BESCHREIBUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung zur Messung der Stabilität eines Radargerätes gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Radarsender, die eine relativ grosse Leistung abgeben und beispielsweise mit Magnetronen, Klystronen, Gunn-Oszillatoren oder Wanderfeldröhren arbeiten, weisen manchmal Frequenzinstabilitäten auf, die sich störend auswirken.
Zweck der vorliegenden Erfindung ist, eine Anordnung anzugeben, die eine Messung der Stabilität eines Radargerätes erlaubt. Dies wird erfindungsgemass mit einer Anordnung erreicht, wie sie im Patentanspruch 1 gekennzeichnet ist.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Ansprüchen. Die erfindungsgemässe Anordnung bringt den Vorteil mit sich, dass sie mit relativ wenig Aufwand eine Messung der Stabilität eines Radargerätes durchzuführen gestattet. Die Erfindung wird nachfolgend durch Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand einer Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 das Blockschaltbild eines Radargerätes, das an eine erfindungsgemässe Anordnung angeschlossen ist,
Fig. 2 das Blockschaltbild einer Anordnung nach der Erfindung.
Das Radargerät nach Fig. 1 weist ein Magnetron MAG mit einem nachgeschalteten Kreuzkoppler KP auf, dessen Ausgangs- oder Antennensignal über den ersten Zweig eines Zirkulators ZR dem Eingang K einer erfindungsgemässen Anordnung MG zugeführt wird, die über verschiedene Leitungen für je ein Signal y, v und s an einen Radarempfänger RE angeschlossen ist.
Zwischen dem Ausgang A, der das Stalosignal s des Radarempfängers RE abgibt, und dem Eingang E des vierten Zweiges des Zirkulators ZR ist eine Injektionsschaltung IS eingefügt, die einen Mischer MXl aufweist, in dem das Ausgangssignal eines Oszillators QSZ mit dem über einen weiteren Zirkulator Z geführten Stalosignal s gemischt wird, wobei das Mischsignal über die Reihenschaltung eines Verstärkers V, eines Schalters S, eines weiteren Verstärkers VR und einer Einwegleitung EWL zum Eingang E des Zirkulators ZR gelangt.
Das Magnetron MAG, der Kreuzkoppler KP und der Zirkulator ZR, über dessen zweiten Zweig die Empfängersperröhre TR des Radarempfängers RE an die Anordnung MG angeschlossen ist, sind Bestandteile einer Sendereinheit SE, die eine PRF-Schaltung aufweist, deren Ausgangssignal über einen Modulator MOD dem Steuereingang des Magnetrons MAG zugeführt wird, wobei die Schaltung PRF auch den geschalteten Verstärker VR, den Schalter S und einen Kohärenzoszillator COHO steuert. Der Radarempfänger RE umfasst einen Oszillator STALO, dessen Ausgangssignal s in je einem Mischer AFC und EM mit einem über den Koppler KP abgezweigten Signal bzw. mit dem Ausgangssignal der Röhre TR gemischt wird.
Das Ausgangssignal c des Mischers AFC wird dem Kohärenzoszillator COHO zugeführt, deren Ausgangssignal c' einerseits zu einer Videoschaltung VS gelangt und andererseits in einer CSU-Einheit mit einem Signal m = m(t) moduliert und als Signal x der Anordnung MG zugeführt wird. Der Ausgang des Mischers EM ist über einen Zwischenfrequenzverstärker ZFV mit dem Eingang der Videoschaltung VS verbunden.
Eine Auswerteschaltung AS ist eingangsseitig mit einem Ausgangssignal v' des Radarempfängers RE und mit je einem Ausgangssignal b, b', b" und r der Anordnung MG beaufschlagt.
