CH682194A5

CH682194A5 -

Info

Publication number: CH682194A5
Application number: CH98091A
Authority: CH
Inventors: Klaus Dr Dipl-Ing Kerschbaumer
Original assignee: Klaus Kerschbaumer Dr Dipl Ing
Priority date: 1990-04-05
Filing date: 1991-04-02
Publication date: 1993-07-30
Also published as: AT394918B; ATA81790A; DE4110743A1

Description

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Beschreibung description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum direkten Demodulieren eines HF-Signales, bei dem das HF-Signal in einem ersten Multiplizierer mit der Trägerfrequenz multipliziert wird, wobei in einem zweiten Multiplizierer das HF-Signal und die Trägerfrequenz ebenfalls miteinander multipliziert werden wobei jedoch die Phasenlage der beiden Eingangssignale zueinander im Vergleich zum ersten Multiplizierer um 180° verschoben wurde, und wobei die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer voneinander subtrahiert werden, sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens, die einen ersten Leistungsteiler für das HF-Signal und einen Oszillator für die Trägerfrequenz aufweist, dessen Ausgang an einem zweiten Leistungsteiler angeschlossen ist, wobei die ersten Ausgänge der beiden Leistungsteiler an einen ersten Multiplizierer angeschlossen sind und die zweiten Ausgänge der beiden Leistungsteiler an einen zweiten Multiplizierer angeschlossen sind wobei entweder zwischen einem der Ausgänge der beiden Leistungsteiler und einem Multiplizierer ein 180°-Phasenschieber oder ein Inverter vorgesehen ist oder einer der beiden Leisungsteiler einen nichtinvertierenden und einen invertierenden Ausgang aufweist und wobei die Ausgänge der beiden Multiplizierer an die beiden Ausgänge eines Subtrahierers angeschlossen sind. The present invention relates to a method for the direct demodulation of an RF signal, in which the RF signal is multiplied by the carrier frequency in a first multiplier, the RF signal and the carrier frequency likewise being multiplied together in a second multiplier, but with the phase position of the two input signals has been shifted from one another by 180 ° in comparison to the first multiplier, and the output signals of the two multipliers are subtracted from one another, and a device for carrying out the method, which has a first power divider for the RF signal and an oscillator for the carrier frequency , the output of which is connected to a second power divider, the first outputs of the two power dividers being connected to a first multiplier and the second outputs of the two power dividers being connected to a second multiplier, either between a the outputs of the two power dividers and a multiplier are provided with a 180 ° phase shifter or an inverter or one of the two power dividers has a non-inverting and an inverting output, and the outputs of the two multipliers are connected to the two outputs of a subtractor.

In der Nachrichtentechnik gibt es zwei grundlegend verschiedene Empfangssysteme; den Überlagerungsempfänger und den Direktempfänger, auch Direct-Conversion-Empfänger genannt. Beim Überlagerungsempfänger wird das Empfangssignal einmal oder mehrmals auf eine oder mehrere feste Zwischenfrequenzen umgesetzt, um die Weiterverarbeitung des Empfangssignales zu erleichtern. Dieses Zwischenfrequenz-Signal wird gefiltert und anschliessend demoduiiert, wonach die Nachricht in Form eines niederfrequenten elektrischen Signals zur Verfügung steht. Beim Direkt-Conversion-Empfänger wird das Empfangssignal direkt in das Basisband umgesetzt und dort werden alle notwendigen Weiterverarbeitungsmassnahmen durchgeführt. There are two fundamentally different reception systems in communications engineering; the overlay recipient and the direct recipient, also called direct conversion recipient. In the case of the superimposed receiver, the received signal is converted one or more times to one or more fixed intermediate frequencies in order to facilitate further processing of the received signal. This intermediate frequency signal is filtered and then demodulated, after which the message is available in the form of a low-frequency electrical signal. In the case of the direct conversion receiver, the received signal is converted directly into the baseband and all the necessary further processing measures are carried out there.

