BESCHREIBUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Umwandlung eines ersten Wechselstromsignals in ein zweites Wechselstromsignal, in welchem, ausgehend vom ersten Wechselstromsignal, Schalter unter Berücksichtigung von Vorgaben sowie von während der Umwandlung festgestellten Messwerten aktiviert werden, sowie einen Umrichter zur Durchführung dieses Verfahrens.
Es ist bekannt, ein erstes Wechselstromsignal in ein zweites Wechselstromsignal umzuwandeln, indem Schalter in geeigneter Weise ausgebildet werden. Diese Umwandlung wird durch Umrichter durchgeführt, bei welchen das Verhältnis zwischen der Frequenz des ersten Wechselstromsignals und der Frequenz des zweiten Wechselstromsignals durch die Konstruktion des Umrichters gegeben ist.
Es gibt jedoch Fälle, in welchen der Umrichter in der Lage sein sollte, die Ausgangsfrequenz, d.h. die Frequenz des zweiten Wechselstromsignals, und gegebenenfalls auch die Amplitude desselben zu ändern. Einen dieser Fälle stellt die Speisung von Asynchronmotoren dar.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, den genannten Mangel des Standes der Technik zu beheben.
Diese Aufgabe wird beim Verfahren der eingangs genannten Art erfindungsgemäss so gelöst, wie dies im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 definiert ist.
Der erfindungsgemässe Umrichter zur Durchführung dieses Verfahrens ist im Anspruch 8 definiert.
Nachstehend werden Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild des Umrichters, der zur Durchführung des vorliegenden Verfahrens dient,
Fig. 2 das Prinzip der Erreichung eines Signals mit einer gewünschten Amplitude, die konstant ist,
Fig. 3 das Prinzip der Erreichung eines Signals mit einer Amplitude, die veränderlich ist,
Fig. 4 das Prinzip der Erreichung eines Signals mit periodisch veränderlicher Amplitude und
Fig. 5 das Verhalten des Umrichters bei Überbelastung desselben.
Der in Fig. 1 dargestellte Umrichter weist einen Gleichrichter 1 sowie einen Wechselrichter 2 auf, wobei der Wechselrichter 2 an den Ausgang des Gleichrichters 1 angeschlossen ist.
Der Umrichter weist ferner eine Steuereinrichtung 3 auf, welche die Arbeitsweise des Wechselrichters 2 nach Massgabe von festen und einstellbaren Vorgaben sowie von während des Betriebes des Umrichters festgestellten Momentanwerten bzw. Messwerten steuert. Am Ausgang des Wechselrichters 2 ist ein Verbraucher 4 angeschlossen, der im vorliegenden Fall ein Asynchronmotor ist.
Im dargestellten Beispiel wird der Umrichter aus einem einphasigen Netz über eine Gleichrichterbrücke 6 gespeist. An den Ausgangsklemmen dieser Gleichrichterbrücke 6 steht eine Gleichspannung zur Verfügung, wobei auf der oben gezeichneten Ausgangsklemme der Brücke 6 der positive Pol + Uo und an der unten gezeichneten Ausgangsklemme der negative Pol -Uo der Gleichspannung liegt. An die Ausgangsklemmen + Uo und -Uo der Gleichrichterbrücke 6 ist unter anderem auch ein Glättungskondensator 7 angeschlossen.
Der Wechselrichter 2, der im vorliegenden Fall zur Lieferung eines dreiphasigen Wechselstromsignals ausgeführt ist, enthält für jede Phase des Ausgangssignals ein Paar von Schaltern all, 12; 13, 14; und 15, 16, wobei die Schalter des jeweiligen Paares in Serie geschaltet sind. Als Schalter dienen MOS FET. Da im dargestellten Beispiel ein dreiphasiges Wechselstromsignal erreicht werden soll, enthält der Wechselrichter 2 drei Paare von Schaltern 11 und 12, 13 und 14 sowie 15 und 16 und die Enden dieser seriellen Kombinationen von Schaltern 11 bis 16 sind an die Ausgangsklemmen + Uo und -Uo der Gleichrichterbrücke 6 angeschlossen. Der jeweilige Ausgangsleiter 17, 18 bzw. 19 des Wechselrichters 2 ist zwischen den Schaltern des entsprechenden Schalterpaares 11, 12; 13, 14; 15, 16 angeschlossen.