Die Anordnung nach Fig. 2 weist einen Leistungsteiler LTI auf, der das Stalosignal s auf zwei Mischer Ml und M2 verteilt. Das über zwei in Reihe geschaltete Kreuzkoppler K I und K2 geführte Antennensignal a wird über einen weiteren Leistungsteiler LT2 und ein nachgeschaltetes Dämpfungsglied DGI dem Eingang des Mischers Ml zugeführt, dessen Ausgang über einen Verstärker Vi mit dem ersten Eingang eines drei Positionen aufweisenden Umschalters S1 verbunden ist, dessen Ausgangssignal g über die Reihenschaltung des ersten Zweiges von einem weiteren Leistungsteiler LT3, eines weiteren Verstärkers V2 und eines Detektors DTI dem einen Eingang einer Triggerschaltung TRG zugeführt wird.
Der andere Ausgang des Leistungsteilers LT3 ist über die Reihenschaltung des ersten Zweiges eines weiteren Leistungsteilers LT4, einer Verzögerungsleitung VL mit einer Laufzeit To, eines Verstärkers V3, eines Phasenschiebers PHS und eines Umschalters S2 in Position 1 mit dem Eingang eines Verstärkers V4 verbunden, der das über ein variables Dämpfungsglied DG2 geführte Signal y liefert. Zudem wird das Ausgangssignal h des Verstärkers V3 über die Reihenschaltung eines weiteren Verstärkers V5 und eines weiteren Detektors DT2 dem zweiten Eingang der Triggerschaltung TRG zugeführt, die unter anderem einen zwischen dem Ausgang des Verstärkers V3 und dem zweiten Zweig des Leistungsteilers LT4 eingefügten Schalter S3 steuert. Die Triggerschaltung TRG liefert ein Signal k, das ein mit einem Videosignal v beaufschlagtes Kanalfilter KF steuert, das die Signale b, b' und b" abgibt.
Der Ausgang des Mischers M2, dessen zweiter Eingang mit der Position 2 des Umschalters S2 verbunden ist, ist über die Reihenschaltung eines variablen Dämpfungsgliedes DG3 und eines Zirkulators ZK an den Kreuzkoppler Kl angeschlossen, über den das Mischsignal e zum Zirkulator ZR (Fig. 1) gelangt. Der andere Zweig des Leistungsteilers LT2 (Fig. 2) ist mit einem Detektor DT3 verbunden, der das Signal r für Überwachungszwecke abgibt. Der andere Zweig des in Abhängigkeit der Leistung des Signals a fakultativ einsetzbaren Kreuzkopplers K2 ist mit einem Lastwiderstand abgeschlossen. Die Triggerschaltung TRG weist drei Steuereingänge KB, ALZ und ELZ auf, die zur Einstellung der Kanaltorbreite, der Anlagelaufzeit bzw. der Echolaufzeit dienen.
Die Anordnung nach Fig. 1 funktioniert folgendermassen: Die Sendereinheit SE und der Radarempfänger RE würden mit einer am Punkt K angeschlossenen Antenne ein Radargerät üblicher Art bilden. Die Injektionsschaltung IS ist für den Zweck der Erfindung nicht unbedingt notwendig. Die erfindungsgemässe Anordnung MG kann jedoch in vorteilhafter Weise auch dann eingesetzt werden, wenn eine solche Injektionsschaltung IS vorhanden ist, deren prinzipielle Arbeitsweise zum Beispiel aus einem Artikel von M.H. Seavey, jun. in Electronic Letters, August 1967, Vo. 3, No. 8, bekannt ist.
Die Schaltung IS nach Fig. 1 erweist sich jedoch als vorteilhaft im Hinblick auf die Mischung des Stalosignals s mit einem festen Oszillatorsignal in einem zusätzlichen Mischer MXI, weil man in diesem Fall eine optimale Injektionsfrequenz auf einfache Art und Weise mit der Frequenz des Oszillators OSZ einstellen kann. In Fig. list die Verbindung für das Signal s zwischen dem Radarempfänger RE und der Anordnung MG punktiert gezeichnet, um anzudeuten, dass die Anordnung MG auch mit einem externen stabilen Oszillator STALO arbeiten kann. Die Anordnung MG dient zur künstlichen Nachahmung eines Festzeichenechos und liefert Signale b, b' und b", die beispielsweise auf einem Bildschirm der Auswerteschaltung AS zusammen mit einem Videosignal v' aus dem Radarempfänger RE beobachtet werden können.
