Die Erfindung bezieht sich auf eine Messeinrichtung zum drahtlosen Abfragen von in einer Anordnung enthaltenen Informationen gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Solche Messeinrichtungen eignen sich vorteilhaft zum drahtlosen Abfragen von digitalen und/oder analogen Informationen über relativ kurze Distanzen innerhalb einer Anlage, deren Geräte räumlich verteilt, z.B. in den verschiedenen Räumen eines Gebäudes oder einer Gebäudegruppe, untergebracht sind. Die Anlage ist z.B. eine Klima- und/oder Heizungsanlage, während die abzufragenden Informationen z.B. Schaltkontaktstellungen und/oder Messwerte physikalischer Grössen sind, welche letztere mittels Sensoren ferngemessen werden sollen. Die physikalischen Grössen sind z.B. ein Druck p, Temperaturen T DEG , Entfernungen d, Feuchtigkeit, Lichtstärke, usw.
Solche Messeinrichtungen können aber auch in der Halbleitertechnik verwendet werden, um kontaktlose Messungen von Halbleiterschaltungs-Parametern zu verwirklichen, die nicht oder nur schwer unmittelbar über elektrische Anschlüsse zugänglich sind.
In bekannten konventionellen Anlagen werden Informationen zwischen den meist elektrischen Geräten in der Regel über Drahtverbindungen übertragen, so dass die Geräte viele Drahtanschlüsse und Drahtverbindungen benötigen zwecks Speisung der Geräte mit Nutzsignalen einerseits und mit Energie anderseits. Alle die so erforderlichen, in einem Gebäude relativ langen Drahtverbindungen benötigen in der Regel aufwendige und teure Installationsarbeiten.
Es ist bekannt, Informationen zwischen einzelnen Anordnungen einer Anlage drahtlos mittels hochfrequenter elektromagnetischer Wellen zu übertragen. Übertragungen mittels solcher elektromagnetischer Wellen sind jedoch in den meisten Ländern äusserst strengen Vorschriften der Postverwaltungen unterworfen oder möglicherweise sogar ganz verboten, da leistungsstarke elektromagnetische Wellen den Funkverkehr sowie die öffentlichen Rundfunk- und Fernsehübertragungen stören können. Ausserdem benötigen diese Übertragungen Sender und Empfänger, die als elektronische Geräte lokal mit Energie gespeist werden müssen.
Da die Verwendung von Batterien wegen der Notwendigkeit ihres periodischen Aufladens in Anlagen unerwünscht ist, erfolgt die Energiespeisung der Geräte in der Regel über Drahtverbindungen, so dass bei einer konventionellen Übertragung mittels hochfrequenter elektromagnetischer Wellen nur ein Teil der Drahtverbindungen eingespart wird.
Eine Messeinrichtung der eingangs genannten Art ist aus der Veröffentlichung "Passive Telemetrie mit Absorptions-Modulation", P.A. Neukomm, H. Baggenstos und H. Kündig, Bulletin SEV/VSE 80 (1989) 7, 8 April, Seiten 387 bis 391, bekannt, in der die Verwendung einer Absorptions-Modulation zur Ermittlung und Übertragung von Messwerten aus einem tierischen Körper beschrieben ist, die hochfrequente elektromagnetische Wellen im 5 MHz- bis 27 MHz-Frequenzbereich verwendet und zu Modulationszwecken innerhalb des tierischen Körpers elektronische Geräte, wie z.B. Verstärker und spannungsgesteuerte Oszillatoren, benötigt, welche ihrerseits eine Gleichspannungs-Speisung in Gestalt eines anschlusslosen HF-DC-Konverters erfordern.
Zu diesem Zweck wird mittels eines Hochfrequenzsignals pulsierend Hochfrequenz-Energie von einem Hochfrequenz-Sender zu einem Messwertsender übertragen und dort mittels einer "Loop"-Antenne empfangen und dem HF-DC-Konverter zugeleitet, der daraus Gleichstrom-Energie für die im tierischen Körper vorhandenen elektronischen Geräte erzeugt. Gleichspannungs-Messwerte modulieren dann das durch die "Loop"-Antenne des Messsenders erzeugte hochfrequente Streufeld, welches seinerseits durch einen Empfänger empfangen und dort zu Auswertezwecken demoduliert wird. Zur Eliminierung des vom Hochfrequenz-Sender her unmittelbar empfangenen, durch keinen Messwert modulierten Hochfrequenzsignals sind im oder beim Empfänger Richtkoppler und/oder Bandpassfilter vorhanden. Das Ersatzschaltbild der "Loop"-Antennen ist ein gedämpfter Parallel-Resonanzkreis.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, unter Beibehaltung von deren Vorteilen, die Messwertsender der bekannten Messeinrichtung zu vereinfachen und die bekannte Messeinrichtung so zu verbessern,
- dass deren Übertragungssignale nicht als Störsignale für den Funk sowie für die öffentlichen Rundfunk- und/oder Fernsehübertragungen auftreten können,
- dass sie nicht den strengen Vorschriften der verschiedenen nationalen Postverwaltungen unterworfen sind und
- dass die Empfänger nicht von den, durch keine Information modulierten und unmittelbar vom Sender her empfangenen Signalen gestört werden können.
Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Messeinrichtung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Variante einer erfindungsgemässen Messeinrichtung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer zweiten Variante einer erfindungsgemässen Messeinrichtung,
Fig. 3 ein Impulsdiagramm eines Sender-Tastsignals,
Fig. 4 ein Impulsdiagramm eines Sender-Schwingungssignals,
Fig. 5 ein Impulsdiagramm eines von einem Sendesensor ausgesandten und von einem Empfänger empfangenen Rückwirk- und Streusignals,
Fig. 6 ein Impulsdiagramm eines Empfänger-Tastsignals,
Fig. 7 ein Impulsdiagramm eines Empfänger-Schwingungssignals,
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines in einem Sender enthaltenen Generators,
Fig. 9 ein Blockschaltbild eines in einem Empfänger enthaltenen Demodulators,
Fig. 10 ein variabler Widerstand,
Fig. 11 ein Schaltbild eines mechanisch-magnetischen Sendesensors,
Fig.
12 ein schwingender Draht oder eine schwingende Membrane zur Messung einer Kraft,
Fig. 13 ein Aufbau eines Kondensators mit variabler Kapazität, der z.B. der Messung eines Drucks p dient,
Fig. 14 ein Aufbau eines Thermostaten, der eine Temperatur T DEG schwellwertmässig überwacht,
Fig. 15 ein Schaltbild eines Sendesensors zur Messung einer Entfernung und
Fig. 16 ein Aufbau einer drahtlosen Flüssigkeit- oder Gas-Druckdifferenz-Messeinrichtung.
Die erfindungsgemässe Messeinrichtung enthält pro Anordnung 1 und pro abzufragende Information 2 jeweils einen anschlusslosen Sendesensor 3, so dass immer mindestens ein anschlussloser Sendesensor 3 pro Anordnung 1 vorhanden ist. Die Sendesensoren 3 besitzen in jedem Fall weder für die Informationsübertragung noch für die Energiezuführung Anschlüsse zu äusseren Drahtverbindungen.
In allen Varianten enthält die erfindungsgemässe Messeinrichtung neben den Anordnungen 1 noch einen Sender 4, einen Empfänger 5 und ein Kopplungsglied 6. Der Sender 4 und der Empfänger 5 können getrennte Vorrichtungen oder Teil einer gemeinsamen Vorrichtung sein. Sie sind in der Regel zusammen mit dem Kopplungsglied 6 innerhalb oder in der Nähe einer gemeinsamen Anlagenzentrale angeordnet, während die Sendesensoren 3 in der Regel entfernt und räumlich verteilt angeordnet sind. Der Sender 4 ist mit den Sendesensoren 3 und jeder Sendesensor 3 mit dem Empfänger 5 galvanisch getrennt über das Kopplungsglied 6 mittels je eines Kopplungssignals 7a bzw. 7b gekoppelt. Zu diesem Zweck ist ein Ausgang 8 des Senders 4 mit einem Eingang des Kopplungsgliedes 6 und ein Eingang 9 des Empfängers 5 mit einem Ausgang des Kopplungsgliedes 6 verbunden (siehe Fig. 1 und Fig. 2).
Die Kopplungssignale 7a und 7b sind vorzugsweise elektrischer, mechanischer, magnetischer, akustischer oder elektromagnetischer Art. Ihnen zugehörige Trägerfrequenzen besitzen höchstens einen Wert von annähernd 100 kHz, so dass der Sender 4, der Empfänger 5 und die Sendesensoren 3 beim Vorhandensein elektromagnetischer Kopplungen im Wesentlichen rein induktiv miteinander gekoppelt sind. Bei so niedrigen Frequenzen erfolgt praktisch keine über grössere Entfernungen wirksam werdende Emission elektromagnetischer Wellen. Die Frequenz von 100 kHz liegt stark unterhalb der minimalen Frequenz von 150 kHz des Geltungsbereichs von Vorschriften über Funkentstörung.
In der Fig. 1 und der Fig. 2 wurde das Vorhandensein von magnetischen Kopplungen 7a und 7b angenommen, die in der Fig. 1 durch eine Magnetflusslinie 10 und in der Fig. 2 durch zugehörige Magnetfelder H1 und H4 vereinfacht dargestellt sind.
Nachfolgend wird aus Gründen der zeichnerischen Einfachheit angenommen, dass nur eine einzige Anordnung 1 in der erfindungsgemässen Messeinrichtung vorhanden ist und dass diese nur einen einzigen Sendesensor 3 aufweist zum Abfragen einer einzigen Information 2.
Der Sender 4 besteht in allen Varianten aus einem Steuergerät 11, einem Generator 12 und einem Sender-Schaltkontakt 13 (siehe Fig. 1 und Fig. 2). An einem ersten Ausgang des Steuergerätes 11 steht eine Sender-Speisespannung UN, E, an einem zweiten Ausgang eine Frequenzkontroll-Spannung Uf und an einem dritten Ausgang ein Sender-Tastsignal U1 an. Die drei Ausgänge des Steuergerätes 11 sind jeweils auf einen getrennten Eingang des Generators 12 geführt, dessen Ausgang, an dem ein getastetes Sender-Schwingungssignal U2 ansteht, über den Sender-Schaltkontakt 13 mit dem Ausgang 8 des Senders 4 verbunden ist. Das Sender-Tastsignal U1 ist ausserdem auf einen Steuereingang des Sender-Schaltkontaktes 13 geführt.