Der Direct-Conversion-Empfänger hat gegenüber einem Überlagerungsempfänger verschiedene Vorteile: da es keine Zwischenfrequenz gibt fällt das Problem der Spiegelfrequenz weg. Man benötigt daher am Eingang des Empfängers keine Filter, um diese Spiegelfrequenz zu unterdrücken. Durch den Wegfall der Zwischenfrequenz entfallen auch die ZF-Filter. Das Problem der Nachbarkanalunterdrückung ist bei diesem Empfänger in den NF-Be-reich verlagert; die dazu benötigten NF-Filter benötigen viel weniger Platz als die Eingangsfilter und die Zwischenfrequenzfilter. Im Gegensatz zum Überlagerungsempfänger ist es möglich, alle Baugruppen des Direct-Conversion-Empfängers zu integrieren. Diese Vorteile sind z.B. in der Arbeit von Polly Estabrook und Bruce B. Lusignan: «The Design of a Mobile Radio Receiver using a Direct Conversion Architecture», 39th IEEE Vehicular Technology Conference (IEEE Cat. No. 89 CH 2379-1) S. 63-72, Bd. 1, auf S. 64, oben, diskutiert. Vor allem die Möglichkeit, diesen Empfänger vollständig zu integrieren, ist für die Anwendung in Drahtlostelefonen oder in Personenrufgeräten (PAGER) wegen der Platz- und Gewichtseinsparung von grosser Bedeutung. The direct conversion receiver has several advantages over an overlay receiver: since there is no intermediate frequency, the problem of image frequency is eliminated. No filters are therefore required at the input of the receiver to suppress this image frequency. By eliminating the intermediate frequency, the IF filters are also eliminated. The problem of adjacent channel suppression has shifted to the NF range for this receiver; the NF filters required for this take up much less space than the input filters and the intermediate frequency filters. In contrast to the overlay receiver, it is possible to integrate all modules of the direct conversion receiver. These advantages are e.g. in the work of Polly Estabrook and Bruce B. Lusignan: "The Design of a Mobile Radio Receiver using a Direct Conversion Architecture", 39th IEEE Vehicular Technology Conference (IEEE Cat. No. 89 CH 2379-1) pp. 63-72, Vol. 1, on p. 64, above. Above all, the possibility of fully integrating this receiver is of great importance for use in wireless telephones or in pagers (PAGER) because of the space and weight savings.

Das Prinzip des Direct-Conversion-Empfängers besteht darin, dass das empfangene HF-Signal mit seiner Trägerfrequenz in einem Multiplizierer multipliziert wird. Bei der idealen Multiplikation zweier Frequenzen entstehen lediglich die Summen- und die Differenzfrequenz. Hat das empfangene HF-Signal die Trägerfrequenz fc und eine Bandbreite b (d.h. das HF-Signal belegt einen Frequenzbereich von fc ± b/2, so wird - wenn dieses Signal mit fc multipliziert wird - ein NF-Signal mit Frequenzen von OHz bis b/2 sowie ein HF-Signal von 2 fc ± b/2 entstehen. Das HF-Signal kann einfach über einen Tiefpass weggefiltert werden. The principle of the direct conversion receiver is that the received RF signal is multiplied by its carrier frequency in a multiplier. With the ideal multiplication of two frequencies, only the sum and the difference frequency arise. If the received RF signal has the carrier frequency fc and a bandwidth b (ie the RF signal occupies a frequency range of fc ± b / 2, then if this signal is multiplied by fc, an LF signal with frequencies from OHz to b / 2 and an RF signal of 2 fc ± b / 2. The RF signal can simply be filtered out via a low pass.

Ein Nachbarsender mit der Frequenz von fc + Af wird nach der Multiplikation mit fc eine Frequenz von Af (sowie von 2 fc + Af) ergeben. Da Af grösser als b/2 sein muss (sonst belegt der Nachbarsender den gleichen Frequenzbereich wie der zu empfangende Sender), können bei einem idealen Multiplizierer auch die Nachbarsender einfach durch einen Tiefpass weggefiltert werden. A neighbor station with the frequency of fc + Af will result in a frequency of Af (as well as 2 fc + Af) after multiplying by fc. Since Af must be greater than b / 2 (otherwise the neighboring transmitter occupies the same frequency range as the transmitter to be received), with an ideal multiplier the neighboring transmitters can also simply be filtered out by a low pass.