Die Anordnung nach Fig. 1 und 2 funktioniert folgendermassen:
Der Umschalter Sl ist derart ausgestaltet, dass der Eingang des Leistungsteilers LT3 entweder mit dem Ausgang des Verstärkers V I (Position 1) oder des variablen Dämpfungsgliedes DG4 (Position 2) oder mit beiden Ausgängen gleichzeitig (Position 3) verbunden werden kann, um verschiedene Messmöglichkeiten zu haben. Durch die Verzögerungsschaltung VL kann ein Festzeichenecho in einer Entfernung D = n. Do mit n = 1,2, . . . simuliert werden. Dieses Echo, das durch die Instabilitäten des Radargerätes beeinflusst wird, gelangt zum Empfänger RE und wird in der Videoschaltung VS demoduliert, woraus sich die Signale v und v' ergeben; das Signal k sorgt dafür, dass das Signal v im richtigen Moment analysiert wird.
Zur Messung der Sender-Coho-Stabilität sind die Umschalter Sl und S2 in Position 1 und der Schalter S3 zunächst geöffnet. Bei dieser für empfangskohärente Radargeräte anwendbaren Messung wird die Stabilität des Senders und des Cohos gemeinsam untersucht. Es wird angenommen, dass der Radarempfänger RE (Fig. 1) keine Auswertung umfasst und dass in ihm der Eingang des Zwischenfrequenz Verstärkers ZFV der Empfangsmischstufe zugänglich ist, um mit dem Signal y beaufschlagt zu werden. In diesem Fall werden die Signale c' und x nicht gebraucht, so dass auch die Schaltung CSU entfallen kann.
Das Signal a gelangt über die Elemente Kl, K2, LT2 und DGI zum Mischer Ml, wo es mit dem Signal s heruntergemischt wird. Das resultierende Zwischenfrequenz-Mischsignal gelangt ferner über die Elemente V1, S1, LT3 und LT4 als Probesignal g" zur Verzögerungsleitung VL, die beispielsweise eine SAW-Verzögerungsleitung sein kann, die eine Zeitverzögerung To des Signals bewirkt, um ein bestimmtes Festzeichenecho zu simulieren. Das verzögerte Signal gelangt sodann über die Elemente V3, V5 und DT2 ebenfalls zur Triggerschaltung TRG.
Ein Teil des Probesignals (g) gelangt über die Elemente LT3 und V2 und nach Demodulation im Detektor DTI als Signal g' zur Triggerschaltung TRG, welche zumindest angenähert nach einer Zeit T = To + Tz + Td nach Ankunft des Signals g' das Torsignal k abgibt, wobei in der genannten Beziehung 2. Td die Torbreite und Tz eine Laufzeitverzögerung ist.
Das Ausgangssignal h des Verstärkers V3, das im Phasenschieber PHS mindestens um 1800 gedreht werden kann, gelangt über den Umschalter S2 in Position 1 und über die Elemente V4 und DG2 als Signal y zum Radarempfänger RE.
Das fakultative Kanalfifter KF, das zur Untersuchung des erzeugten Festechos auf Bewegtzeichenreste hin vorgesehen ist, kann im wesentlichen aus einem Doppelfilter bestehen, in dem das Videosignal v gerade dann ausgewertet wird, wenn das Torsignal k aktiv ist.