Der Empfänger 5 besteht in allen Varianten aus einem Steuer- und Auswertegerät 14, einem Demodulator 15 und einem Empfänger-Schaltkontakt 16 (siehe Fig. 1 und Fig. 2). An einem ersten Ausgang des Steuer- und Auswertegerätes 14 steht eine Empfänger-Speisespannung UN, R, an einem zweiten Ausgang eine Kontrollspannung UC und an einem dritten Ausgang ein Empfänger-Tastsignal U4 an. Die drei Ausgänge des Steuer- und Auswertegerätes 14 sind jeweils mit einem getrennten Eingang des Demodulators 15 verbunden. Das Empfänger-Tastsignal U4 ist ausserdem auf einen Steuereingang des Empfänger-Schaltkontaktes 16 geführt. Der Eingang 9 des Empfängers 5 ist über den Empfänger-Schaltkontakt 16 mit einem weiteren Eingang 17 des Demodulators 15 verbunden, an dem ein Empfänger-Schwingungssignal U5 ansteht.
Der Demodulator 15 weist zwei Ausgänge auf, die jeweils auf einen getrennten Eingang des Steuer- und Auswertegerätes 14 geführt sind und an denen ein erstes Informationssignal U gamma und ein zweites Informationssignal UfR anstehen, wobei jeweils einer der beiden Ausgänge nur fakultativ vorhanden ist.
Eine Energieversorgungs-Spannung UN speist jeweils über eine Leitung 18 je einen Speiseeingang des Senders 4 und des Empfängers 5 oder, genauer ausgedrückt, je einen Speiseeingang des Steuergerätes 11 und des Steuer- und Auswertegerätes 14. Ausserdem sind Steuer-Eingänge/Ausgänge der beiden letzteren jeweils über mindestens eine Drahtverbindung 19 miteinander verbunden.
Die Sendesensoren 3 enthalten in allen Varianten ausschliesslich speisungslose Bauelemente, wobei mindestens ein Parameter der speisungslosen Bauelemente eines jeden Sendesensors 3 durch eine zugehörige abzufragende Information 2 moduliert ist. Insbesondere enthält jeder Sendesensor 3 mindestens eine Einrichtung zum Akkumulieren von drahtlos empfangener Energie und zur Erzeugung eines Rückwirk- und Streusignals aus der akkumulierten Energie. Dabei wird die drahtlos empfangene Energie mittels des Kopplungssignals 7a bzw. des Magnetfeldes H1 vom Sender 4 ausgesandt, während das Rückwirk- und Streusignal als Kopplungssignal 7b bzw. als Magnetfeld H4 jeweils von den Sendesensoren 3 ausgesandt wird.
Die Einrichtung zum Akkumulieren der drahtlos empfangenen Energie und zur Erzeugung des Rückwirk- und Streusignals aus der akkumulierten Energie ist vorzugsweise ein Resonanzkreis 20, wobei eine Trägerfrequenz fo des Ausgangssignals des Senders 4 auf die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 20 abgestimmt ist.
Wenn die Kopplungssignale 7a und 7b, mit denen der Sender 4, der Empfänger 5 und die Sendesensoren 3 gekoppelt sind, akustische Signale sind, dann ist der Resonanzkreis 20 vorzugsweise ein mechanisch-akustischer Resonanzkreis. Die akustischen Signale sind in diesem Fall vorzugsweise Ultraschallwellen oder Schallwellen. Im letzteren Fall ist das Kopplungsglied 6 vorzugsweise ein Lautsprecher (siehe auch Fig. 12).
Wenn der Sender 4, der Empfänger 5 und die Sendesensoren 3 mittels elektrischer und/oder magnetischer Felder gekoppelt sind, dann ist der Resonanzkreis 20 bevorzugt ein elektrischer Resonanzkreis, z.B. ein Parallel-Resonanzkreis (siehe Fig. 1 und Fig. 2). Er besteht dann im letzteren Fall aus einem Kondensator 21, der eine Kapazität C aufweist, einer Spule 22, die auf einem ferromagnetischen Kern 23 gewickelt ist und eine Induktivität L aufweist, sowie einem fakultativ vorhandenen Widerstand 24, der einen Widerstandswert R aufweist, wobei der Kondensator 21, die Spule 22 und der Widerstand 24 elektrisch parallel geschaltet sind. Die Kapazität C und die Induktivität L sind diejenigen Parameter, die die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 20 bestimmen. Sie sind immer vorhanden.
In einer ersten Gruppe von Untervarianten wird das Rückwirk- und Streusignal 7b bzw. H4 des Sendesensors 3 durch eine zugehörige abzufragende Information 2 frequenzmoduliert. In diesem Fall ist vorzugsweise einer der beiden die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 20 bestimmenden Parameter, nämlich die Kapazität C oder die Induktivität L, derjenige Parameter des Resonanzkreises 20, der durch die zugehörige abzufragende Information 2 moduliert ist und zwar vorzugsweise unmittelbar. Die Information 2 ist dabei z.B. ein Druck p, der durch einen beweglichen Teil des Kondensators 21 ermittelt wird (siehe Fig. 13), oder ein Abstand d der Spulen/Kern-Kombination 22; 23 zu einem Permanentmagneten (siehe Fig. 15).
Wenn die abzufragende Information 2 in einer zweiten Gruppe von Untervarianten die Stellung eines Schaltkontaktes 25 ist, dann ist letzterer jeweils so mit dem Resonanzkreis 20 des zugehörigen Sendesensors 3 verbunden, dass er in einer seiner beiden Stellungen den Resonanzkreis 20 ausser Betrieb setzt. Dieser Fall wurde in der Fig. 1 und in der Fig. 2 angenommen. Ist der Resonanzkreis 20, wie in diesen Figuren dargestellt, ein elektrischer Parallel-Resonanzkreis, dann ist der Schaltkontakt 25 vorzugsweise ein Schliesskontakt, der dem Resonanzkreis 20 parallel geschaltet ist. Der Schaltkontakt 25 ist z.B. derjenigen eines Thermostaten (siehe Fig. 14) und die abzufragende Information 2 ist dann eine Temperatur T DEG , die beim Überschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes den Schaltkontakt 25 unmittelbar betätigt.
Die Stellung des Schaltkontaktes 25 ist demnach durch die Information 2 moduliert und zwar vorzugsweise unmittelbar. Durch das Schliessen des Schaltkontaktes 25 wird der Resonanzkreis 20 kurzgeschlossen und somit dessen Resonanzfrequenz getastet und moduliert. Die Kapazität C und die Induktivität L sind bei dieser Gruppe von Untervarianten vorzugsweise konstant.
In der Zeichnung sind die Schaltkontakte 13 und 16 jeweils als elektromechanische Schaltkontakte dargestellt. In der Praxis werden jedoch bevorzugt Halbleiterschalter verwendet.
Weist der Resonanzkreis 20 eine Dämpfung auf, dann ist in einer dritten Gruppe von Untervarianten ein die Dämpfung veranlassender Parameter derjenige Parameter des Resonanzkreises 20, der durch die zugehörige abzufragende Information 2 moduliert ist und zwar vorzugsweise unmittelbar. In einem elektrischen Resonanzkreis wird die Dämpfung durch einen Widerstand verursacht, z.B. durch den Widerstand 24, dessen Widerstandswert R dann der die Dämpfung des Resonanzkreises 20 veranlassende Parameter ist. Die Kapazität C und die Induktivität L sind bei dieser Gruppe von Untervarianten vorzugsweise konstant und der Schaltkontakt 25 ist vorzugsweise nicht vorhanden. Der Widerstand 24 ist z.B. ein druck- oder temperaturempfindlicher Widerstand (siehe Fig. 10), dessen Widerstandswert durch einen zu messenden Druck p oder eine zu messende Temperatur T DEG geändert, d.h. moduliert wird.
Druck- bzw. Temperatur-Messwerte stellen in diesem Fall die abzufragende Information 2 dar.
Beim Vorhandensein magnetischer oder elektromagnetischer Kopplungen ist im Sendesensor 3 zur Erzeugung des als Rückwirk- und Streusignal wirkenden Kopplungssignals 7b mindestens eine Spule vorhanden, die vorzugsweise auf einem ferromagnetischen Kern gewickelt ist. Diese Spule des Sendesensors 3 ist dabei bevorzugt ein Teil von dessem Resonanzkreis 20, so dass ihre Funktion durch die Spule 22 mit übernommen werden kann.
Das Kopplungsglied 6 besteht in der in der Fig. 1 dargestellten ersten Variante aus einer einzigen Spule 26, die auf einem ferromagnetischen Kern 27 gewickelt ist. Die Spule 26 ist in der Nähe des Senders 4 sowie des Empfängers 5 angeordnet und dient der Erzeugung des Kopplungssignals 7a sowie dem Empfang des Kopplungssignals 7b. Ein Pol der Spule 26 liegt z.B. an Masse, während ihr anderer Pol sowohl auf den Eingang als auch auf den Ausgang des Kopplungsgliedes 6 geführt ist.
Das Kopplungsglied 6 kann jedoch auch, wie in der Fig. 2 dargestellt, aus zwei Spulen 26a und 26b bestehen, die je auf einem getrennten ferromagnetischen Kern 27a bzw. 27b gewickelt sind. Dem Sender 4 und dem Empfänger 5 sind dann je eine getrennte Spule 26a bzw. 26b zugeordnet, deren erste Pole beide z.B. an Masse liegen. Der zweite Pol der Spule 26a bildet den Eingang und der zweite Pol der Spule 26b den Ausgang des Kopplungsgliedes 6.
Der Sender 4 besitzt in allen Varianten als Ausgangssignal ein mittels des Sender-Tastsignals U1 getasteten Senderstrom iE, der mit Hilfe der Spule 26 bzw. 26a ein getastetes Wechselmagnetfeld H1 erzeugt, welches vom Sendesensor 3 empfangen wird und dort, wie bereits erwähnt, ein ebenfalls getastetes Rückwirk- und Streusignal auslöst, welches seinerseits vom Sendesensor 3 ausgesandt und vom Empfänger 5 empfangen wird, um dort mit Hilfe der Spule 26 bzw. 26b in einen getasteten Empfängerstrom iR umgewandelt zu werden. Das getastete Ausgangssignal des Senders 4 und das getastete, durch keine Information 2 modulierte Rückwirk- und Streusignal des Sendesensors 3 bestehen je aus trägerfrequenten Impulsen, deren Trägerfrequenzen fo gleich sind.