Die Steuereinheit 3 enthält einen Computer 5, welcher die für die Erzeugung des zweiten Wechselstromsignals massgebenden Signale empfängt, verarbeitet und hieraus Signale zur Steuerung des Wechselrichters 2 bildet.
Die dargestellten Schalter 11 bis 16 sind n-Kanal-MOS-FET.
Die Drain-Elektrode 8 des ersten Transistors 11 ist an die positive Klemme +Uo der Gleichrichterbrücke 6 angeschlossen. Die Source-Elektrode 9 dieses Schalters 11 ist mit der Drain-Elektrode 8 des zweiten, mit diesem ersten Schalter 11 in Serie geschalteten Transistors 12 verbunden, wobei hier auch der Ausgangsleiter 17 dieses Schalterpaares 11, 12 angeschlossen ist.
Die Source-Elektrode 9 des zweiten Schalters 12 ist an die negative Klemme -Uo der Gleichrichterbrücke 6 angeschlossen. Die Gate-Elektroden 10 dieser Schalter 11 und 12 sind über Einheiten 25 an den jeweiligen Ausgang des Computers 5 angeschlossen. Dementsprechend sind auch die übrigen Schalterpaare 13 und 14 bzw. 15 und 16 untereinander verbunden und an den Computer 5 angeschlossen. Am Knotenpunkt zwischen Transistoren dieser weiteren Schalterpaare sind die übrigen Ausgangsleiter 18 bzw. 19 angeschlossen.
An die Eingänge des Computers 5 sind im dargestellten Beispiel Mittel 20 zur Einstellung der Frequenz des Ausgangssignals, Mittel 21 zur Einstellung der Amplitude des Ausgangssignals, Mittel 22 zur Einstellung des Drehsinnes des Motors 4, Mittel 23 zur Programmwahl sowie zur Wahl von Einstellwerten und Mittel 24 zur Wahl von Optionen angeschlossen. Überwachungssignale, beispielsweise bei Überlastung des Umrichters, gelangen von einer Überwachungseinheit 26 im Gleichrichterkreis 1 an weitere Eingänge des Computers 5. Für die jeweilige Kontrolleinheit 25 der Schalter 11 bis 16 gibt es einen Ausgang am Computer 5, über den das Schliessen und Öffnen der Schalter 11 bis 16 gesteuert wird. An wenigstens einem weiteren Ausgang des Computers 5 sind Mittel 27 zur optischen Anzeige der eingestellten oder/und gemessenen Werte angeschlossen.
Während des Betriebes dieses Umrichters wird die einphasige Wechselspannung durch die Gleichrichterbrücke 6 in eine Gleichspannung umgewandelt, die an den Klemmen + Uo, -Uo zur Verfügung steht. Je nach der Betätigung der Schalter 11 bis 16 durch den Computer 5 wird Strom in die Ausgangsleiter 17 bis 19 durch einen dieser Schalter des jeweiligen Schalterpaares durchgelassen, was sich als Signale mit entsprechender Polarität in den Ausgangsleitern 17 bis 19 und somit auch als eine Wechselspannung am Ausgang des Wechselrichters 2 auswirkt.
Fig. 2 zeigt das Prinzip, wie ein Signal 31 mit konstanter Amplitude an einem der Leiter 17 bis 19 mit Hilfe dieses Umrichters erzeugt wird. Bei der Beschreibung dieses Prinzips werden wir nur das erste Schalterpaar 11 und 12 beobachten, an den der Ausgangsleiter 17 angeschlossen ist. Denn die Wirkungsweise der übrigen Schalterpaare ist, bis auf eine entsprechende Phasenverschiebung, praktisch dieselbe.
Auf der waagrechten Achse in Fig. 2 sind Zeitabschnitte aufgetragen. Der vorliegende Umrichter arbeitet mit einem Grundintervall, das mit T bezeichnet ist und das beispielsweise 10 Mikrosekunden beträgt. Die kürzeste mögliche Dauer des Grundintervalls T ist durch die Taktfrequenz des Computers 5 gegeben. Auf der lotrechten Achse sind die Werte der durch die Gleichrichterbrücke 6 gelieferten Gleichspannung + Uo und -Uo aufgetragen.
