary voltage source 21 via the bootstrap diode 22 current.
When the upper auxiliary voltage source 21, the bootstrap capacitor 23 is initially uncharged and the upper driver stage 17 delivers no output voltage because of the lack of supply voltage, so that the high-side switch 12 turned on because of the normal-on characteristic and the voltage drop across the highside Switch 12 is minimal; the low-side switch 13 is turned off by appropriate activation by the lower driver stage 18. As a result, the upper auxiliary voltage 21 is applied in the forward direction over the bootstrap diode 22, thereby conducting it and charging the bootstrap capacitor 23 with the charging current from the upper auxiliary voltage source 21 as shown in FIG.
In contrast, as shown in Fig. 4, the high side switch 12 is disabled by the upper driver stage 17, between the positive voltage rail 14 and the load terminal 16 is at most the half-bridge voltage UDC between the points 14 and 15, the resulting voltage across the bootstrap diode 22nd is negative, whereby the diode blocks and discharging the bootstrap capacitor 23 is prevented. Given a minimum switching frequency for driving the high-side switch 12 and the low-side switch 13 and given maximum power requirement of the upper driver stage 17, the bootstrap capacitor 23 can be dimensioned such that above the bootstrap capacitor a DC voltage to supply the upper driver stage with sufficiently low superimposed Voltage ripple is present.
For the upper driver stage 17 and the lower driver stage 18, there is no restriction on the circuit topology. Possible embodiments are, for example, the use of an integrated driver module or the structure of the driver stages of discrete components. The input signal of the upper driver surge 17 of the high-side switch 12 can either be galvanically isolated via a coupling device or supplied via a level converter circuit without galvanic isolation.
Variant with freewheeling diode:
The circuit concept shown in Fig. 2 for generating the supply voltage for the upper driver stage 17 for driving the high-side switch 12 with normal-on characteristic by means of the bootstrap diode 22 and the bootstrap capacitor 23 can also be applied to that in Fig. 5dargestellt Circuit variant in which the low-side switch 13 is replaced by a freewheeling diode 24 and the lower driver stage 18 and the lower auxiliary voltage source 19 and the lower support capacitor 20 omitted.
Variant for several bridge branches:
The circuit concepts of Fig. 2 and Fig. 5 can also be applied to an arrangement consisting of several branches, as shown in Figure 6 exemplified for three half-bridge arms, as found for example in an inverter for a three-phase electric machine, said Branches are each connected in parallel to the positive voltage rail 14 and the negative voltage rail 15. In this case, it is sufficient to design the lower auxiliary voltage source 19 and upper auxiliary voltage source 21 as a single voltage source, to connect all driver stages of the low-side switches in parallel with the lower auxiliary voltage source 19 and to connect the cathodes of all bootstrap diodes to the negative pole of the upper auxiliary voltage source 21.