Unter einem «idealen Multiplizierer» wird ein Multiplizierer verstanden, der insbesondere eine lineare Kennlinie aufweist. Selbstverständlich zeigen alle realen Multiplizierer gewisse Abweichungen von der idealen linearen Kennlinie. An nichtlinearen Kennlinien tritt aber immer eine gewisse Gleichrichtung auf; je stärker nichtlinear die Kennlinie ist, umso stärker ist das gleichgerichtete Signal. Bei guten Multiplizierern ist das gleichgerichtete Signal am Ausgang um ca. 40 dB gegenüber dem Eingang abgeschwächt. An “ideal multiplier” is understood to mean a multiplier that has, in particular, a linear characteristic. Of course, all real multipliers show certain deviations from the ideal linear characteristic. However, a certain amount of rectification always occurs on non-linear characteristics; the more non-linear the characteristic, the stronger the rectified signal. With good multipliers, the rectified signal at the output is attenuated by approx. 40 dB compared to the input.

Ist nun ein Störsender beispielsweise um 50 dB stärker als der zu empfangende Sender, so gibt es am Ausgang im NF-Bereich eine Überlagerung des gleichgerichteten Signals des beispielsweise amplitudenmodulierten Störsenders und des multiplizierten Signals des gewünschten Sender, wobei das gleichgerichtete Signal des Störsenders um 10 dB stärker ist als das gewünschte Signal. If, for example, a jammer is 50 dB stronger than the transmitter to be received, there is a superposition of the rectified signal of the amplitude-modulated jammer and the multiplied signal of the desired transmitter at the output in the LF range, the rectified signal of the jammer being 10 dB is stronger than the desired signal.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Direct-Conversion-Empfänger zu schaffen, der gegen Störungen der Nachbarsender unempfindlich ist. It is an object of the present invention to provide a direct conversion receiver which is insensitive to interference from neighboring transmitters.

Ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung der eingangs genannten Art ist aus der Fig. 2 der DE-AS 1 811 858 bekannt. Diese Schaltung wurde für HF-Signale relativ niedriger Frequenz (einige MHz) entwickelt. Der Zweck dieser Schaltung ist, einen Direct-Conversion-Empfänger zu schaffen der ohne Tiefpassfilter auskommt. Tiefpassfilter mit Grenzfrequenzen von unter 1 MHz haben nämlich einen für die Integration ungünstig grossen Kondensator, so dass die in der DE-AS 1 811 858 vorgeschlagene Schaltung den Vorteil hat, dass sie leicht in einem IC realisiert werden kann. A method or a device of the type mentioned at the outset is known from FIG. 2 of DE-AS 1 811 858. This circuit was developed for RF signals of relatively low frequency (a few MHz). The purpose of this circuit is to create a direct conversion receiver that does not need a low pass filter. Low-pass filters with cut-off frequencies of less than 1 MHz have a capacitor which is disadvantageously large for integration, so that the circuit proposed in DE-AS 1 811 858 has the advantage that it can easily be implemented in an IC.

Lässt man bei einem herkömmlichen Direct-Conversion-Empfänger einfach das Tiefpass-Filter weg, so erhält man nicht nur das niederfrequente If you simply omit the low-pass filter from a conventional direct conversion receiver, you not only get the low-frequency filter

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Nutzsignal, sondern auch hochfrequente Signale z.B. Trägerreste. Gemäss der DE-AS 1 811 858 ist daher ein zweiter Multiplizierer vorgesehen dessen Eingangssignale jedoch zueinander im Vergleich zum ersten Multiplizierer um 180° phasenverschoben wurden. Die Nutzsignale, die am Ausgang des ersten bzw. des zweiten Multiplizierers auftreten haben dadurch entgegengesetztes Vorzeichen, die hochfrequenten (Stör-)Signale sind jedoch gleich. Durch Differenzbildung der an den beiden Multiplizierern auftretenden Ausgangssignale kann somit das reine Nutzsignal gebildet werden, weil die (gleichen) Störsignale bei der Differenzbildung im Idealfall Null ergeben. Useful signal, but also high-frequency signals e.g. Girder remains. According to DE-AS 1 811 858, a second multiplier is therefore provided, the input signals of which, however, have been phase-shifted from one another by 180 ° compared to the first multiplier. The useful signals that appear at the output of the first and the second multiplier are therefore of opposite signs, but the high-frequency (interference) signals are the same. By forming the difference between the output signals occurring at the two multipliers, the pure useful signal can thus be formed, because the (same) interference signals in the difference formation ideally result in zero.