Zur Messung wird wie folgt vorgegangen:
Zunächst wird bei eingeschaltetem Sender und nicht eingerastetem (ungelocktem) Coho (Schalter L in Fig. 1 offen) das Videosignal v' und das Kanalausgangssignal b' am Bildschirm betrachtet. Zur Kontrolle der Linearität des ZF-Verstärkers ZFV der Empfangsmischstufe wird die Dämpfung des Attenuators DG2 um 6 dB erhöht; wenn dann das Videosignal auf die Hälfte absinkt, ist die Linearität in Ordnung, sonst muss die Grundeinstellung des Dämpfungsgliedes DG2 erhöht werden, bis diese Bedingung erfüllt ist. Danach wird der Coho gelockt (Schalter L geschlossen).
Anschliessend wird mit Hilfe der Steuerung ALZ (Anlage Laufzeit) die durch den Empfänger verursachte Laufzeitverzögerung Tz in der Triggerschaltung TRG eingestellt und damit der Kanalpuls k bzw. b (da beide angenähert zeitlich übereinstimmen) an die zur Auswertung interessierende Stelle des Videosignals v' gebracht und das Videosignal v' in die zur Auswertung gewünschte Phasenlage versetzt. Die Signale v und v sind um 90" phasenverschoben. Der Wert des Signals b' kann dann unmittelbar an einem Digitalvoltmeter DVM abgelesen und notiert werden. Danach wird der Schalter L in Figur 1 geöffnet, so dass der Coho nicht mehr gelockt ist, und die Dämpfung am Attenuator DG2 derart geändert, dass am Digitalvoltmeter DVM der notierte Wert wieder erscheint.
Diese Änderung der Dämpfung ist ein Mass für die Sender-Coho-Stabilität und gibt direkt den Wert der Festzeichenunterdrückung FZU.
Eine Untersuchung der Sender-Coho-Stabilität kann auch mit dem Schalter S1 in Position 2 erfolgen, indem das Signal c als Signal x benutzt wird, so dass die Einheit CSU entfällt.
Im übrigen ist der Messvorgang mit dem oben beschriebenen identisch. Als Stalosignal für das Messgerät MG kann sowohl das radarinterne als ein zusätzliches externes verwendet werden. Im ersten Fall kompensieren sich die Instabilitäten des Stabes, und es werden nurSender-Coho-lnstabilitäten gemessen. Wird ein zusätzlicher externer Stalo, der qualitativ mindestens so gut wie der interne sein muss, verwendet, so wird die Stabilität des Senders, des Cohos und des internen Stalos gemeinsam beurteilt, wobei vorzugsweise die Frequenzen fi und fe des internen bzw. externen Stalos so zu wählen sind. dass die Bedingung /fi-fe/ 2. fZF gilt, worin fZF die Zwischenfrequenz ist. Dadurch werden Störungen durch gegenseitige Beeinflussung der beiden Stalos (Schwebungseffekte) vermieden.
Zur Messung der Stabilität in einem Radargerät, das ein der Empfangsmischstufe vorgeschaltetes steuerbares YIG Filter (Yttrium Iron Garnet) aufweist, wird der Umschalter S2 auf Position 2 gebracht. Der Messvorgang verläuft gleich wie in den beiden vorherigen Fällen, mit dem Unterschied, dass nicht das Signal y, sondern das Signal e gebraucht wird.
In diesem Fall wird die Stabilität von Sender, Coho und YIG Filter gemeinsam gemessen. Sofern kein externer Stalo verwendet wird. wird der interne miteinbezogen.
Zur Messung der Zielerkennbarkeit gegenüber Störechos (Subclutter visibility: SCV-Messung) wird ein Radarempfänger RE mit interner Auswertung verwendet, so dass die Schaltung AS und die Signale v. vt und y entfallen. In diesem Fall werden hingegen die Signale c und x benötigt. Der Umschalter S I ist in Position 3 und der Umschalter S2 in Position 2, so dass das Signal a herein- und das Signale herauskommt. In der CSU-Einheit (Coho shift unit) findet eine Phasenmodulation m(t) des Cohosignals statt, um einen CW Störer nachzubilden: damit entsteht ein Bewegtecho. Die Messung wird folgendermassen durchgeführt:
Bei normalem Radarbetrieb wird wie oben erwähnt die Linearität des ZF-Verstärkers kontrolliert.