Mit diesem Umrichter sind diskrete Amplitudenstufen des zweiten Signals 31 zwischen + Uo und -Uo erreichbar. Zu diesem Zweck ist der erste Schalter 11 an die positive Klemme + Uo und der zweite Schalter 12 an die negative Klemme -Uo der Brücke 6 angeschlossen. Wenn der erste Schalter 11 leitend und der zweite Schalter 12 geschlossen ist, dann erscheint auf dem Ausgangsleiter 17 eine positive Gleichspannung, und zwar während einer Zeitspanne tl, die durch die Dauer der Öffnung des Schalters 11 gegeben ist. Wenn umgekehrt der zweite Schalter 12 leitend ist, dann erscheint auf dem Ausgangsleiter 17 eine negative Spannung während einer Zeitspanne t2. Die in dieser Weise zeitlich begrenzten Spannungen können als Impulse betrachtet werden, wobei mit 28 ein positiver Impuls und mit 29 ein negativer Impuls bezeichnet wird. Ein Schalterpaar, z.B.
das Paar 11 und 12, erzeugt somit ein Impulspaar 28, 29 von entgegengesetzter Polarität.
Im unteren Abschnitt von Fig. 2 befindet sich eine Skala, auf der die Längen tl und t2 bzw. Breiten der Impulse 28 und 29 eingezeichnet sind. Der Buchstabe n bezeichnet hier die Anzahl der Wiederholungen der Impulspaare 28, 29 mit der Dauer von tl bzw. t2, welche während der Energieübertragung zwischen dem speisenden Netz und dem Verbraucher 4 erschienen sind. Die Länge bzw. Breite tl, t2 der Impulse 28, 29, die bei der Umwandlung zur Anwendung kommen, ist ein ganzes Vielfaches des Grundintervalls T.
Aus Fig. 2 geht hervor, dass zunächst der zweite Schalter 12 durch den Computer 5 geschlossen worden ist und dass dieser Schalter 12 während einer Zeitspanne t2 geschlossen blieb, so dass ein negativer Impuls 29 entstand, dessen Länge sechs Grundintervalle T betrug. Auf dem Ausgangsleiter 17 erschien somit zuerst die Spannung mit negativer Polarität, die zu diesem Leiter 17 über den zweiten Schalter 12 gelangte. Nach dem Ablauf der Zeitspanne t2 ist der zweite Schalter 12 geschlossen und der erste Schalter 11 geöffnet worden. Dieser blieb während einer Zeitspanne tl geöffnet, die zwei Grundintervalle T betrug. Danach ist dieser erste Schalter 11 geschlossen und der zweite Schalter 12 für eine Zeitspanne t2 von sechs Grundintervallen wieder geöffnet, usw. Der Verlauf der Spannung auf dem Leiter 17 ist durch die voll ausgezogene Linie 30 in Fig. 2 dargestellt.
Diese Linie 30 kann auch als der Verlauf der Steuerspannung für die Schalter 11 und 12 betrachtet werden.
Für den an den Leiter 17 angeschlossenen Verbraucher 4 ist allerdings der Mittelwert der ihm zugeführten elektrischen Energie entscheidend. Weil die negative Energie während einer Gesamtzeitspanne n mal t2 zugeführt worden ist, welche länger war als die Gesamtzeitspanne n mal tl für die Zuführung der positiven Energie, ist der Mittelwert des resultierenden Signals 31 auf dem Leiter 17 aus der Sicht des Verbrauchers 4 negativ. Da sich das Verhältnis zwischen tl und t2 während der Energiezufuhr nicht geändert hat, hat das resultierende Signal 31 eine konstante Amplitude. Das resultierende Signal des Wechselrichters 2 ist in Fig. 2 durch eine strichpunktierte, waagrechte Linie angegeben, um anzudeuten, dass das Ausgangssignal 31 eine negative Gleichspannung von konstanter Grösse ist.
Wenn man das Verhältnis zwischen tl und t2 während des Betriebes des Umrichters ändert, wie dies beispielsweise in Fig.
3 dargestellt ist, so ändert sich der Mittelwert, d.h. die Amplitude des Ausgangssignals 31. Gemäss Fig. 3 beträgt die Zeitspanne t21 für das negative Signal zunächst etwa 7T und die Zeitspanne tll für das positive Signal bloss 1T. Die Länge der Zeitspanne tl, d.h. die Breite des positiven Impulses 28, ist während des Betriebes des Umrichters in Schritten von T ständig vergrössert worden. Bei einem späteren in Fig. 3 ebenfalls dargestellten Zahlenwert beträgt die Zeitspanne t12 bereits 3T und die Zeitspanne t22 nur 5T. Da das Verhältnis zwischen den Breiten der Impulse 28, 29 (Breitenmodulation derselben) laufend geändert wurde, änderte sich auch der Mittelwert der dem Verbraucher 4 zugeführten Energie. Dies hat zur Folge, dass die Amplitude des Ausgangssignals 31 geändert wird. In diesem Fall steigt der Mittelwert an.