Das vom Sendesensor 3 ausgesandte getastete Rückwirk- und Streusignal wird im Sendesensor 3 mit mindestens einer zugehörigen abzufragenden Information 2 moduliert.
Die Messeinrichtung funktioniert nach dem Echo-Prinzip: Der Sender 4 sendet im Betrieb zum drahtlosen Abfragen einer Information 2 eines Sendesensors 3 kurze, durch Impulslücken voneinander getrennte trägerfrequente Impulse aus, die von der Spule 22 des Sendesensors 3 mit nennenswerter Amplitude empfangen werden, falls dessen Resonanzkreis 20 in Resonanz ist, d.h. wenn die Trägerfrequenz fo der Impulse gleich der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 20 ist. Die empfangenen trägerfrequenten Impulse veranlassen bei Abwesenheit von Informationen 2 den Sendesensor 3 ein getastetes trägerfrequentes Rückwirk- und Streusignal gleicher Frequenz fo auszusenden, dessen Umhüllende nicht mehr aus rechteckförmigen Impulsen, sondern aus Impulsen mit exponentiell ansteigenden Vorderflanken sowie exponentiell abfallenden Rückflanken besteht.
Bei Anwesenheit von Informationen 2 modulieren diese entweder die Trägerfrequenz fR des Rückwirk- und Streusignals oder die Abklingzeit gamma der Rückflanken der trägerfrequenten Impulse des letzteren.
Ein Teil des vom abgefragten Sendesensors 3 ausgesandten Rückwirk- und Streusignales wird vom Empfänger 5 als relativ energieschwaches Signal empfangen. In der Regel empfängt der Empfänger 5 auch die sehr energiereichen, vom Sender 4 ausgesandten getasteten, jedoch durch keine Information 2 modulierten trägerfrequenten Impulse. Um dies zu vermeiden, werden die Schaltkontakte 13 und 16 nichtüberlappend in Gegentakt betrieben, d.h. wenn einer der Schaltkontakte 13 oder 16 geschlossen ist, dann ist der andere Schaltkontakt 16 bzw. 13 offen. Der eine Schaltkontakt 16 oder 13 öffnet dabei bevor der andere Schaltkontakt 13 bzw. 16 geschlossen wird. Der Empfänger 5 ist somit zeitlich nur in den Impulslücken der getasteten trägerfrequenten Impulse des Ausgangssignals des Senders 4 empfangsbereit, also zu einer Zeit, in der der Sender 4 gerade nicht sendet.
Eine weitere Verbesserung wird durch die Verwendung der in der Fig. 2 dargestellten Messeinrichtung erzielt, da durch eine dort vorhandene Verdrehung der Längsachsen der ferromagnetischen Kerne 23, 27a und 27b um 45 DEG bzw. 90 DEG der Empfang der unmittelbar vom Sender 4 her einstreuenden trägerfrequenten Signale im Empfänger 5 verhindert wird. Da der Empfänger 5 nur in den Impulslücken des Ausgangssignals des Senders 4 empfangsbereit ist, empfängt er nur den ausschwingenden Teil der vom Sendesensor 3 als Rückwirk- und Streusignal ausgesandten Impulse, der die abgefragte Information 2 enthält, welche somit im Empfänger 5 demoduliert und weiter ausgewertet werden kann.
Die ferromagnetischen Kerne 23, 27, 27a und 27b sind vorzugsweise länglich plättchenförmig oder länglich stabförmig, so dass die Kopplungssignale 7a und 7b ähnlich wie bei stabförmigen Ferrit-antennen die Gestalt von Richtstrahlsignalen besitzen. In diesem Fall kann die in der Fig. 2 dargestellte zweite Variante der erfindungsgemässen Messeinrichtung verwendet werden, die ähnlich aufgebaut ist wie die in der Fig.
1 dargestellte erste Variante, mit dem hauptsächlichen Unterschied, dass die Richtungen der Längsachsen der ferromagnetischen Kerne 23, 27a und 27b räumlich nicht beliebig sind, sondern dass die Längsachse des ferromagnetischen Kerns 23 des Sendesensors 3 räumlich vorzugsweise um einen Winkel von 45 DEG und diejenige des ferromagnetischen Kerns 27b des Empfängers 5 räumlich vorzugsweise um einen Winkel von 90 DEG verdreht jeweils gegenüber der Längsachse des ferro magnetischen Kerns 27a des Senders 4 angeordnet ist. Die Magnetflusslinie 10 der magnetischen Kopplungssignale 7a und 7b wurde in der Fig. 2, wie bereits erwähnt, durch die zugehörigen Magnetfeld-Vektoren H1 und H4 ersetzt.
Die Längsachse des ferromagnetischen Kerns 27a der zum Sender 4 gehörenden Spule 26a ist in der Darstellung der Fig. 2 räumlich senkrecht verlaufend angeordnet. In diesem Fall erzeugt die Spule 26a im Betrieb das in der Darstellung der Fig. 2 senkrecht z.B. von oben nach unten verlaufende getastete Wechselmagnetfeld H1. Der Sendesensor 3 ist dem Einfluss des Wechselmagnetfeldes H1 ausgesetzt, welches aus einer getasteten Wechselmagnetfeld-Komponente H2 besteht, die parallel, und einer getasteten Wechselmagnetfeld-Komponente H3 besteht, die senkrecht jeweils zur Längsachse des ferromagnetischen Kerns 23 wirksam ist. Die Spule 22 empfängt im Wesentlichen nur die getastete Wechselmagnetfeld-Komponente H2.
Der Resonanzkreis 20 sendet seinerseits als Rückwirk- und Streusignal ein getastetes Wechselmagnetfeld H4 in Richtung der Längsachse des ferromagnetischen Kerns 23 aus, wenn er durch die getastete Wechselmagnetfeld-Komponente H2 erregt wird, wobei das getastete Wechselmagnetfeld H4 vorher durch die abzufragende Information 2 moduliert wird.
Der Empfänger 5 ist dem Einfluss des getasteten und modulierten Wechselmagnetfeldes H4 ausgesetzt. Die Spule 26b des Empfängers 5 ist auf dem ferromagnetischen Kern 27b gewickelt, dessen Längsachse um annähernd 45 DEG verdreht gegenüber der Längsachse des Kerns 23 des Sendesensors 3 so ausgerichtet ist, dass die Längsachsen der beiden Kerne 27a und 27b räumlich einen Winkel von annähernd 90 DEG bilden. Die Längsachse des Kerns 27b verläuft dann in der Darstellung der Fig. 2 horizontal. Das getastete und modulierte Wechselmagnetfeld H4 besteht aus einer getasteten und modulierten Wechselmagnetfeld-Komponente H5, die parallel, und einer getasteten und modulierten Wechselmagnetfeld-Komponente H6, die senkrecht jeweils zur Längsachse des ferromagnetichen Kerns 27b wirksam ist.
Der Empfänger 5 empfängt im wesentlichen nur die getastete und modulierte Wechselmagnetfeld-Komponente H5, die er dann demoduliert. Das demodulierte Signal kann anschliessend z.B. in einer Heizungsanlage zur Erzeugung von Regelungssignalen verwendet werden. Die um 90 DEG verdrehte Anordnung der beiden ferromagnetischen Kerne 27a und 27b hat den Vorteil, dass das unmittelbar durch den Sender 4 ausgesandte, durch keine Information 2 modulierte Magnetfeld H1 vom Empfänger 5 nicht empfangen wird und demnach dort auch keinen störenden Einfluss ausüben kann.
Die ferromagnetischen Kerne 23, 27, 27a und 27b sind vorzugsweise dünne Plättchen und bestehen z.B. aus Ferrit, Eisenblech oder Magnetglas. Ihre Länge beträgt vorzugsweise 1 cm bis 10 cm. Die Abmessungen einer bevorzugten Ausführung der ferromagnetischen Kerne 23, 27, 27a und 27b sind z.B. 5 cm x 1 cm x 0,1 mm. Die Spulen 22, 26, 26a und 26b besitzen z.B. 100 Windungen.
Da die Sendeleistung des Sendesensors 3 im Vergleich zu der vom Sender 4 gesendeten Leistung um Grössenordnungen schwächer ist, können auch die erwähnten Funk-Entstörungsvorschriften, falls für so niedrige Frequenzen überhaupt welche vorhanden sind, sehr leicht eingehalten werden.
In der Fig. 3 ist das Sender-Tastsignal U1 in Funktion der Zeit t dargestellt, welches aus rechteckförmigen Gleichspannungsimpulsen besteht, denen je ein Logikwert "1" zugeordnet ist, während den die Gleichspannungsimpulse trennenden Impulslücken je ein Logikwert "0" zugeordnet ist.
In der Fig. 4 ist das getastete Sender-Schwingungssignal U2 in Funktion der Zeit t dargestellt, welches aus trägerfrequenten Impulsen besteht, die eine Trägerfrequenz fo aufweisen und zeitlich gleichzeitig mit den Gleichspannungsimpulsen des Sender-Tastsignals U1 vorhanden sind. Die Umhüllende des getasteten Sender-Schwingungssignals U2 besteht aus rechteckförmigen Impulsen.
In der Fig. 5 ist ein von einem Sendesensor 3 ausgesandtes und vom Empfänger 5 empfangenes Rückwirk- und Streusignal U3 in Funktion der Zeit t dargestellt, welches aus trägerfrequenten Impulsen besteht, die annähernd gleichzeitig mit den Impulsen der Signale U1 und U2 beginnen, jedoch länger als diese Impulse dauern. Die Trägerfrequenz fR dieser Impulse ist unterschiedlich von der Trägerfrequenz fo des Ausgangssignals des Senders 4 in alle jenen Untervarianten, in denen eine Frequenzmodulation verwendet wird, ansonsten sind beide Trägerfrequenzen gleich. Die Umhüllende des Rückwirk- und Streusignals U3 besteht aus Impulsen, deren Vorderflanken annähernd exponentiell ansteigen und deren Hinterflanken annähernd exponentiell absinken.