Dabei sollen das Signal x und der in der Anordnung MG heruntergemischte Sendepuis zweckmässigerweise dieselbe Spitzenleistung aufweisen. was mit Hilfe des Ausgangssignalsyüberprüft werden kann. Als Stellglieder dienen die Dämpfungsglieder DG3 und DG4. Die in den Figuren nicht näher dargestellte Kanaleinheit des Radargerätes wird in die Distanz des Festzeichens gebracht und dort gehalten, bis das MTI-Alarmsignal erscheint. Nun wird die Dämpfung des Attenuators DG4 so weit erhöht, bis das MTI-Alarmsignal verschwindet.
Der entsprechende Dämpfungsunterschied in dB ergibt den SCV-Wert.
Der Schalter S3, der durch die Steuerung ELZ aktiviert wird, bewirkt dass das Ausgangssignal des Verstärkers V3 mehrmals die Elemente S3, LT4, VL und V3 durchläuft, wodurch Festzeichenechos in einer Distanz D = n. Do simulierbar sind, worin Do die Distanz ist, die der Verzögerungszeit To entspricht. Die Aktivierung des Schalters S3 geschieht in der Weise, dass er jeweils kurz bevor das Signal h nach der Verzögerung am Ausgang des Verstärkers erscheint, schliesst. Nachdem das Signal h den Schalter 3 durchlaufen hat, kann er wieder öffnen. Die Steuerung des Schalters 3 geschieht durch das Signal g' gemäss der Einstellung der Steuerung ELZ. Das Signal k wird jeweils während zumindest angenähert einer Zeit D = n. Do unterdrückt.
Die Steuerung KB dient zur Veränderung der Torbreite und somit zur Untersuchung der Echos im Hinblick auf Störungen, die sich am Anfang oder am Ende des Echos befinden.
Das Signal h' ist notwendig, um eine jitterfreie Triggerung des Kanalfilters zu gewährleisten. Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemässen Anordnung besteht darin, dass bei lnjection Priming oder Locking auch Überreichweitenechos genauso wie die normalen Festzeichenechos untersucht werden können.
Zudem kann die erfindungsgemässe Anordnung auch zur Messung des Kohärenzgrades von einem Puls zum nachfolgenden in einem Radargerät mit einer Injektionsschaltung in der Sendereinheit Verwendung finden. Zu diesem Zweck kann zwischen die Schaltung PRF und den Coho eine logische Schaltung eingefügt werden, die ein Synchronisieren des Cohos auf den jeweiligen zweiten Sendepuls verhindert, damit er mit der Synchronisierung des vorgängigen Sendepulses in Betrieb bleibt, indem zugleich das Signal k (Fig. 2) bei jedem ihm zugeordneten ersten Sendepuls unterdrückt wird.
DESCRIPTION
The present invention relates to an arrangement for measuring the stability of a radar device according to the preamble of claim 1.
Radar transmitters that emit a relatively large amount of power and work with magnetrons, klystrons, Gunn oscillators or traveling wave tubes, for example, sometimes have frequency instabilities that have a disruptive effect.
The purpose of the present invention is to provide an arrangement which allows a measurement of the stability of a radar device. This is achieved according to the invention with an arrangement as characterized in claim 1.
Advantageous embodiments of the invention result from the further claims. The arrangement according to the invention has the advantage that it allows the stability of a radar device to be measured with relatively little effort. The invention is explained in more detail below by describing exemplary embodiments with reference to a drawing. It shows:
1 shows the block diagram of a radar device which is connected to an arrangement according to the invention,
Fig. 2 shows the block diagram of an arrangement according to the invention.