Obwohl diese bekannte Schaltung einzig zu dem Zweck entwickelt wurde, Tiefpassfilter zu vermeiden, wird erfindungsgemäss bei einem Verfahren der eingangs genannten Art vorgeschlagen, dass in an sich bekannter Weise die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer in je einem Tiefpass gefiltert und je einem Verstärker verstärkt werden, bevor sie voneinander subtrahiert werden, bzw. dass in einer Vorrichtung der eingangs genannten Art in an sich bekannter Weise zwischen den Ausgängen der beiden Multiplizierer und dem Subtrahierer jeweils ein Tiefpass und ein Verstärker vorgesehen sind. Although this known circuit was developed solely for the purpose of avoiding low-pass filters, it is proposed according to the invention in a method of the type mentioned at the outset that, in a manner known per se, the output signals of the two multipliers are each filtered in a low-pass and amplified before an amplifier they are subtracted from one another, or in a device of the type mentioned in the introduction, a low-pass filter and an amplifier are provided in a manner known per se between the outputs of the two multipliers and the subtractor.

Aufgrund der Lehre der DE-AS 1 811 858 erscheint dies vollkommen sinnlos: es hat sich aber gemäss der Lehre der vorliegenden Erfindung gezeigt, dass sich diese Schaltung hervorragend zum Demodulieren von per Funk gesendeten extrem hochfrequenten Signalen (GHz-Bereich) eignet, weil diese Schaltung unempfindlich gegen Störungen durch Nachbarsender ist. Dies war aufgrund der DE-AS 1 811 858 in keiner Weise vorherzusehen. Based on the teaching of DE-AS 1 811 858, this appears to be completely pointless: however, according to the teaching of the present invention, it has been shown that this circuit is outstandingly suitable for demodulating extremely high-frequency signals (GHz range) transmitted by radio, because these Circuit is insensitive to interference from neighboring transmitters. Due to DE-AS 1 811 858, this was in no way foreseeable.

Durch die 180°-Phasenverschiebung der beiden Eingangssignale des zweiten Multiplizierers zueinander hat das Produkt jeweils den gleichen Betrag, aber entgegengesetztes Vorzeichen im Vergleich zum Produkt des ersten Multiplizierers, d.h. die beiden Produktsignale sind zueinander invers. Im Gegensatz dazu sind die in den beiden Multiplizierern gleichgerichteten Signale natürlich identisch, weil beim Gleichrichten eines HF-Signals die Phasenlage des HF-Signals unwesentlich ist. Subtrahiert man nun die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer voneinander, so ergeben die gleichgerichteten Signale im Idealfall Null, die Produktsignale ergeben jedoch ein doppelt so grosses Signal. Im Endeffekt erhält man also nur das Produktsignal ohne Störungen durch Störsender. Um die erforderliche Genauigkeit zu erreichen ist es wichtig, dass niederfrequente Signale verarbeitet werden. Hochfrequente Anteile rufen im Subtrahierer wieder unerwünschte Störungen hervor. Es ist daher für das geforderte Ergebnis von grosser Bedeutung, dass die hochfrequenten Anteile nach den Mischern mit Tiefpassfiltern wegfiltriert werden. Due to the 180 ° phase shift of the two input signals of the second multiplier to one another, the product has the same amount, but opposite sign, compared to the product of the first multiplier, i.e. the two product signals are inverse to each other. In contrast, the signals rectified in the two multipliers are of course identical, because the phase relationship of the HF signal is insignificant when rectifying an HF signal. If the output signals of the two multipliers are subtracted from each other, the rectified signals ideally result in zero, but the product signals result in a signal twice as large. In the end, you only get the product signal without interference from jammers. In order to achieve the required accuracy, it is important that low-frequency signals are processed. High-frequency components cause unwanted interference in the subtractor again. It is therefore very important for the required result that the high-frequency components are filtered out after the mixers with low-pass filters.

Selbstverständlich müssen sowohl die Multiplizierer als auch die Verstärker und die Tiefpass-Fil-ter möglichst gleiche Charakteristiken haben, damit nach der Differenzbildung das gleichgerichtete Signal möglichst gering ist. Es ist ein Temperaturausgleich der jeweiligen Bausteine zweckmässig; noch besser werden sie natürlich alle in einem Substrat integriert. Of course, the multipliers as well as the amplifiers and the low-pass filters must have the same characteristics as possible so that the rectified signal is as low as possible after the difference is formed. It is advisable to equalize the temperature of the respective modules; of course, they are all even better integrated in one substrate.