In der Fig. 6 ist das Empfänger-Tastsignal U4 in Funktion der Zeit t dargestellt, welches aus rechteckförmigen Gleichspannungsimpulsen besteht, die, bedingt durch das nicht überlappende und im Gegentakt erfolgende \ffnen und Schliessen der Schaltkontakte 13 und 16, um eine Zeit delta t1 nach dem Ende der Gleichspannungsimpulse des Sender-Tastsignals U1 beginnen und um eine Zeit delta t2 vor dem Beginn der Gleichspannungsimpulse des Sender-Tastsignals U1 enden. Den Gleichspannungsimpulsen ist dabei je ein Logikwert "1" zugeordnet, während den die Gleichspannungsimpulse trennenden Impulslücken je ein Logikwert "0" zugeordnet ist.
In der Fig. 7 ist das Empfänger-Schwingungssignal U5 in Funktion der Zeit t dargestellt, welches aus den ausschwingenden trägerfrequenten Teilen der vom Sendesensor 3 erzeugten und vom Empfänger 5 empfangenen trägerfrequenten Impulse des Rückwirk- und Streusignals U3 besteht. Mindestens ein Parameter gamma oder fR des ausschwingenden Teils der vom Sendesensor 3 erzeugten und vom Empfänger 5 empfangenen trägerfrequenten Impulse des Rückwirk- und Streusignals enthält die abzufragende Information 2 und dient im Empfänger 5 der weiteren Auswertung. Der Parameter gamma ist dabei die Abklingzeit des ausschwingenden Teils der im Empfänger 5 empfangenen trägerfrequenten Impulse des Rückwirk- und Streusignals und kann in allen Untervarianten als Auswerteparameter verwendet werden.
Der Parameter fR ist sowohl die Trägerfrequenz des Rückwirk- und Streusignals U3 als auch des ausschwingenden Teils der im Empfänger 5 empfangenen trägerfrequenten Impulse des Rückwirk- und Streusignals und kann nur bei den frequenzmodulierten Untervarianten als Auswerteparameter verwendet werden.
Wenn nur eine einzige Information 2 abzufragen ist und wenn zu diesem Zweck das Rückwirk- und Streusignal nicht frequenzmoduliert ist, dann ist nur eine einzige vorgegebene Resonanzfrequenz vorhanden und der Sender 4 braucht nur eine einzige vorgegebene Trägerfrequenz fo zu erzeugen. Dagegen beim Vorhandensein vieler abzufragenden Informationen 2, die je eine andere Resonanzfrequenz benötigen, oder beim Vorhandensein frequenzmodulierter Rückwirk- und Streusignale, muss der Sender 4 ein Vielzahl von Trägerfrequenzen fo erzeugen, die im letzteren Fall sogar im voraus nicht bekannt sind. Zu diesem Zweck enthält der Sender 4 einen Frequenz-Synthesizer oder einen Wobbelgenerator, die beide eine Vielzahl von Trägerfreqenzen erzeugen, die mit allen in Frage kommenden, in den Sendesensoren 3 möglicherweise entstehenden Frequenzen des Rückwirk- und Streu-Signals übereinstimmen.
Der Sender 4 kann jedoch auch einen Frequenz-Regelkreis enthalten, der mit Hilfe des Informationssignals UfR und der Frequenzkontroll-Spannung Uf die von ihm erzeugte und als Trägerfrequenz fo verwendete Frequenz fortlaufend so nachführt, dass sie mit der gerade von einem Sendesensor 3 ausgesandten Frequenz übereinstimmt, die ihrerseits der Resonanzfrequenz des letzteren entspricht.
Der in der Fig. 8 dargestellte Generator 12 besteht aus einem Frequenz-Synthesizer 28 und einem Verstärker 29, die in der angegebenen Reihenfolge in Kaskade geschaltet sind. Der FrequenzSynthesizer 28 besitzt zwei Eingänge, einen ersten für die Frequenzkontroll-Spannung Uf und einen zweiten für das Sender-Tastsignal U1.
Der in der Fig. 9 dargestellte Demodulator 15 besteht aus einem "lock-in"-Verstärker 30, einem Gleichrichter 31 und einem Korrelator 32, die in der angegebenen Reihenfolge in Kaskade geschaltet sind. Der "lock-in"-Verstärker 30 besteht aus einem ersten Multiplizierer 33, einem Tiefpassfilter 34, einem Addierer 35 und einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO: "voltage contolled oscillator") 36, die in der angegebenen Reihenfolge in Kaskade geschaltet sind, sowie aus einem Differentiator ("differentiating circuit") 37 und einem zweiten Multiplizierer 38.
Der Ausgang des spannunggesteuerten Oszillators 36 bildet denjenigen Ausgang des Demodulators 15, an dem das Informationssignal UfR ansteht, und ist innerhalb des "lock-in"-Verstärkers 30 einerseits unmittelbar auf einen ersten Eingang des zweiten Multiplizierers 38 und anderseits über den Differentiator 37 auf einen ersten Eingang des ersten Multiplizierers 33 geführt. Der Eingang 17 des Demodulators 15 ist mit den zweiten Eingängen der beiden Multiplizierer 33 und 38 verbunden, während der Ausgang des zweiten Multiplizierers 38 auf einen Eingang des Gleichrichters 31 geführt ist zwecks Bildung der Kaskadenschaltung 30; 31; 32. Der Ausgang des Tiefpassfilters 34 ist mit einem ersten Eingang des Addierers 35 verbunden zwecks Bildung der Kaskadenschaltung 33; 34; 35; 36, während die Kontrollspannung Uc an einem zweiten Eingang des Addierers 35 liegt.
Das Empfänger-Schwingungssignal U5 ist energieschwach und kann durch Störer, z.B. Rauschen, sehr stark gestört sein. Der Multiplizierer 33, das Tiefpassfilter 34, der Addierer 35, der spannungsgesteuerte Oszillator 36 und der Differentiator 37 bilden zusammen einen Phasenregelkkreis PLL ("phase locked loop"), welcher dazu dient die Phasenlage und damit die zeitliche Lage des Empfänger-Schwingungssignals U5 zu ermitteln. Im eingeschwungegenen Zustand des Phasenregelkreises PLL stimmt das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 36 in Gestalt und Phasenlage überein mit dem Empfänger-Schwingungssignal U5.
Der Multiplizierer 38 stellt einen sogenannten phasenempfindlichen Detektor PSD ("phase-sensitive detector") dar, der das Empfänger-Schwingungssignal U5 mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 36 wichtet und der der Ermittlung der Amplitude des Empfänger-Schwingungssignals U5 dient. Der "lock-in"-Verstärker 30 gestattet somit die gleichzeitige Ermittlung der Amplitude und der Phaselage bzw. zeitlichen Lage des Empfänger-Schwingungssignals U5. Die Kontrollspannung Uc dient dazu bei einem abwesenden Empfänger-Schwingungssignal U5 die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 36 möglichst nahe beim Wert der Träger frequenz fR des Empfänger-Schwingungssignals U5 einzustellen. Weitere Angaben bezüglich der Arbeitsweise des "lock-in"- Verstärkers 30 sind aus dem Buch "Signal recovery from noise in electronic instrumentation", T.H.
Wilmshurst, Adam Hilger Limited, Techno House, Redcliffe Way, Bristol BS1 6NX, MA 02 018, USA, Seiten 159 bis 184 sowie Seite 91 bis 96 ersichtlich. Das Informationssignal UfR ist ein sinusförmiges Signal konstanter Amplitude, dessen Frequenz fR die abzufragende Information 2 enthält und welches getastet oder ungetastet sein kann. Es kann dem Steuergerät 11 des Senders 4 zugeleitet werden und dort als Frequenzkontroll-Spannung Uf verwendet werden, falls der Generator 12 des Senders 4 einen Frequenz-Regelkreis enthält.
Der Korrelator 32 besteht aus einem Multiplizierer 39, einem Integrator 40, einem Differentiator 41 und einem Funktionsgenerator 42, die in der angegebenen Reihenfolge in Kaskade geschaltet sind, wobei der Ausgang des Funktionsgenerators 42 einerseits denjenigen Ausgang des Demodulators 15 bildet, an dem das Informationssignal U gamma ansteht, und andererseits innerhalb des Korrelators 32 auf einen ersten Eingang des Mulitiplizierers 39 geführt ist, dessen zweiter Eingang den Eingang des Korrelators 32 bildet. Das Informationssignal U gamma enthält die Abklingzeit gamma als Information 2. Das Empfänger-Tastsignal U4 ist auf einen Eingang des Funktionsgenerators 42 geführt. Die Arbeitsweise des Korrelators 32 ist an sich bekannt, z.B. aus der Druckschrift "Journal of applied Physics", Vol. 46, No 6, Juni 1975, Seiten 2638 bis 2644.
Der Widerstand 24 des Resonanzkreises 20 kann z.B. ein in der Fig. 10 dargestellter variabler temperatur- oder druckempfindlicher Widerstand sein, dessen Widerstandswert R unmittelbar durch einen zu ermittelnden Temperaturwert T DEG bzw. Druckwert p verändert, d.h. moduliert wird. Der Widerstand 24 ist z.B. ein Heissleiter oder eine PN-Diode.
Der Sendesensor 3 kann auch einen mechanisch-magnetischen Resonanzkreis 20 enthalten und besitzt dann z.B. den in der Fig. 11 dargestellten Aufbau, der aus einem elektrischen Resonanzkreis 20 und einer geraden Feder 43 besteht. An einem Ende der Feder 43 ist z.B. ein Permanentmagnet 44 montiert, während das andere Ende der Feder 43 an einem Träger 45 so befestigt ist, dass sie um ihren Befestigungspunkt 46 vibrieren kann. Der Resonanzkreis 20 besteht aus der Spule 22 und dem fakultativ vorhandenen Kondensator 21. Der Permanentmagnet 44 ist in der Nähe der Spule 22 und zwar in der Verlängerung von deren Längsachse angeordnet. Wenn kein Kondensator 21 vorhanden ist, dann ist die Spule 22, wie in der Fig. 11 gestrichelt dargestellt, mittels einer Drahtverbindung kurzgeschlossen.