1 has a magnetron MAG with a downstream cross coupler KP, the output or antenna signal of which is fed via the first branch of a circulator ZR to the input K of an arrangement MG according to the invention, which via different lines for a signal y, v and s is connected to a radar receiver RE.
Between the output A, which emits the Stalosignal s of the radar receiver RE, and the input E of the fourth branch of the circulator ZR, an injection circuit IS is inserted, which has a mixer MXl, in which the output signal of an oscillator QSZ with the via a further circulator Z guided Stalosignal s is mixed, the mixed signal via the series circuit of an amplifier V, a switch S, another amplifier VR and a one-way line EWL to the input E of the circulator ZR.
The magnetron MAG, the cross coupler KP and the circulator ZR, via the second branch of which the receiver blocking tube TR of the radar receiver RE is connected to the arrangement MG, are components of a transmitter unit SE which has a PRF circuit, the output signal of which, via a modulator MOD, is the control input of the magnetron MAG is supplied, the circuit PRF also controlling the switched amplifier VR, the switch S and a coherence oscillator COHO. The radar receiver RE comprises an oscillator STALO, the output signal s of which is mixed in a mixer AFC and EM with a signal branched off via the coupler KP or with the output signal of the tube TR.
The output signal c of the mixer AFC is fed to the coherence oscillator COHO, the output signal c 'of which on the one hand reaches a video circuit VS and on the other hand is modulated in a CSU unit with a signal m = m (t) and is supplied as a signal x to the arrangement MG. The output of the mixer EM is connected to the input of the video circuit VS via an intermediate frequency amplifier ZFV.
An evaluation circuit AS is acted upon on the input side by an output signal v 'of the radar receiver RE and by an output signal b, b', b "and r from the arrangement MG.
The arrangement according to FIG. 2 has a power divider LTI, which distributes the Stalosignal s to two mixers Ml and M2. The antenna signal a, which is routed via two cross-couplers KI and K2 connected in series, is fed via a further power divider LT2 and a downstream attenuator DGI to the input of the mixer Ml, the output of which is connected via an amplifier Vi to the first input of a three-position switch S1, whose output signal g is fed to the one input of a trigger circuit TRG via the series circuit of the first branch from a further power divider LT3, a further amplifier V2 and a detector DTI.
The other output of the power divider LT3 is connected via the series connection of the first branch of a further power divider LT4, a delay line VL with a delay To, an amplifier V3, a phase shifter PHS and a switch S2 in position 1 to the input of an amplifier V4, which delivers signal y guided via a variable attenuator DG2. In addition, the output signal h of the amplifier V3 is fed via the series connection of a further amplifier V5 and a further detector DT2 to the second input of the trigger circuit TRG, which controls, inter alia, a switch S3 inserted between the output of the amplifier V3 and the second branch of the power divider LT4. The trigger circuit TRG supplies a signal k which controls a channel filter KF to which a video signal v is applied and which outputs the signals b, b 'and b ".
The output of the mixer M2, the second input of which is connected to the position 2 of the switch S2, is connected via the series connection of a variable attenuator DG3 and a circulator ZK to the cross coupler Kl, via which the mixed signal e to the circulator ZR (FIG. 1) reached. The other branch of the power divider LT2 (FIG. 2) is connected to a detector DT3, which emits the signal r for monitoring purposes. The other branch of the cross coupler K2, which can be used as an option depending on the power of the signal a, is terminated with a load resistor. The trigger circuit TRG has three control inputs KB, ALZ and ELZ, which are used to set the channel gate width, the system runtime and the echo runtime.