Genau genommen ändert sich die Amplitude des resultierenden Signals 31 stufenweise, wobei die Stufen einer solchen Treppe in Fig. 3 mit S bezeichnet sind. Die Länge einer Stufe S ist durch die Gesamtlänge der Zeitspannen tl und t2 jener aufeinanderfolgenden Impulspaare 28, 29 gegeben, bei welchen das Verhältnis ihrer Breiten tl und t2 unverändert blieb.
Die Änderung der Amplitude des Ausgangssignals 31 kann allmählich sein, wie dem gemäss Fig. 3 der Fall ist, oder diese Änderung kann verhältnismässig rasch erfolgen. In Fig. 4 ist als Beispiel ein Fall dargestellt, in dem das Verhältnis zwischen den Zeitspannen tl und t2 verhältnismässig rasch und zugleich derart geändert wird, dass ein resultierendes Signal 31 mit zunehmender und abnehmender Amplitude entsteht. Durch eine ge eignete Steuerung, z.B. der Schalter 11 und 12, kann man Stufen S erreichen, deren Höhe und Länge es möglich macht, praktisch jedes beliebige zweite Wechselstromsignal 32 zu approximieren, im speziellen die in Fig. 4 dargestellte Sinuskurve.
Bei Kurven 32, deren Amplitude rasch wechselt, müsste der Computer 5 sehr schnell arbeiten. Denn er müsste, unter der Berücksichtigung der seine Arbeitsweise beeinflussenden Daten, während der Dauer eines Impulspaares 28,29 die jeweils angepassten Steuersignale für die Zeitspanne des nächsten Impulspaares 28, 29 an die Schalter 11 bis 16 liefern. Da dies sehr hohe Ansprüche an die Rechengeschwindigkeit des Computers 5 stellen würde, werden die zur Steuerung der Schalter 11 bis 16 erforderlichen Signale nur in Zeitabständen A (Fig. 4) berechnet, die grösser sind als die Dauer eines Impulspaares, d.h.
grösser als tl + t2. Zwischen den Zeitpunkten zweier Berechnungen werden die Schalter 11 bis 16 anhand von Sequenzen Q1, Q2, Q3 usw. gesteuert, welche von im Computer 5 gespeicherten Mustern abgeleitet werden. Während der jeweiligen Berechnung wählt der Computer 5 aus den gespeicherten Mustern jenes aus, welches der Steuerung der Schalter 11 bis 16 zur nächsten Berechnung zugrundegelegt werden soll.
Der Zeitabstand A zwischen zwei Berechnungen kann sogar länger sein als mehrere Stufen S des Ausgangssignals 31, wenn das Ausgangssignal 31 rasch ändert. Gemäss Fig. 4 umfasst der genannte Zeitabstand A drei Stufen S. Die Berechnung und Auswahl der gespeicherten Muster erfolgt somit immer vorausschauend für den nächsten Zeitabschnitt A.
Die Muster sind beispielsweise in Form von Tabellen im Speicher des Computers 5 gespeichert. Im Speicher des Computers 5 ist eine grosse Anzahl solcher Impulsmuster bzw. Tabellen gespeichert. Ausgehend von den Vorgaben für die Frequenz und die Amplitude der Ausgangskurve 32 und unter Berücksichtigung der ermittelten Messwerte im Umrichter wird durch den Computer 5 jenes der gespeicherten Muster ausgewählt, das ermöglicht, einen Abschnitt des Ausgangssignals 31 während des nächsten Zeitabstandes A zu erreichen, der die gewünschte Kurve 32 in diesem Bereich maximal approximiert. Vom ausgewählten Muster wird eine Steuersequenz durch den Computer 5 abgeleitet, die zur Steuerung der Schalter 11 bis 16 dient.
Am Ende der jeweiligen Steuersequenz wird unter Berücksichtigung des momentanen Zustandes des Umrichters eine weitere Berechnung durchgeführt und anschliessend, wenn erforderlich, ein anderes Muster ausgewählt, usw.
Die Frequenz des Steuersignals 30 ist höher gewählt als die Frequenz des Ausgangssignals 31 bzw. 32, damit das Ausgangssignal überhaupt approximiert werden kann.