Ein Direct-Conversion-Empfänger ist an sich für jede Modulationsart (SSB, AM, FM, Phasenmodulation) geeignet. Über die dazu jeweils notwendigen Schaltungen wird auf die oben zitierte Arbeit von Polly Estabrook et al. und die dort angeführten Literaturstellen verwiesen. A direct conversion receiver is suitable for any type of modulation (SSB, AM, FM, phase modulation). The circuits cited here are based on the work by Polly Estabrook et al. and referenced references there.

Für SSB-Empfang (Empfang von Signalen mit Ein-seitenbandmodulation) wird gemäss Fig. 2 der Arbeit von Polly Estabrook et al. eine Schaltung verwendet, die einen ersten Teiler für das HF-Signal und einen Oszillator für die Trägerfrequenz aufweist, dessen Ausgang an einen zweiten Teiler angeschlossen ist, wobei die ersten Ausgänge der beiden Teiler an einen ersten Multiplizierer angeschlossen sind und die zweiten Ausgänge der beiden Teiler an einen zweiten Multiplizierer angeschlossen sind. For SSB reception (reception of signals with one-sideband modulation), the work of Polly Estabrook et al. uses a circuit which has a first divider for the RF signal and an oscillator for the carrier frequency, the output of which is connected to a second divider, the first outputs of the two dividers being connected to a first multiplier and the second outputs of the two dividers are connected to a second multiplier.

Dabei hat einer der beiden Teiler einen direkten Ausgang und einen um 90° phasenverschiebenden Ausgang. Die Ausgänge der beiden Multiplizierer sind jeweils über einen Tiefpass und einen Verstärker an einen Addierer angeschlossen. Auf diese Weise kann das bei SBB-Modulation unerwünschte Band unterdrückt werden. One of the two dividers has a direct output and a 90 ° phase shifting output. The outputs of the two multipliers are each connected to an adder via a low pass and an amplifier. In this way, the band that is undesirable in SBB modulation can be suppressed.

Um die oben erwähnte Schaltung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens zu verwenden, müsste jedoch zwischen einem der Ausgänge der beiden Teiler und einem Multiplizierer ein 180° - Phasenschieber oder ein Inverter vorgesehen sein oder einer der beiden Teiler einen nichtin-vertierenden und einen invertierenden Ausgang aufweisen, und die Ausgänge der beiden Multiplizierer müssten an die beiden Eingänge eines Subtrahierers angeschlossen sein. In order to use the circuit mentioned above to carry out the method according to the invention, however, a 180 ° phase shifter or an inverter would have to be provided between one of the outputs of the two dividers and a multiplier, or one of the two dividers should have a non-inverting and an inverting output, and the outputs of the two multipliers should be connected to the two inputs of a subtractor.

Diese Schaltung ist nur zum Empfang von phasenmodulierten Signalen mit einem maximalen Phasenhub von 180° geeignet, wie dies anhand der Figuren noch erklärt wird. Sollen z.B. SSB-Signale empfangen werden, so ist jeder der beiden Zweige der oben beschriebenen bekannten Schaltung durch einen zweiten Multiplizierer und einen Subtrahierer (sowie durch Teiler, Tiefpassfilter und Verstärker) zu ergänzen, um beide Zweige je für sich unempfindlich gegen Nachbarsender zu machen. This circuit is only suitable for receiving phase-modulated signals with a maximum phase shift of 180 °, as will be explained with reference to the figures. Should e.g. SSB signals are received, each of the two branches of the known circuit described above must be supplemented by a second multiplier and a subtractor (as well as by dividers, low-pass filters and amplifiers) in order to make each branch insensitive to neighboring transmitters.

Anhand der beiliegenden Figuren wird die Erfindung näher erläutert. Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, und Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung. The invention is explained in more detail with reference to the accompanying figures. Fig. 1 shows a first embodiment of the invention, and Fig. 2 shows a second embodiment of the invention.