In diesem Fall ersetzt die in der Feder 43 vorhandene elastische Energie die Funktion des Kondensators 21 im Resonanzkreis 20. Durch das Vibrieren der Feder 43 verändert sich der Abstand d zwischen dem Permanentmagnet 44 und der Spule 22, so dass deren Induktivität L und damit auch die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 20 durch die Vibrationen der Feder 43 moduliert wird. Die abzufragende Information 2 entspricht dabei z.B. dem Abstand d, der Position der Feder 43 oder dem Vorhandensein von Vibrationen der Feder 43.
In der Fig. 12 ist ein mittels eines Trägers 45 an seinen beiden Enden befestigter in Resonanz schwingender Draht 47 oder eine mittels des Trägers 45 entlang ihrem Umfang befestigte in Resonanz schwingende Membrane 47 dargestellt, die zur Messung einer radialen Kraft F dienen können. Der Draht 47 bzw. die Membrane 47 wird dabei durch ein akustisches Signal zum Schwingen gebracht. Die abzufragende Information 2 ist dann die Kraft F. Die Kraft F kann z.B. in der Membrane 47 durch Auswirkung einer Druckdifferenz p1-p2 entstehen, wenn die in der Fig. 12 dargestellte Anordnung in der in der Fig. 16 dargestellten Anordnung als mechanischer Resonanzkreis 57 verwendet wird.
Der in der Fig. 13 dargestellte Kondensator 21 besitzt eine variable Kapazität und dient z.B. der Messung eines Drucks p, der dann die abzufragende Information 2 darstellt. Eine der beiden Elektroden des Kondensators 21 besteht in diesem Fall z.B. aus einer metallischen Membrane 47, die entlang ihrem Umfang an einem isolierenden Träger 45 befestigt und dem Druck p ausgesetzt ist.
Die andere Elektrode 48 des Kondensators 21 ist dabei eine in Kondensatoren allgemein übliche Metallelektrode. Beide Elektroden des Kondensators 21 sind z.B. durch Vakuum oder einem Gas voneinander getrennt, welche als Dielektrikum dienen. Unter dem Einfluss des Drucks p ändert sich der Kapazitätswert C des Kondensators 21.
Der Schaltkontakt 25 ist z.B. derjenige eines Thermostaten. Der in der Fig. 14 dargestellte Aufbau eines Thermostaten besteht aus einem Bimetallkontakt 49; 50; 51, der aus einem Bimetall 49; 50 und einem elektrischen Kontakt 51 besteht, welcher letzter an einem ersten Ende eines isolierenden Trägers 45 montiert ist und einen elektrischen Anschluss 52 aufweist. Das Bimetall 49; 50 weist zwei in engem thermischem Kontakt miteinander stehende Metallstreifen 49 und 50 auf, die aus unterschiedlichem Metall bestehen. Der eine Metallstreifen 49 weist einen rechteckförmigen Querschnitt auf und besitzt einen elektrischen Anschluss 53, während der andere Metallstreifen 50 z.B. einen L-förmigen Querschnitt aufweist, dessen erster Balken parallel und dessen zweiter Balken senkrecht zum Metallstreifen 49 verläuft.
Das Bimetall 49; 50 ist mit Hilfe des senkrecht zum Metallstreifen 49 verlaufenden Balkens des Metallstreifens 50 an einem zweiten Ende des Trägers 45 montiert. Erhöht sich die Temperatur T DEG des Bimetalls 49; 50, dann dehnen sich die beiden Metallstreifen unterschiedlich aus, so dass das Bimetall 49; 50 sich durchbiegt und beim Überschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes durch die Temperatur T DEG einen elektrischen Kontakt herstellt zwischen den Anschlüssen 52 und 53 des Thermostaten. Die Temperatur T DEG wird somit schwellwertmässig überwacht. Sie stellt die abzufragende Information 2 dar.
Der in der Fig. 15 dargestellte Sendesensor 3 zur Messung einer Entfernung d besteht aus einem Permanentmagnet 44 und einem Parallel-Resonanzkreis 20, der einen Kondensator 21 und eine auf einem ferromagnetischen Kern 23 gewickelte Spule 22 aufweist. Der Permanentmagnet 44 ist in der Nähe des Kerns 23 und in der Verlängerung von dessen Längsachse angeordnet. Seine Entfernung d zur Spule 22 beeinflusst die Induktivität L der letzteren und damit die Resonanzfrequenz des Parallel-Resonanzkreises 20. Die Entfernung d stellt die abzufragende Information 2 dar.
Die in der Fig. 16 dargestellte Druckdifferenz-Messeinrichtung enthält ein Halbleiterplättchen 54; 55; 56, welches aus zwei dicken Enden 54 und 55 besteht, die durch einen dünnen Steg 56 miteinander verbunden sind. Letzterer arbeitet als eine Art Membrane und misst eine Druckdifferenz p1-p2 z.B. innerhalb einer Flüssigkeit in der das Halbleiterplättchen 54; 55; 56 eingetaucht ist. Dabei stellt der Druck p1 den Druck innerhalb der Flüssigkeit oberhalb und p2 den Druck innerhalb der Flüssigkeit unterhalb des Halbleiterplättchens 54; 55; 56 dar. Die Flüssigkeit kann natürlich auch durch ein Gas ersetzt werden. Auf dem dünnen Steg 56 ist ein mechanischer Resonanzkreis 57 angebracht, der über die Flüssigkeit oder dem Gas mechanisch mit dem Sender 4 und dem Empfänger 5 gekoppelt ist. Die Druckdifferenz p1-p2 stellt die abzufragende Information 2 dar.
Der mechanische Resonanzkreis 57 kann z.B. die in der Fig. 12 dargestellte Anordnung sein.
In einer ersten Untervariante ist an der Oberfläche auf dem dünnen Steg 56 der Draht 47 oder eine streifenförmige Membrane 47 in Form einer dünnen ferromagnetischen Schicht 57 angeordnet, die einen Permanentmagnet bildet und sich in der Nähe der Spule 26 des Senders 4 und des Empfängers 5 befindet. Die Spule 26 ist dabei in der Flüssigkeit eingetaucht und magnetisch mit dem Draht 47 bzw. der Membrane 47 gekoppelt. Die Druckdifferenz p1-p2 moduliert dann die Resonanzfrequenz des Drahtes 47 bzw. der Membrane 47.
In einer zweiten Untervariante ist die Spule 26 durch einen piezoelektrischen Wandler ersetzt, der als Kopplungsglied 6 arbeitet und der in der Nähe des dünnen Stegs 56 in die Flüssigkeit eingetaucht ist. In diesem Fall erfolgt die Kopplung zwischen Sender 4 und Empfänger 5 einerseits und dem mechanischen Resonanzkreis 20 anderseits ausschliesslich mittels mechanischer Kopplungssignale 7a und 7b. Beim Anlegen einer impulsförmigen trägerfrequenten Spannung an den piezoelektrischen Wandler arbeitet dieser als Sender 4 und erzeugt einen impulsförmigen trägerfrequenten Druck, der den mechanischen Resonanzkreis 57 beim Vorhandensein einer entsprechenden Trägerfrequenz in Resonanzschwingungen versetzt. Die Druckdifferens p1-p2 moduliert die Resonanzschwingungen.
Die modulierten Resonanzschwingungen verursachen einen modulierten Druck auf die Messfläche des piezoelektrischen Wandlers, welcher in den Impulslücken als Empfänger 5 arbeitet und den modulierten Druck in modulierte elektrische Signale umwandelt.
The invention relates to a measuring device for wirelessly querying information contained in an arrangement according to the preamble of claim 1.
Such measuring devices are advantageously suitable for wireless interrogation of digital and / or analog information over relatively short distances within a system, the devices of which are spatially distributed, e.g. B. in the different rooms of a building or group of buildings. The plant is e.g. B. an air conditioning and / or heating system, while the information to be queried z. B. Switching contact positions and / or measured values of physical variables are which the latter are to be remotely measured by means of sensors. The physical quantities are e.g. B. a pressure p, temperatures T DEG, distances d, humidity, light intensity, etc.
Such measuring devices can, however, also be used in semiconductor technology in order to implement contactless measurements of semiconductor circuit parameters that are difficult or impossible to access directly via electrical connections.
In known conventional systems, information is usually transmitted between the mostly electrical devices via wire connections, so that the devices require many wire connections and wire connections in order to supply the devices with useful signals on the one hand and with energy on the other. All of the wire connections required in this way, which are relatively long in a building, generally require complex and expensive installation work.
It is known to transmit information between individual arrangements of a system wirelessly by means of high-frequency electromagnetic waves. However, in most countries, transmissions using such electromagnetic waves are subject to extremely stringent postal administration regulations, or may even be completely prohibited, since powerful electromagnetic waves can interfere with radio traffic and public radio and television transmissions. In addition, these transmissions require transmitters and receivers, which have to be supplied with energy locally as electronic devices.
Since the use of batteries is undesirable due to the necessity of periodically charging them in systems, the devices are usually powered by wire connections, so that only a part of the wire connections is saved in conventional transmission using high-frequency electromagnetic waves.
A measuring device of the type mentioned in the introduction is from the publication "Passive Telemetry with Absorption Modulation", P. A. Neukomm, H. Baggenstos and H. Kündig, Bulletin SEV / VSE 80 (1989) 7, 8 April, pages 387 to 391, in which the use of an absorption modulation for the determination and transmission of measured values from an animal body is described, the high-frequency electromagnetic waves in 5 MHz - Up to 27 MHz frequency range used and for modulation purposes within the animal body electronic devices such. B. Amplifiers and voltage-controlled oscillators are required, which in turn require a DC voltage supply in the form of a connectionless HF-DC converter.
For this purpose, a high-frequency signal is used to transmit pulsed high-frequency energy from a high-frequency transmitter to a measured value transmitter, where it is received by means of a "loop" antenna and fed to the HF-DC converter, which uses it to supply direct current energy for those present in the animal body electronic devices. DC voltage measured values then modulate the high-frequency stray field generated by the "loop" antenna of the measuring transmitter, which in turn is received by a receiver and is demodulated there for evaluation purposes. To eliminate the high-frequency signal received directly from the high-frequency transmitter and not modulated by a measured value, directional couplers and / or bandpass filters are present in or at the receiver. The equivalent circuit diagram of the "loop" antennas is a damped parallel resonance circuit.