Durch abwechselndes Schliessen der Schalter 11 und 12 usw.
für die Dauer tl bzw. t2 entsteht das Signal 30, bei welchem die Breite der Impulse 28 und 29 desselben wie erforderlich moduliert wird. Dadurch entsteht eine scheinbare Motorspannung Um = Uo(tl-t2). Die Umschaltung der Schalter 11 bis 16 erfolgt in einem festen Zeitraster, von beispielsweise 20 Mikrosekunden. Die daraus sich ergebende Quantisierung der Amplitude wird fortwährend erfasst und in späteren Steuersequenzen mitberücksichtigt.
Der vorliegende Umrichter ist auch so ausgelegt, dass er in Abhängigkeit von seiner Belastung sein Verhalten ändern kann.
Ein von der Überwachungseinheit 26 dem Computer 5 zugeführtes Signal orientiert diesen beispielsweise über den momentan auftretenden Ausgangsstrom des Umrichters und somit über die Belastung des Verbrauchers 4. Wenn eine erhöhte Belastung auftritt, dann werden Muster für Steuersequenzen Q1, Q2, Q3 usw. dem Computerspeicher entnommen, welche die Frequenz des Ausgangssignals 31 und somit auch die Drehzahl des Motors 4 senken. Bei einer übermässigen Belastung wird die Speisung des Verbrauchers 4 abgebrochen. Das Programm des Computers kann im einzelnen so ausgelegt sein, dass das Überstromsignal als prozentuale Grösse ausgewertet wird. Das heisst, es wird ermittelt, ob das Überstromsignal selten, oft oder dauernd ansteht. Diese Ausführung des Umrichters betrifft Fig. 5. Abhängig vom prozentualen Auftreten des Überlastsignals wird die Abschaltzeit geändert, wie dies aus Fig. 5 hervorgeht.
Die optische Anzeige 27 wird bei verschiedenen Überlastungen stärker oder schwächer leuchten und es wird ein Absenken der Frequenz vorgenommen, bis die Überlastbedingungen wieder beseitigt sind. Bleibt eine Überlastbedingung über eine längere Zeit bestehen, so wird nach einer bestimmten Zeit, die vom prozentualen Auftreten des Überlastsignals ist, eine Überlastabschaltung vorgenommen. Die Abschaltung kann in verschiedenen Stufen eingestellt werden. Gleiche Verfahren werden auch zur Auswertung einer Über- oder Unterspannung im Zwischenkreis und bei Übertemperatur der elektronischen Bauelemente angewendet.
Das Programm des Computers 5 enthält zwei Abschnitte.
Der erste Abschnitt des Programms dient zur Berechnung von Frequenz und Amplitude des Ausgangssignals 32, und zwar unter Berücksichtigung von Vorgaben und von während des Betriebes des Umrichters festgestellten Umständen. Dazu erhält der Computer über einen Analog-Digital-Umsetzer- ein Sollwert Signal für die Frequenz des Ausgangssignals 32. Diese Frequenz wird abhängig von den gewählten Einstellungen für die Hochlaufzeit und Tieflaufzeit dem Sollwert entsprechend verändert.
Eine spezielle Hysterese in der Frequenznachführung verhindert ein Pendeln zwischen den einzelnen annehmbaren Frequenzen.
Die Frequenzberechnung wird unterbrochen, wenn die Steuersignale Vorwärts und Rückwärts beide ausgeschaltet sind.
Mit Hilfe des bzw. der Optionseingänge lässt sich der Umrichter an oft vorkommende Anwendungsfälle anpassen, etwa doppelte Frequenz der Motorsignale usw.
Die Berechnung der Amplitude Um des Ausgangssignals 32 erfolgt üblich nach einem linearen Gesetz Um = a f+ Ul, wobei f die Frequenz, a und Ul Konstanten sind. Sowohl a als auch U1 lassen sich am Umrichter als Analogwert einstellen. Im Bereich niederer Frequenzen wird vom linearen Gesetzt abgewichen, abhängig von der Wahl der Optionen.
Der zweite Teil des Computerprogramms verwaltet die Muster, welche den Steuersequenzen zugrundeliegen.
DESCRIPTION
The present invention relates to a method for converting a first alternating current signal into a second alternating current signal, in which, starting from the first alternating current signal, switches are activated taking into account specifications and measured values determined during the conversion, and a converter for carrying out this method.
It is known to convert a first AC signal into a second AC signal by designing switches in a suitable manner. This conversion is carried out by converters, in which the ratio between the frequency of the first AC signal and the frequency of the second AC signal is given by the construction of the converter.