Bei den beiden Ausführungsbeispielen wird als Sendesignal ein Träger, der mit einem Niederfrequenzsignal (NF-Signal) mit konstantem Modulationsindex phasenmoduliert wird, vorausgesetzt. Als Modulationsindex wird jener Faktor bezeichnet, der sich aus der Hubfrequenz gebrochen durch die Niederfrequenz ergibt. Die zu übertragende Information bei solch einem Signal liegt in der Frequenz des NF-Signals. Das Empfangssignal ist das durch den Übertragungsweg gedämpfte und verzerrte Sendesignal. In the two exemplary embodiments, a carrier which is phase-modulated with a low-frequency signal (LF signal) with a constant modulation index is assumed as the transmission signal. The modulation index is the factor that results from the stroke frequency broken by the low frequency. The information to be transmitted with such a signal lies in the frequency of the LF signal. The received signal is the transmit signal attenuated and distorted by the transmission path.

Im Direct-Conversion-Empfänger wird das Empfangssignal mit einem Eingangsverstärker 1 verstärkt und mit einem Teiler 2 in zwei Signale mit glei- In the direct conversion receiver, the received signal is amplified with an input amplifier 1 and with a divider 2 into two signals with equal

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cher Amplitude aufgeteilt. Bei dem Beispiel nach Fig. 1 ist an einem der beiden Ausgänge ein Inverter 14 vorgesehen. Statt des Inverters 14 kann auch ein 180°-Phasenschieber vorgesehen sein; es ist auch möglich, dass der Teiler 2 bereits zwei Signale liefert, die eine Phasenverschiebung von 180° zueinander haben. Diese beiden Signale sind die Eingangssignale für die beiden Zweige I (in Phase) und G (gegen Phase). Die beiden Zweige sind gleich aufgebaut und bestehen jeweils aus einem Multiplizierer 3 bzw. 4, auch Mischer oder Frequenzumsetzer genannt, anschliessend einem Verstärker 5 bzw. 6 und daran anschliessend einem Tiefpass 7 bzw. 8. Selbstverständlich kann auch zuerst der Tiefpass und daran anschliessend der Verstärker vorgesehen sein. Es können auch mehrere Tiefpassfilter und mehrere Verstärker in beliebiger Reihenfolge vorgesehen sein. In den Multiplizierern 3 bzw. 4 wird das Eingangssignal mit Sinussignalen aus einem lokalen Oszillator 9, die auch LO-Signale genannt werden, gemischt. Das LO-Signal des I-Zweiges und des G-Zweiges haben dieselbe Amplitude und Phasenlage. Die beiden Signale werden aus dem Ausgangssignal des lokalen Oszillators 9 im Teiler 15 erzeugt. Die Ausgangssignale aus den Multiplizierern 3 bzw. 4 werden in den anschliessenden Verstärkern 5 bzw. 6 verstärkt. Mit den nachfolgenden Tiefpassfiitern 7 bzw. 8 werden die HF-Anteile der Ausgangssignale aus den Multiplizierern 3 bzw. 4 unterdrückt. In einem anschliessenden Subtrahierer 10 wird die Differenz aus den NF-Anteilen der beiden Zweige l und G gebildet. Dies hat den Vorteil, dass Störungen, die durch einen AM-Sender in den Multiplizierern 3 und 4 entstehen und mit gleicher Amplitude und Phasenlage an den Ausgängen der Multiplizierer 3 und 4 im I- und G-Zweig auftreten, sich gegenseitig aufheben. divided amplitude. In the example according to FIG. 1, an inverter 14 is provided at one of the two outputs. Instead of the inverter 14, a 180 ° phase shifter can also be provided; it is also possible that the divider 2 already delivers two signals which have a phase shift of 180 ° to one another. These two signals are the input signals for the two branches I (in phase) and G (against phase). The two branches are constructed identically and each consist of a multiplier 3 or 4, also called a mixer or frequency converter, then an amplifier 5 or 6 and then a low pass 7 or 8. Of course, the low pass and then the Amplifier may be provided. Several low-pass filters and several amplifiers can also be provided in any order. In the multipliers 3 and 4, the input signal is mixed with sinusoidal signals from a local oscillator 9, which are also called LO signals. The LO signal of the I branch and the G branch have the same amplitude and phase position. The two signals are generated from the output signal of the local oscillator 9 in the divider 15. The output signals from the multipliers 3 and 4 are amplified in the subsequent amplifiers 5 and 6. With the following low-pass filters 7 and 8, the RF components of the output signals from the multipliers 3 and 4 are suppressed. In a subsequent subtractor 10, the difference is formed from the LF components of the two branches I and G. This has the advantage that interference, which arise from an AM transmitter in multipliers 3 and 4 and occurs with the same amplitude and phase at the outputs of multipliers 3 and 4 in the I and G branches, cancel each other out.