The object of the invention is to simplify the measured value transmitters of the known measuring device and to improve the known measuring device while maintaining the advantages thereof,
- that their transmission signals cannot occur as interference signals for radio or for public radio and / or television transmissions,
- that they are not subject to the strict regulations of the various national postal administrations and
- That the receiver cannot be disturbed by the signals, which are not modulated by any information and received directly from the transmitter.
According to the invention, this object is achieved by the features specified in the characterizing part of claim 1.
Advantageous configurations of the measuring device result from the dependent claims.
Embodiments of the invention are shown in the drawing and are described in more detail below.
Show it:
Fig. 1 shows a block diagram of a first variant of a measuring device according to the invention,
Fig. 2 shows a block diagram of a second variant of a measuring device according to the invention,
Fig. 3 shows a pulse diagram of a transmitter key signal,
Fig. 4 is a timing diagram of a transmitter vibration signal.
Fig. 5 shows a pulse diagram of a reaction and scatter signal emitted by a transmission sensor and received by a receiver,
Fig. 6 is a timing diagram of a receiver key signal.
Fig. 7 is a timing diagram of a receiver vibration signal.
Fig. 8 is a block diagram of a generator contained in a transmitter,
Fig. 9 is a block diagram of a demodulator contained in a receiver.
Fig. 10 a variable resistor,
Fig. 11 shows a circuit diagram of a mechanical-magnetic transmission sensor,
Fig.
12 a vibrating wire or a vibrating membrane for measuring a force,
Fig. 13 shows a structure of a capacitor with a variable capacitance, e.g. B. serves to measure a pressure p,
Fig. 14 a structure of a thermostat which monitors a temperature T DEG in terms of threshold value,
Fig. 15 is a circuit diagram of a transmission sensor for measuring a distance and
Fig. 16 shows a structure of a wireless liquid or gas pressure difference measuring device.
The measuring device according to the invention contains one connection-free transmission sensor 3 per arrangement 1 and per information 2 to be queried, so that at least one connection-free transmission sensor 3 is always present per arrangement 1. In any case, the transmission sensors 3 have connections to external wire connections neither for the transmission of information nor for the supply of energy.
In all variants, the measuring device according to the invention contains, in addition to the arrangements 1, a transmitter 4, a receiver 5 and a coupling element 6. The transmitter 4 and the receiver 5 can be separate devices or part of a common device. They are usually arranged together with the coupling member 6 within or in the vicinity of a common system center, while the transmission sensors 3 are generally removed and arranged in a spatially distributed manner. The transmitter 4 is galvanically isolated with the transmission sensors 3 and each transmission sensor 3 with the receiver 5 via the coupling element 6 by means of a coupling signal 7a or 7b coupled. For this purpose, an output 8 of the transmitter 4 is connected to an input of the coupling element 6 and an input 9 of the receiver 5 is connected to an output of the coupling element 6 (see FIG. 1 and Fig. 2).
The coupling signals 7a and 7b are preferably electrical, mechanical, magnetic, acoustic or electromagnetic. The carrier frequencies associated with them have a value of at most approximately 100 kHz, so that the transmitter 4, the receiver 5 and the transmitter sensors 3 are essentially purely inductively coupled to one another in the presence of electromagnetic couplings. At such low frequencies, there is practically no electromagnetic wave emission that takes effect over longer distances. The frequency of 100 kHz is well below the minimum frequency of 150 kHz within the scope of regulations on radio interference suppression.
In the Fig. 1 and Fig. 2, the presence of magnetic couplings 7a and 7b was assumed, which is shown in FIG. 1 through a magnetic flux line 10 and in FIG. 2 are represented in simplified form by associated magnetic fields H1 and H4.
For reasons of simplicity of the drawing, it is assumed below that only one arrangement 1 is present in the measuring device according to the invention and that it has only a single transmission sensor 3 for querying a single piece of information 2.
The transmitter 4 consists in all variants of a control unit 11, a generator 12 and a transmitter switch contact 13 (see Fig. 1 and Fig. 2). A transmitter supply voltage UN, E is present at a first output of control unit 11, a frequency control voltage Uf is present at a second output and a transmitter button signal U1 is present at a third output. The three outputs of the control unit 11 are each connected to a separate input of the generator 12, the output of which, at which a keyed transmitter vibration signal U2 is present, is connected to the output 8 of the transmitter 4 via the transmitter switch contact 13. The transmitter key signal U1 is also routed to a control input of the transmitter switch contact 13.
In all variants, the receiver 5 consists of a control and evaluation device 14, a demodulator 15 and a receiver switch contact 16 (see FIG. 1 and Fig. 2). A receiver supply voltage UN, R is present at a first output of the control and evaluation device 14, a control voltage UC is present at a second output and a receiver key signal U4 is present at a third output. The three outputs of the control and evaluation device 14 are each connected to a separate input of the demodulator 15. The receiver key signal U4 is also routed to a control input of the receiver switch contact 16. The input 9 of the receiver 5 is connected via the receiver switch contact 16 to a further input 17 of the demodulator 15, at which a receiver vibration signal U5 is present.
The demodulator 15 has two outputs, each of which is routed to a separate input of the control and evaluation device 14 and at which a first information signal U gamma and a second information signal UfR are present, one of the two outputs being only optional.
A power supply voltage UN in each case feeds a feed input of the transmitter 4 and the receiver 5 via a line 18 or, more precisely, a feed input of the control device 11 and the control and evaluation device 14. In addition, control inputs / outputs of the two latter are each connected to one another via at least one wire connection 19.
In all variants, the transmission sensors 3 contain exclusively powerless components, at least one parameter of the powerless components of each power sensor 3 being modulated by an associated information item 2 to be queried. In particular, each transmission sensor 3 contains at least one device for accumulating wirelessly received energy and for generating a reaction and scatter signal from the accumulated energy. The wirelessly received energy is transmitted by means of the coupling signal 7a or of the magnetic field H1 is emitted by the transmitter 4, while the feedback and scatter signal as coupling signal 7b or is emitted as a magnetic field H4 by the transmission sensors 3.
The device for accumulating the wirelessly received energy and for generating the reaction and scatter signal from the accumulated energy is preferably a resonance circuit 20, a carrier frequency fo of the output signal of the transmitter 4 being matched to the resonance frequency of the resonance circuit 20.
If the coupling signals 7a and 7b to which the transmitter 4, the receiver 5 and the transmitter sensors 3 are coupled are acoustic signals, then the resonance circuit 20 is preferably a mechanical-acoustic resonance circuit. The acoustic signals in this case are preferably ultrasonic waves or sound waves. In the latter case, the coupling member 6 is preferably a loudspeaker (see also Fig. 12).
If the transmitter 4, the receiver 5 and the transmitter sensors 3 are coupled by means of electrical and / or magnetic fields, then the resonance circuit 20 is preferably an electrical resonance circuit, e.g. B. a parallel resonance circuit (see Fig. 1 and Fig. 2). It then consists in the latter case of a capacitor 21 which has a capacitance C, a coil 22 which is wound on a ferromagnetic core 23 and has an inductance L, and an optional resistor 24 which has a resistance value R, the Capacitor 21, the coil 22 and the resistor 24 are electrically connected in parallel. The capacitance C and the inductance L are those parameters which determine the resonance frequency of the resonance circuit 20. They are always there.
In a first group of sub-variants, the feedback and scatter signal 7b or H4 of the transmission sensor 3 is frequency-modulated by an associated item of information 2 to be queried. In this case, one of the two parameters determining the resonance frequency of the resonance circuit 20, namely the capacitance C or the inductance L, is preferably the parameter of the resonance circuit 20 that is modulated by the associated information 2 to be queried, preferably directly. The information 2 is z. B. a pressure p, which is determined by a movable part of the condenser 21 (see FIG. 13), or a distance d of the coil / core combination 22; 23 to a permanent magnet (see Fig. 15).
If the information to be queried 2 is the position of a switching contact 25 in a second group of sub-variants, then the latter is in each case connected to the resonance circuit 20 of the associated transmission sensor 3 in such a way that it deactivates the resonance circuit 20 in one of its two positions. This case was shown in Fig. 1 and in Fig. 2 adopted. If the resonance circuit 20, as shown in these figures, is an electrical parallel resonance circuit, then the switch contact 25 is preferably a make contact, which is connected in parallel with the resonance circuit 20. The switch contact 25 is, for. B. that of a thermostat (see Fig. 14) and the information to be queried 2 is then a temperature T DEG, which actuates the switching contact 25 directly when a predetermined threshold value is exceeded.
The position of the switch contact 25 is accordingly modulated by the information 2, preferably directly. By closing the switch contact 25, the resonance circuit 20 is short-circuited and thus its resonance frequency is sampled and modulated. The capacitance C and the inductance L are preferably constant in this group of sub-variants.
In the drawing, the switching contacts 13 and 16 are each shown as electromechanical switching contacts. In practice, however, semiconductor switches are preferably used.
If the resonant circuit 20 has damping, then in a third group of sub-variants, a parameter causing the damping is the parameter of the resonant circuit 20 that is modulated by the associated information 2 to be queried, preferably directly. In an electrical resonance circuit, the damping is caused by a resistor, e.g. B. through the resistor 24, whose resistance value R is then the parameter causing the damping of the resonant circuit 20. The capacitance C and the inductance L are preferably constant in this group of sub-variants and the switch contact 25 is preferably not present. The resistor 24 is e.g. B. a pressure or temperature sensitive resistor (see Fig. 10), the resistance value of which is changed by a pressure p or a temperature T DEG to be measured, d. H. is modulated.
Printing or In this case, temperature measurements represent information 2 to be queried.
If magnetic or electromagnetic couplings are present, at least one coil, which is preferably wound on a ferromagnetic core, is present in the transmission sensor 3 for generating the coupling signal 7b, which acts as a reaction and scatter signal. This coil of the transmission sensor 3 is preferably part of its resonant circuit 20, so that its function can also be taken over by the coil 22.
The coupling member 6 consists in the in FIG. 1 shown first variant of a single coil 26 which is wound on a ferromagnetic core 27. The coil 26 is arranged in the vicinity of the transmitter 4 and the receiver 5 and serves to generate the coupling signal 7a and to receive the coupling signal 7b. One pole of the coil 26 is, for. B. to ground, while its other pole is led to both the input and the output of the coupling member 6.