The arrangement according to FIG. 1 functions as follows: The transmitter unit SE and the radar receiver RE would form a conventional type of radar device with an antenna connected at point K. The injection circuit IS is not absolutely necessary for the purpose of the invention. The arrangement MG according to the invention can, however, also be used in an advantageous manner if such an injection circuit IS is present, the principle of which works, for example, from an article by M.H. Seavey, jun. in Electronic Letters, August 1967, Vo. 3, No. 8, is known.
However, the circuit IS according to FIG. 1 proves to be advantageous with regard to the mixing of the stalosignal s with a fixed oscillator signal in an additional mixer MXI, because in this case an optimal injection frequency can be set in a simple manner with the frequency of the oscillator OSZ can. The connection for the signal s between the radar receiver RE and the arrangement MG is shown in dotted lines in FIG. 1 to indicate that the arrangement MG can also work with an external stable oscillator STALO. The arrangement MG serves to artificially imitate a fixed-character echo and supplies signals b, b 'and b "which can be observed, for example, on a screen of the evaluation circuit AS together with a video signal v' from the radar receiver RE.
The arrangement according to FIGS. 1 and 2 works as follows:
The changeover switch S1 is designed in such a way that the input of the power divider LT3 can either be connected to the output of the amplifier VI (position 1) or the variable attenuator DG4 (position 2) or to both outputs simultaneously (position 3) in order to provide different measurement options to have. Through the delay circuit VL, a fixed character echo can be at a distance D = n. Do with n = 1,2,. . . can be simulated. This echo, which is influenced by the instabilities of the radar device, reaches the receiver RE and is demodulated in the video circuit VS, from which the signals v and v 'result; the signal k ensures that the signal v is analyzed at the right moment.
To measure the transmitter-coho stability, the switches S1 and S2 are in position 1 and switch S3 is initially open. In this measurement, which can be used for reception-coherent radar devices, the stability of the transmitter and the coho is examined together. It is assumed that the radar receiver RE (FIG. 1) does not include any evaluation and that the input of the intermediate frequency amplifier ZFV is accessible to the receiving mixer in order to be supplied with the signal y. In this case, the signals c 'and x are not used, so that the circuit CSU can also be omitted.
The signal a reaches the mixer Ml via the elements K1, K2, LT2 and DGI, where it is mixed down with the signal s. The resulting intermediate frequency mixed signal also passes via elements V1, S1, LT3 and LT4 as a test signal g "to the delay line VL, which can be a SAW delay line, for example, which causes a time delay To of the signal to simulate a specific fixed-signal echo The delayed signal then also reaches the trigger circuit TRG via the elements V3, V5 and DT2.
A part of the test signal (g) passes through the elements LT3 and V2 and after demodulation in the detector DTI as signal g 'to the trigger circuit TRG, which at least approximately after a time T = To + Tz + Td after the arrival of the signal g' the gate signal k emits, in the above relationship 2. Td is the door width and Tz is a delay.
The output signal h of the amplifier V3, which can be rotated at least 1800 in the phase shifter PHS, reaches position 1 via the switch S2 and via elements V4 and DG2 as signal y to the radar receiver RE.
The optional channel fifter KF, which is provided for examining the generated fixed echo for moving signal residues, can essentially consist of a double filter in which the video signal v is evaluated precisely when the gate signal k is active.
The measurement is carried out as follows:
First, the video signal v 'and the channel output signal b' are viewed on the screen when the transmitter is switched on and the Coho (switch L in FIG. 1 open) is not engaged (unlocked). To control the linearity of the IF amplifier ZFV of the receiving mixer, the attenuation of the attenuator DG2 is increased by 6 dB; if the video signal then drops to half, the linearity is OK, otherwise the basic setting of the attenuator DG2 must be increased until this condition is met. Then the Coho is lured (switch L closed).