However, there are cases where the drive should be able to control the output frequency, i.e. to change the frequency of the second AC signal, and possibly also the amplitude of the same. One of these cases is the feeding of asynchronous motors.
The object of the present invention is to remedy the aforementioned deficiency in the prior art.
This object is achieved according to the invention in the method of the type mentioned at the outset, as defined in the characterizing part of claim 1.
The converter according to the invention for performing this method is defined in claim 8.
Exemplary embodiments of the present invention are explained in more detail below with reference to the accompanying drawings. It shows:
1 is a block diagram of the converter, which is used to carry out the present method,
2 shows the principle of achieving a signal with a desired amplitude that is constant,
3 shows the principle of reaching a signal with an amplitude that is variable,
Fig. 4 shows the principle of reaching a signal with a periodically variable amplitude and
Fig. 5 shows the behavior of the converter when it is overloaded.
The converter shown in FIG. 1 has a rectifier 1 and an inverter 2, the inverter 2 being connected to the output of the rectifier 1.
The converter also has a control device 3, which controls the mode of operation of the inverter 2 in accordance with fixed and adjustable specifications as well as instantaneous values or measured values determined during operation of the converter. A consumer 4, which in the present case is an asynchronous motor, is connected to the output of the inverter 2.
In the example shown, the converter is fed from a single-phase network via a rectifier bridge 6. A DC voltage is available at the output terminals of this rectifier bridge 6, the positive pole + Uo on the output terminal of the bridge 6 shown above and the negative pole -Uo of the DC voltage on the output terminal shown below. A smoothing capacitor 7 is also connected to the output terminals + Uo and -Uo of the rectifier bridge 6.
The inverter 2, which in the present case is designed to supply a three-phase AC signal, contains a pair of switches all, 12; 13, 14; and 15, 16, the switches of the respective pair being connected in series. MOS FET serve as switches. Since a three-phase AC signal is to be achieved in the example shown, the inverter 2 contains three pairs of switches 11 and 12, 13 and 14 and 15 and 16 and the ends of these serial combinations of switches 11 to 16 are at the output terminals + Uo and -Uo the rectifier bridge 6 connected. The respective output conductor 17, 18 or 19 of the inverter 2 is between the switches of the corresponding pair of switches 11, 12; 13, 14; 15, 16 connected.
The control unit 3 contains a computer 5, which receives the signals which are decisive for the generation of the second alternating current signal, processes them and forms signals for controlling the inverter 2 therefrom.
The switches 11 to 16 shown are n-channel MOS-FET.
The drain electrode 8 of the first transistor 11 is connected to the positive terminal + Uo of the rectifier bridge 6. The source electrode 9 of this switch 11 is connected to the drain electrode 8 of the second transistor 12 connected in series with this first switch 11, the output conductor 17 of this pair of switches 11, 12 also being connected here.
The source electrode 9 of the second switch 12 is connected to the negative terminal -Uo of the rectifier bridge 6. The gate electrodes 10 of these switches 11 and 12 are connected via units 25 to the respective output of the computer 5. Accordingly, the other pairs of switches 13 and 14 or 15 and 16 are connected to one another and connected to the computer 5. The remaining output conductors 18 and 19 are connected at the node between transistors of these further pairs of switches.
In the example shown, means 20 for adjusting the frequency of the output signal, means 21 for adjusting the amplitude of the output signal, means 22 for adjusting the direction of rotation of the motor 4, means 23 for program selection and for selecting setting values and means 24 are connected to the inputs of the computer 5 connected to choose options. Monitoring signals, for example when the converter is overloaded, pass from a monitoring unit 26 in the rectifier circuit 1 to further inputs of the computer 5. For the respective control unit 25 of the switches 11 to 16 there is an output on the computer 5 via which the switches 11 are closed and opened to 16 is controlled. Means 27 for the optical display of the set and / or measured values are connected to at least one further output of the computer 5.
During the operation of this converter, the single-phase AC voltage is converted by the rectifier bridge 6 into a DC voltage which is available at the terminals + Uo, -Uo. Depending on the actuation of the switches 11 to 16 by the computer 5, current is passed through the output conductors 17 to 19 through one of these switches of the respective switch pair, which can be seen as signals with corresponding polarity in the output conductors 17 to 19 and thus also as an alternating voltage Output of inverter 2 affects.