However, the coupling member 6 can also, as in Fig. 2, consist of two coils 26a and 26b, each on a separate ferromagnetic core 27a and 27b are wound. The transmitter 4 and the receiver 5 are then each a separate coil 26a or 26b assigned, the first poles of both z. B. lie to ground. The second pole of coil 26a forms the input and the second pole of coil 26b forms the output of coupling element 6.
In all its variants, the transmitter 4 has as its output signal a transmitter current iE which is sensed by means of the transmitter keying signal U1 and which is 26a generates a sensed alternating magnetic field H1, which is received by the transmitter sensor 3 and, as already mentioned, triggers a likewise sensed feedback and scatter signal, which in turn is emitted by the transmitter sensor 3 and received by the receiver 5 in order to use the coil 26 or . 26b to be converted into a keyed receiver current iR. The keyed output signal of the transmitter 4 and the keyed, by no information 2 modulated feedback and scatter signal of the transmitter sensor 3 each consist of carrier-frequency pulses, the carrier frequencies fo are the same.
The keyed feedback and scatter signal emitted by the transmission sensor 3 is modulated in the transmission sensor 3 with at least one associated item of information 2 to be queried.
The measuring device works according to the echo principle: in operation, the transmitter 4 transmits short carrier-frequency pulses, which are separated from one another by pulse gaps, to receive information 2 from a transmission sensor 3, which are received by the coil 22 of the transmission sensor 3 with a notable amplitude, if there is one Resonance circuit 20 is in resonance, i. H. when the carrier frequency fo of the pulses is equal to the resonant frequency of the resonant circuit 20. In the absence of information 2, the received carrier-frequency pulses cause the transmission sensor 3 to transmit a keyed carrier-frequency reaction and scatter signal of the same frequency fo, the envelope of which no longer consists of rectangular pulses, but of pulses with exponentially rising leading edges and exponentially falling trailing edges.
In the presence of information 2, this modulates either the carrier frequency fR of the reaction and scatter signal or the decay time gamma of the trailing edges of the carrier-frequency pulses of the latter.
A portion of the feedback and scatter signals emitted by the polled transmission sensor 3 is received by the receiver 5 as a relatively low-energy signal. As a rule, the receiver 5 also receives the very high-energy, keyed, but not modulated carrier frequency impulses emitted by the transmitter 4. To avoid this, the switching contacts 13 and 16 are operated in non-overlapping push-pull mode, i. H. if one of the switch contacts 13 or 16 is closed, then the other switch contact 16 or 13 open. One switch contact 16 or 13 opens before the other switch contact 13 or 16 is closed. The receiver 5 is therefore only ready to receive in time in the pulse gaps of the keyed carrier-frequency pulses of the output signal of the transmitter 4, that is to say at a time when the transmitter 4 is not currently transmitting.
A further improvement is achieved through the use of the in FIG. 2 shown measuring device achieved because by there existing rotation of the longitudinal axes of the ferromagnetic cores 23, 27a and 27b by 45 ° or 90 ° the reception of the carrier-frequency signals scattered directly from the transmitter 4 is prevented in the receiver 5. Since the receiver 5 is only ready to receive in the pulse gaps of the output signal of the transmitter 4, it receives only the swinging-out part of the pulses emitted by the transmitter sensor 3 as a reaction and scatter signal, which contains the queried information 2, which thus demodulates and further evaluates in the receiver 5 can be.
The ferromagnetic cores 23, 27, 27a and 27b are preferably elongated plate-shaped or elongated rod-shaped, so that the coupling signals 7a and 7b have the shape of directional beam signals, similar to rod-shaped ferrite antennas. In this case, the one shown in Fig. 2 shown second variant of the measuring device according to the invention can be used, which is constructed similarly to that in FIG.
1 shown first variant, with the main difference that the directions of the longitudinal axes of the ferromagnetic cores 23, 27a and 27b are not spatially arbitrary, but that the longitudinal axis of the ferromagnetic core 23 of the transmission sensor 3 is spatially preferably at an angle of 45 ° and that of the The ferromagnetic core 27b of the receiver 5 is preferably spatially rotated by an angle of 90 ° relative to the longitudinal axis of the ferromagnetic core 27a of the transmitter 4. The magnetic flux line 10 of the magnetic coupling signals 7a and 7b was shown in FIG. 2, as already mentioned, replaced by the associated magnetic field vectors H1 and H4.
The longitudinal axis of the ferromagnetic core 27a of the coil 26a belonging to the transmitter 4 is shown in the illustration in FIG. 2 arranged spatially perpendicular. In this case, the coil 26a generates in operation that in the illustration of FIG. 2 vertical z. B. keyed alternating magnetic field H1 running from top to bottom. The transmission sensor 3 is exposed to the influence of the alternating magnetic field H1, which consists of a sensed alternating magnetic field component H2, which is parallel, and a sensed alternating magnetic field component H3, which is effective perpendicular to the longitudinal axis of the ferromagnetic core 23. The coil 22 essentially receives only the keyed alternating magnetic field component H2.
The resonance circuit 20, in turn, sends out a sensed alternating magnetic field H4 in the direction of the longitudinal axis of the ferromagnetic core 23 as a reaction and scatter signal when it is excited by the sensed alternating magnetic field component H2, the sensed alternating magnetic field H4 being previously modulated by the information 2 to be queried.
The receiver 5 is exposed to the influence of the sensed and modulated alternating magnetic field H4. The coil 26b of the receiver 5 is wound on the ferromagnetic core 27b, the longitudinal axis of which is rotated by approximately 45 ° relative to the longitudinal axis of the core 23 of the transmitter sensor 3 so that the longitudinal axes of the two cores 27a and 27b spatially form an angle of approximately 90 ° form. The longitudinal axis of the core 27b then runs in the illustration in FIG. 2 horizontal. The sensed and modulated alternating magnetic field H4 consists of a sensed and modulated alternating magnetic field component H5, which is parallel, and a sensed and modulated alternating magnetic field component H6, which is effective perpendicular to the longitudinal axis of the ferromagnetic core 27b.
The receiver 5 essentially receives only the keyed and modulated alternating magnetic field component H5, which it then demodulates. The demodulated signal can then z. B. can be used in a heating system to generate control signals. The arrangement of the two ferromagnetic cores 27a and 27b rotated by 90 ° has the advantage that the magnetic field H1, which is emitted directly by the transmitter 4 and is not modulated by any information 2, is not received by the receiver 5 and therefore cannot exert any disruptive influence there.
The ferromagnetic cores 23, 27, 27a and 27b are preferably thin platelets and consist, for. B. made of ferrite, iron sheet or magnetic glass. Their length is preferably 1 cm to 10 cm. The dimensions of a preferred embodiment of the ferromagnetic cores 23, 27, 27a and 27b are e.g. B. 5 cm x 1 cm x 0.1 mm. The coils 22, 26, 26a and 26b have z. B. 100 turns.
Since the transmission power of the transmission sensor 3 is orders of magnitude weaker compared to the power transmitted by the transmitter 4, the radio interference suppression regulations mentioned can also be very easily complied with, if there are any for such low frequencies.
In the Fig. 3 shows the transmitter key signal U1 as a function of time t, which consists of rectangular DC voltage pulses, each of which is assigned a logic value "1", while each of the pulse gaps separating the DC voltage pulses is assigned a logic value "0".
In the Fig. 4 shows the keyed transmitter oscillation signal U2 as a function of time t, which consists of carrier-frequency pulses which have a carrier frequency fo and are present at the same time as the DC voltage pulses of the transmitter keying signal U1. The envelope of the keyed transmitter vibration signal U2 consists of rectangular pulses.
In the Fig. 5 shows a reaction and scatter signal U3 emitted by a transmission sensor 3 and received by the receiver 5 as a function of time t, which consists of carrier-frequency pulses which start approximately simultaneously with the pulses of the signals U1 and U2, but last longer than these pulses . The carrier frequency fR of these pulses is different from the carrier frequency fo of the output signal of the transmitter 4 in all those sub-variants in which frequency modulation is used, otherwise the two carrier frequencies are the same. The envelope of the feedback and scatter signal U3 consists of pulses, the leading edges of which increase almost exponentially and the trailing edges of which decrease approximately exponentially.
In the Fig. 6, the receiver key signal U4 is shown as a function of time t, which consists of rectangular DC voltage pulses which, due to the non-overlapping and push-pull opening and closing of the switching contacts 13 and 16, by a time delta t1 after the end of the DC voltage pulses of the transmitter key signal U1 begin and end at a time delta t2 before the start of the DC voltage pulses of the transmitter key signal U1. A logic value "1" is assigned to the DC voltage pulses, while a logic value "0" is assigned to each of the pulse gaps separating the DC voltage pulses.
In the Fig. 7 shows the receiver oscillation signal U5 as a function of time t, which consists of the swinging-out carrier-frequency parts of the carrier-frequency pulses of the reaction and scatter signal U3 generated by the transmitter sensor 3 and received by the receiver 5. At least one parameter gamma or fR of the swinging-out part of the carrier-frequency pulses of the reaction and scatter signals generated by the transmitter sensor 3 and received by the receiver 5 contains the information 2 to be queried and is used in the receiver 5 for further evaluation. The parameter gamma is the decay time of the decaying part of the carrier-frequency pulses of the reaction and scatter signals received in the receiver 5 and can be used as an evaluation parameter in all sub-variants.
The parameter fR is both the carrier frequency of the reaction and scatter signal U3 and the swinging out part of the carrier-frequency pulses of the reaction and scatter signal received in the receiver 5 and can only be used as evaluation parameters in the frequency-modulated sub-variants.
If only a single piece of information 2 is to be queried and if the feedback and scatter signal is not frequency-modulated for this purpose, then there is only a single predetermined resonance frequency and the transmitter 4 only needs to generate a single predetermined carrier frequency fo. On the other hand, if there is a lot of information 2 to be queried, each of which requires a different resonance frequency, or if there are frequency-modulated feedback and scatter signals, the transmitter 4 must generate a large number of carrier frequencies fo, which in the latter case are not known in advance. For this purpose, the transmitter 4 contains a frequency synthesizer or a wobble generator, both of which generate a multiplicity of carrier frequencies which correspond to all possible frequencies of the feedback and scatter signals which may arise in the transmitter sensors 3.