Then, with the help of the control ALZ (system runtime), the runtime delay Tz caused by the receiver is set in the trigger circuit TRG and thus the channel pulse k or b (since the two coincide approximately in time) is brought to the point of interest of the video signal v 'that is to be evaluated and the video signal v 'is set to the phase position desired for evaluation. The signals v and v are phase-shifted by 90 ". The value of the signal b 'can then be read and noted directly on a digital voltmeter DVM. Then the switch L in FIG. 1 is opened so that the Coho is no longer locked, and the Damping on attenuator DG2 changed so that the noted value reappears on the digital voltmeter DVM.
This change in attenuation is a measure of the transmitter coho stability and gives directly the value of the fixed character suppression FZU.
The transmitter Coho stability can also be examined with the switch S1 in position 2, using the signal c as the signal x, so that the unit CSU is omitted.
Otherwise, the measurement process is identical to that described above. Both the radar internal and an additional external can be used as the Stalosignal for the measuring device MG. In the first case, the instabilities of the rod compensate and only transmitter co-instabilities are measured. If an additional external Stalo, which has to be at least as good as the internal one, is used, the stability of the transmitter, the Coho and the internal Stalos are assessed together, whereby the frequencies fi and fe of the internal or external Stalos preferably increase are choosing. that the condition / fi-fe / 2. fZF applies, where fZF is the intermediate frequency. This prevents interference caused by mutual interference between the two stalos (beat effects).
In order to measure the stability in a radar device which has a controllable YIG filter (Yttrium Iron Garnet) upstream of the receiving mixer stage, the switch S2 is set to position 2. The measurement process is the same as in the two previous cases, with the difference that signal e is not used, but signal e.
In this case, the stability of the transmitter, Coho and YIG filter is measured together. Unless an external Stalo is used. the internal is included.
A radar receiver RE with internal evaluation is used to measure the target recognizability against false echoes (subclutter visibility: SCV measurement), so that the circuit AS and the signals v. vt and y are omitted. In this case, however, the signals c and x are required. The changeover switch S I is in position 3 and the changeover switch S2 in position 2, so that the signal a comes in and the signals come out. A phase modulation m (t) of the coho signal takes place in the CSU unit (coho shift unit) in order to simulate a CW interferer: this creates a movement echo. The measurement is carried out as follows:
In normal radar operation, the linearity of the IF amplifier is checked, as mentioned above.
The signal x and the transmitter pulse mixed down in the MG arrangement should expediently have the same peak power. which can be checked using the output signal. The attenuators DG3 and DG4 serve as actuators. The channel unit of the radar device, not shown in more detail in the figures, is brought into the distance of the fixed sign and held there until the MTI alarm signal appears. Now the attenuation of the attenuator DG4 is increased until the MTI alarm signal disappears.
The corresponding attenuation difference in dB gives the SCV value.
The switch S3, which is activated by the control ELZ, causes the output signal of the amplifier V3 to pass through the elements S3, LT4, VL and V3 several times, whereby fixed sign echoes can be simulated at a distance D = n. Do, where Do is the distance, which corresponds to the delay time To. Switch S3 is activated in such a way that it closes shortly before signal h appears at the output of the amplifier after the delay. After signal h has passed switch 3, it can open again. The switch 3 is controlled by the signal g 'in accordance with the setting of the control ELZ. The signal k is suppressed for at least approximately a time D = n. Do.
The control KB serves to change the gate width and thus to examine the echoes with regard to faults that are at the beginning or at the end of the echo.
The signal h 'is necessary to ensure jitter-free triggering of the channel filter. Another advantage of the arrangement according to the invention is that in the case of injection priming or locking, overreach echoes can also be examined in the same way as the normal fixed character echoes.
In addition, the arrangement according to the invention can also be used to measure the degree of coherence from one pulse to the next in a radar device with an injection circuit in the transmitter unit. For this purpose, a logic circuit can be inserted between the circuit PRF and the coho, which prevents the coho from being synchronized with the respective second transmission pulse, so that it remains in operation with the synchronization of the previous transmission pulse by simultaneously using the signal k (FIG. 2 ) is suppressed for each assigned first transmission pulse.