2 shows the principle of how a signal 31 with constant amplitude is generated on one of the conductors 17 to 19 with the aid of this converter. In describing this principle, we will only observe the first pair of switches 11 and 12 to which the output conductor 17 is connected. Because the mode of operation of the other pairs of switches is practically the same except for a corresponding phase shift.
Periods are plotted on the horizontal axis in FIG. 2. The present converter works with a basic interval, which is denoted by T and which is, for example, 10 microseconds. The shortest possible duration of the basic interval T is given by the clock frequency of the computer 5. The values of the direct voltage + Uo and -Uo supplied by the rectifier bridge 6 are plotted on the vertical axis.
With this converter, discrete amplitude levels of the second signal 31 between + Uo and -Uo can be achieved. For this purpose, the first switch 11 is connected to the positive terminal + Uo and the second switch 12 to the negative terminal -Uo of the bridge 6. If the first switch 11 is conductive and the second switch 12 is closed, then a positive DC voltage appears on the output conductor 17, specifically for a period of time t1 which is given by the duration of the opening of the switch 11. Conversely, if the second switch 12 is conductive, then a negative voltage appears on the output conductor 17 during a period t2. The voltages limited in time in this way can be regarded as pulses, 28 being a positive pulse and 29 a negative pulse. A pair of switches, e.g.
the pair 11 and 12 thus produces a pair of pulses 28, 29 of opposite polarity.
In the lower section of FIG. 2 there is a scale on which the lengths t1 and t2 or widths of the pulses 28 and 29 are drawn. The letter n here denotes the number of repetitions of the pulse pairs 28, 29 with the duration of tl or t2, which appeared during the energy transmission between the supply network and the consumer 4. The length or width tl, t2 of the pulses 28, 29 which are used in the conversion is a whole multiple of the basic interval T.
2 shows that first the second switch 12 has been closed by the computer 5 and that this switch 12 has remained closed for a period of time t2, so that a negative pulse 29 has occurred, the length of which was six basic intervals T. The voltage with negative polarity that came to this conductor 17 via the second switch 12 thus first appeared on the output conductor 17. After the time t2 has elapsed, the second switch 12 is closed and the first switch 11 has been opened. This remained open for a time period tl that was two basic intervals T. Thereafter, this first switch 11 is closed and the second switch 12 is opened again for a period t2 of six basic intervals, etc. The course of the voltage on the conductor 17 is shown by the solid line 30 in FIG. 2.
This line 30 can also be regarded as the course of the control voltage for the switches 11 and 12.
For the consumer 4 connected to the conductor 17, however, the mean value of the electrical energy supplied to it is decisive. Because the negative energy has been supplied for a total time n times t2 which was longer than the total time n times tl for the supply of positive energy, the mean value of the resulting signal 31 on the conductor 17 is negative from the point of view of the consumer 4. Since the ratio between tl and t2 has not changed during the energy supply, the resulting signal 31 has a constant amplitude. The resulting signal from the inverter 2 is indicated in FIG. 2 by a dash-dotted, horizontal line to indicate that the output signal 31 is a negative DC voltage of constant magnitude.
If you change the ratio between tl and t2 during the operation of the converter, as shown in Fig.
3, the mean value changes, i.e. the amplitude of the output signal 31. According to FIG. 3, the time period t21 for the negative signal is initially approximately 7T and the time period tll for the positive signal is only 1T. The length of time tl, i.e. the width of the positive pulse 28 has been continuously increased in steps of T during the operation of the converter. With a later numerical value also shown in FIG. 3, the time period t12 is already 3T and the time period t22 is only 5T. Since the ratio between the widths of the pulses 28, 29 (width modulation thereof) was continuously changed, the mean value of the energy supplied to the consumer 4 also changed. As a result, the amplitude of the output signal 31 is changed. In this case, the mean increases.
Strictly speaking, the amplitude of the resulting signal 31 changes step by step, the steps of such a staircase being designated by S in FIG. 3. The length of a step S is given by the total length of the time periods tl and t2 of those successive pulse pairs 28, 29, in which the ratio of their widths tl and t2 remained unchanged.
The change in the amplitude of the output signal 31 can be gradual, as is the case according to FIG. 3, or this change can take place relatively quickly. 4 shows as an example a case in which the ratio between the time periods t1 and t2 is changed relatively quickly and at the same time in such a way that a resulting signal 31 arises with increasing and decreasing amplitude. With a suitable control, e.g. the switches 11 and 12, steps S can be reached, the height and length of which makes it possible to approximate practically any second AC signal 32, in particular the sine curve shown in FIG. 4.