However, the transmitter 4 can also contain a frequency control circuit which, with the aid of the information signal UfR and the frequency control voltage Uf, continuously tracks the frequency it generates and uses as the carrier frequency fo so that it corresponds to the frequency currently emitted by a transmitter sensor 3 , which in turn corresponds to the resonance frequency of the latter.
The in the Fig. The generator 12 shown in FIG. 8 consists of a frequency synthesizer 28 and an amplifier 29, which are cascaded in the order given. The frequency synthesizer 28 has two inputs, a first one for the frequency control voltage Uf and a second one for the transmitter key signal U1.
The in the Fig. The demodulator 15 shown in FIG. 9 consists of a “lock-in” amplifier 30, a rectifier 31 and a correlator 32, which are cascaded in the order given. The "lock-in" amplifier 30 consists of a first multiplier 33, a low-pass filter 34, an adder 35 and a voltage-controlled oscillator (VCO: "voltage controlled oscillator") 36, which are cascaded in the order specified, as well as a differentiator ("differentiating circuit") 37 and a second multiplier 38.
The output of the voltage-controlled oscillator 36 forms that output of the demodulator 15 at which the information signal UfR is present and is within the "lock-in" amplifier 30 on the one hand directly to a first input of the second multiplier 38 and on the other hand via the differentiator 37 to one first input of the first multiplier 33. The input 17 of the demodulator 15 is connected to the second inputs of the two multipliers 33 and 38, while the output of the second multiplier 38 is fed to an input of the rectifier 31 in order to form the cascade circuit 30; 31; 32. The output of the low-pass filter 34 is connected to a first input of the adder 35 in order to form the cascade circuit 33; 34; 35; 36, while the control voltage Uc is at a second input of the adder 35.
The receiver vibration signal U5 is weak in energy and can be caused by interferers, e.g. B. Noise, be very disturbed. The multiplier 33, the low-pass filter 34, the adder 35, the voltage-controlled oscillator 36 and the differentiator 37 together form a phase locked loop PLL ("phase locked loop"), which serves to determine the phase position and thus the position in time of the receiver oscillation signal U5 . In the steady state of the phase locked loop PLL, the output signal of the voltage-controlled oscillator 36 corresponds in shape and phase position to the receiver oscillation signal U5.
The multiplier 38 represents a so-called phase-sensitive detector PSD ("phase-sensitive detector"), which weights the receiver oscillation signal U5 with the output signal of the voltage-controlled oscillator 36 and which is used to determine the amplitude of the receiver oscillation signal U5. The "lock-in" amplifier 30 thus allows the simultaneous determination of the amplitude and the phase position or temporal position of the receiver vibration signal U5. The control voltage Uc is used for an absent receiver vibration signal U5 to set the output frequency of the voltage-controlled oscillator 36 as close as possible to the value of the carrier frequency fR of the receiver vibration signal U5. Further information regarding the mode of operation of the "lock-in" amplifier 30 can be found in the book "Signal recovery from noise in electronic instrumentation", T. H.
Wilmshurst, Adam Hilger Limited, Techno House, Redcliffe Way, Bristol BS1 6NX, MA 02 018, USA, pages 159 to 184 and pages 91 to 96. The information signal UfR is a sinusoidal signal of constant amplitude, the frequency fR of which contains the information 2 to be queried and which can be keyed or un keyed. It can be fed to control unit 11 of transmitter 4 and used there as frequency control voltage Uf if generator 12 of transmitter 4 contains a frequency control loop.
The correlator 32 consists of a multiplier 39, an integrator 40, a differentiator 41 and a function generator 42, which are connected in cascade in the order specified, the output of the function generator 42 on the one hand forming the output of the demodulator 15 at which the information signal U Gamma is present and, on the other hand, is guided within the correlator 32 to a first input of the multiplier 39, the second input of which forms the input of the correlator 32. The information signal U gamma contains the decay time gamma as information 2. The receiver key signal U4 is routed to an input of the function generator 42. The operation of the correlator 32 is known per se, for. B. from the publication "Journal of applied Physics", Vol. 46, No 6, June 1975, pages 2638 to 2644.
The resistor 24 of the resonant circuit 20 can, for. B. one in the Fig. 10 shown variable temperature or pressure sensitive resistor, the resistance value R directly by a temperature value to be determined T DEG or Pressure value p changed, d. H. is modulated. The resistor 24 is e.g. B. a thermistor or a PN diode.
The transmission sensor 3 can also contain a mechanical-magnetic resonance circuit 20 and then has z. B. the in Fig. 11 construction, which consists of an electrical resonance circuit 20 and a straight spring 43. At one end of the spring 43 is, for. B. a permanent magnet 44 is mounted while the other end of the spring 43 is attached to a bracket 45 so that it can vibrate about its attachment point 46. The resonant circuit 20 consists of the coil 22 and the optional capacitor 21. The permanent magnet 44 is arranged in the vicinity of the coil 22, namely in the extension of its longitudinal axis. If there is no capacitor 21, the coil 22 is as shown in FIG. 11 shown in dashed lines, short-circuited by means of a wire connection.
In this case, the elastic energy present in the spring 43 replaces the function of the capacitor 21 in the resonant circuit 20. The vibration of the spring 43 changes the distance d between the permanent magnet 44 and the coil 22, so that their inductance L and thus also the resonance frequency of the resonance circuit 20 is modulated by the vibrations of the spring 43. The information to be queried 2 corresponds to z. B. the distance d, the position of the spring 43 or the presence of vibrations of the spring 43.
In the Fig. 12 shows a resonant wire 47 fastened at both ends by means of a carrier 45 or a resonant membrane 47 fastened by means of the carrier 45 along its circumference, which can serve to measure a radial force F. The wire 47 or the diaphragm 47 is made to vibrate by an acoustic signal. The information 2 to be queried is then the force F. The force F can e.g. B. in the membrane 47 by the effect of a pressure difference p1-p2, if the in the Fig. 12 arrangement shown in the in Fig. 16 shown arrangement is used as a mechanical resonance circuit 57.
The in the Fig. 13 capacitor 21 shown has a variable capacitance and serves z. B. the measurement of a pressure p, which then represents the information 2 to be queried. One of the two electrodes of the capacitor 21 is in this case, for. B. a metallic membrane 47, which is fastened along its circumference to an insulating support 45 and is exposed to the pressure p.
The other electrode 48 of the capacitor 21 is a metal electrode that is common in capacitors. Both electrodes of the capacitor 21 are, for. B. separated from each other by vacuum or a gas, which serve as a dielectric. The capacitance value C of the capacitor 21 changes under the influence of the pressure p.
The switch contact 25 is, for. B. that of a thermostat. The in the Fig. 14 shown construction of a thermostat consists of a bimetallic contact 49; 50; 51, which consists of a bimetal 49; 50 and an electrical contact 51, the latter being mounted on a first end of an insulating carrier 45 and having an electrical connection 52. The bimetal 49; 50 has two metal strips 49 and 50 which are in close thermal contact with one another and which consist of different metal. The one metal strip 49 has a rectangular cross section and has an electrical connection 53, while the other metal strip 50 z. B. has an L-shaped cross section, the first bar of which runs parallel and the second bar of which runs perpendicular to the metal strip 49.
The bimetal 49; 50 is mounted on a second end of the carrier 45 with the aid of the bar of the metal strip 50 running perpendicular to the metal strip 49. The temperature T DEG of the bimetal 49 increases; 50, then the two metal strips expand differently, so that the bimetal 49; 50 bends and when the temperature T DEG exceeds a predetermined threshold value makes an electrical contact between the connections 52 and 53 of the thermostat. The temperature T DEG is thus monitored in terms of threshold values. It represents the information to be queried 2.
The in the Fig. 15 shown transmission sensor 3 for measuring a distance d consists of a permanent magnet 44 and a parallel resonant circuit 20 which has a capacitor 21 and a coil 22 wound on a ferromagnetic core 23. The permanent magnet 44 is arranged in the vicinity of the core 23 and in the extension of its longitudinal axis. Its distance d from the coil 22 influences the inductance L of the latter and thus the resonance frequency of the parallel resonance circuit 20. The distance d represents the information 2 to be queried.
The in the Fig. 16 shown pressure difference measuring device contains a semiconductor wafer 54; 55; 56, which consists of two thick ends 54 and 55, which are connected by a thin web 56. The latter works as a kind of membrane and measures a pressure difference p1-p2 z. B. within a liquid in which the semiconductor die 54; 55; 56 is immersed. The pressure p1 represents the pressure inside the liquid above and p2 the pressure inside the liquid below the semiconductor wafer 54; 55; 56 represents The liquid can of course also be replaced by a gas. A mechanical resonance circuit 57 is attached to the thin web 56 and is mechanically coupled to the transmitter 4 and the receiver 5 via the liquid or the gas. The pressure difference p1-p2 represents the information to be queried 2.
The mechanical resonance circuit 57 can e.g. B. the in the Fig. 12 arrangement shown.
In a first sub-variant, the wire 47 or a strip-shaped membrane 47 in the form of a thin ferromagnetic layer 57, which forms a permanent magnet and is located in the vicinity of the coil 26 of the transmitter 4 and the receiver 5, is arranged on the surface of the thin web 56 . The coil 26 is immersed in the liquid and magnetically connected to the wire 47 or the membrane 47 coupled. The pressure difference p1-p2 then modulates the resonance frequency of the wire 47 or membrane 47.
In a second sub-variant, the coil 26 is replaced by a piezoelectric transducer which works as a coupling element 6 and which is immersed in the liquid in the vicinity of the thin web 56. In this case, the coupling between the transmitter 4 and the receiver 5 on the one hand and the mechanical resonance circuit 20 on the other hand takes place exclusively by means of mechanical coupling signals 7a and 7b. When a pulse-shaped carrier-frequency voltage is applied to the piezoelectric transducer, the latter works as a transmitter 4 and generates a pulse-shaped carrier-frequency pressure that sets the mechanical resonance circuit 57 in resonance vibrations when a corresponding carrier frequency is present. The pressure difference p1-p2 modulates the resonance vibrations.
The modulated resonance vibrations cause a modulated pressure on the measuring surface of the piezoelectric transducer, which works as a receiver 5 in the pulse gaps and converts the modulated pressure into modulated electrical signals.