Dieses Differenzsignal wird nun in zwei verschiedenen Pfaden weiterverarbeitet. Diese beiden Pfade sind der Signalaufbereitungspfad und der Phasenregelpfad. This difference signal is now processed in two different paths. These two paths are the signal conditioning path and the phase locked path.

Im Signalaufbereitungspfad wird das Differenzsignal in einem Verstärker 11 verstärkt und mit einem sogenannten Diskriminator 12 in ein Rechtecksignal umgeformt. Dieses Rechtecksignal hat dieselbe Frequenz wie das NF-Signal, das im Sender auf den Träger aufmoduliert wurde. Die übertragene Information ist in der Frequenz des Rechtecksignals enthalten. In the signal processing path, the difference signal is amplified in an amplifier 11 and converted into a square-wave signal using a so-called discriminator 12. This square-wave signal has the same frequency as the LF signal that was modulated onto the carrier in the transmitter. The transmitted information is contained in the frequency of the square wave signal.

Im Phasenregelpfad wird das Differenzsignal mit Hilfe eines Tiefpassfilters 13, dessen Grenzfrequenz unter der tiefsten zu übertragenden Frequenz liegt, gefiltert. Das gefilterte Signal wird dem lokalen Oszillator (9) zugeführt, der mit diesem Signal phasenmoduliert wird. Mit der Phasenregelung wird eine konstante Phasenverschiebung von 90° zwischen dem unmodulierten Träger des Senders und dem Ausgangssignal des lokalen Oszillators 9 eingestellt. Diese Phasenverschiebung bewirkt ein symmetrisches Differenzsignal am Ausgang des Subtrahierers 10. Wenn die Phasenverschiebung von 90° abweicht, so hat das einen Gleichspannungsanteil beim Differenzsignal zur Folge. Die Phasenmodulation des lokalen Oszillators 9 wird dadurch so verändert, dass der Gleichspannungsanteil kompensiert wird und sich wieder eine Phasenverschiebung von 90° einstellt. The difference signal is filtered in the phase control path with the aid of a low-pass filter 13, the cut-off frequency of which is below the lowest frequency to be transmitted. The filtered signal is fed to the local oscillator (9), which is phase-modulated with this signal. With the phase control, a constant phase shift of 90 ° is set between the unmodulated carrier of the transmitter and the output signal of the local oscillator 9. This phase shift causes a symmetrical difference signal at the output of the subtractor 10. If the phase shift deviates from 90 °, this results in a DC voltage component in the difference signal. The phase modulation of the local oscillator 9 is changed in such a way that the DC voltage component is compensated for and a phase shift of 90 ° occurs again.

Fig. 2 unterscheidet sich von Fig. 1 lediglich insofern, als der Inverter 14 an einer anderen Stelle in der Schaltung vorgesehen ist, so dass das Signal des lokalen Oszillators und nicht das empfangene HF-Signal invertiert wird. Fig. 2 differs from Fig. 1 only in that the inverter 14 is provided at another location in the circuit, so that the signal of the local oscillator and not the received RF signal is inverted.

Claims

1. A method for direct demodulation of an RF signal, in which the RF signal is multiplied by the carrier frequency in a first multiplier, the RF signal and the carrier frequency also being multiplied together in a second multiplier, but with the phase relationship of the two Input signals to each other has been shifted by 180 ° compared to the first multiplier and the output signals of the two multipliers are subtracted from one another, characterized in that the output signals of the two multipliers are each filtered in a low pass and amplified in each case before they are subtracted from one another.

2. Device for performing the method according to claim 1, which has a first power divider for the RF signal and an oscillator for the carrier frequency, the output of which is connected to a second power divider, the first outputs of the two power dividers being connected to a first multiplier and the second outputs of the two power dividers are connected to a second multiplier, wherein either a 180 ° phase shifter or an inverter is provided between one of the outputs of the two power dividers and a multiplier or one of the two power dividers has a non-inverting and an inverting output, and wherein the outputs of the two multipliers are connected to the two inputs of a subtractor, characterized in that between the outputs of the two multipliers (3, 4) and the subtractor (10) a low pass (7 or 8) and an amplifier (5 or 6) vo are seen.

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