For curves 32, the amplitude of which changes rapidly, the computer 5 would have to work very quickly. Because, taking into account the data influencing his mode of operation, he would have to supply the respectively adapted control signals for the period of the next pulse pair 28, 29 to the switches 11 to 16 for the duration of one pulse pair 28, 29. Since this would place very high demands on the computing speed of the computer 5, the signals required to control the switches 11 to 16 are only calculated at time intervals A (FIG. 4) which are greater than the duration of a pair of pulses, i.e.
greater than tl + t2. Between the times of two calculations, the switches 11 to 16 are controlled on the basis of sequences Q1, Q2, Q3 etc., which are derived from patterns stored in the computer 5. During the respective calculation, the computer 5 selects from the stored patterns that which the switches 11 to 16 are to be used as the basis for the next calculation.
The time interval A between two calculations can even be longer than several stages S of the output signal 31 if the output signal 31 changes rapidly. 4, said time interval A comprises three stages S. The calculation and selection of the stored patterns is therefore always carried out in a forward-looking manner for the next time period A.
The patterns are stored in the memory of the computer 5, for example in the form of tables. A large number of such pulse patterns or tables are stored in the memory of the computer 5. On the basis of the specifications for the frequency and the amplitude of the output curve 32 and taking into account the determined measured values in the converter, the computer 5 selects that of the stored patterns which enables a section of the output signal 31 to be reached during the next time interval A which is the desired curve 32 is approximated to a maximum in this area. A control sequence is derived from the selected pattern by the computer 5 and is used to control the switches 11 to 16.
At the end of the respective control sequence, a further calculation is carried out taking into account the current state of the converter and then, if necessary, a different pattern is selected, etc.
The frequency of the control signal 30 is chosen higher than the frequency of the output signal 31 or 32, so that the output signal can be approximated at all.
By alternately closing switches 11 and 12 etc.
For the duration t1 and t2, the signal 30 is produced, in which the width of the pulses 28 and 29 of the same is modulated as required. This creates an apparent motor voltage Um = Uo (tl-t2). The switches 11 to 16 are switched over in a fixed time pattern, for example 20 microseconds. The resulting quantization of the amplitude is continuously recorded and taken into account in later control sequences.
This converter is also designed so that it can change its behavior depending on its load.
A signal supplied to the computer 5 by the monitoring unit 26 orients it, for example, based on the current output current of the converter and thus on the load on the consumer 4. When an increased load occurs, patterns for control sequences Q1, Q2, Q3 etc. are taken from the computer memory , which lower the frequency of the output signal 31 and thus also the speed of the motor 4. If the load 4 is excessive, the supply to the consumer 4 is interrupted. The computer program can be designed in such a way that the overcurrent signal is evaluated as a percentage. This means that it is determined whether the overcurrent signal is present rarely, often or continuously. This embodiment of the converter relates to FIG. 5. Depending on the percentage occurrence of the overload signal, the switch-off time is changed, as can be seen from FIG. 5.
The optical display 27 will shine stronger or weaker in the event of various overloads and the frequency is reduced until the overload conditions are eliminated again. If an overload condition persists for a longer period of time, an overload shutdown is carried out after a certain time, which is based on the percentage occurrence of the overload signal. The shutdown can be set in different stages. The same methods are also used to evaluate an overvoltage or undervoltage in the intermediate circuit and when the electronic components overheat.
The program of the computer 5 contains two sections.
The first section of the program is used to calculate the frequency and amplitude of the output signal 32, taking into account specifications and circumstances determined during the operation of the converter. For this purpose, the computer receives a setpoint signal for the frequency of the output signal 32 via an analog-digital converter. This frequency is changed according to the setpoint depending on the selected settings for the ramp-up time and ramp-down time.
A special hysteresis in the frequency tracking prevents an oscillation between the individual acceptable frequencies.
The frequency calculation is interrupted when the forward and reverse control signals are both switched off.
With the help of the option input (s), the inverter can be adapted to frequently occurring applications, such as double the frequency of the motor signals, etc.
The amplitude Um of the output signal 32 is usually calculated according to a linear law Um = a f + Ul, where f is the frequency, a and Ul are constants. Both a and U1 can be set as an analog value on the converter. In the low-frequency range, there is a deviation from the linear law, depending on the choice of options.
The second part of the computer program manages the patterns on which the control sequences are based.