CH662455A5

CH662455A5 - ANTI-FOLDING DIGITAL FILTERING METHOD FOR SAMPLER AND SAMPLER FILTER OPERATING ACCORDING TO THIS METHOD.

Info

Publication number: CH662455A5
Application number: CH180185A
Authority: CH
Inventors: Francois Marcaillou
Original assignee: Sedeme
Priority date: 1984-04-26
Filing date: 1985-04-26
Publication date: 1987-09-30
Also published as: FR2563667A1; DE3514981A1; FR2563667B1

Description

L'invention concerne un procédé de filtrage numérique antirepliement pour un échantillonneur et un filtre pour échantillonneur fonctionnant suivant ce procédé. Elle a aussi pour objet de perfectionner les enregistreurs qui comportent des filtres d'échantillonnage. The invention relates to a digital anti-aliasing filtering method for a sampler and a sampler filter operating according to this method. It also aims to improve the recorders which include sampling filters.

Classiquement, un enregistreur à échantillonnage prélève, à des intervalles de temps déterminés en général égaux, la valeur d'un signal analogique à enregistrer. Cette valeur est ensuite mémorisée soit sous forme graphique dans des enregistreurs à pointé, soit sous forme numérique dans des enregistreurs numériques. Le signal analogique à l'entrée d'un échantillonneur doit être filtré analogiquement de telle sorte qu'il ne contienne pas de fréquences supérieures à la moitié de la fréquence d'échantillonnage afin d'éviter le phénomène connu de repliement de bande. Conventionally, a sampling recorder takes, at generally equal determined time intervals, the value of an analog signal to be recorded. This value is then stored either in graphical form in point recorders, or in digital form in digital recorders. The analog signal at the input of a sampler must be filtered analogically so that it does not contain frequencies higher than half the sampling frequency in order to avoid the known phenomenon of band aliasing.

Un phénomène de repliement de bande se produit lorsque le spectre d'un signal à échantillonner contient des composantes à des fréquences supérieures à la moitié de la fréquence d'échantillonnage. Schématiquement on peut dire que le spectre du signal échantillonné comporte alors la partie du spectre du signal à échantillonner qui est inférieure à la demi-fréquence d'échantillonnage plus le symétrique, par rapport à la demi-fréquence d'échantillonnage, des composantes du spectre du signal à échantillonner qui sont supérieures à la demi-fréquence d'échantillonnage. En conséquence, les filtres analogiques qui précèdent les échantillonneurs doivent avoir une bande passante allant de la fréquence zéro jusqu'à une fréquence aussi voisine que possible de la demi-fréquence d'échantillonnage. Ils doivent par ailleurs éliminer complètement les fréquences supérieures. Band aliasing occurs when the spectrum of a signal to be sampled contains components at frequencies greater than half the sampling frequency. Schematically it can be said that the spectrum of the sampled signal then comprises the part of the spectrum of the signal to be sampled which is less than the half sampling frequency plus the symmetrical, with respect to the half sampling frequency, of the components of the spectrum of the signal to be sampled which are greater than the half sampling frequency. Consequently, the analog filters which precede the samplers must have a bandwidth going from the zero frequency to a frequency as close as possible to the half sampling frequency. They must also completely eliminate the higher frequencies.

Par ailleurs, à l'intérieur de leur bande passante, le déphasage variable avec la fréquence que ces filtres introduisent provoque une déformation des signaux à échantillonner préjudiciable à l'exploitation ultérieure qui sera faite des enregistrements. En effet, il est bien connu qu'un signal n'est transmis tel quel par un filtre que si, dans la bande de ce signal, le filtre n'introduit d'un déphasage linéaire en fonction de la fréquence. Dans ces conditions, le signal est transmis par le filtre avec un certain retard qui affecte d'une manière identique toutes les composantes spectrales du signal. Or, il n'en est jamais ainsi: le déphasage n'est pas une fonction linéaire de la fréquence. En conséquence, les différentes composantes spectrales du signal relatives à un instant donné sont transmises avec des retards variables dépendant de la fréquence de ces composantes. D'une manière générale les composantes en fréquences hautes sont plus retardées que les composantes en fréquences basses. Il en résulte que le prélèvement à une date donnée de la valeur du signal filtré correspond schématiquement, pour les fréquences basses, à la valeur du signal à échantillonner à une date précédant la date d'échantillonnage d'une durée égale au retard du filtre. Pour les fréquences hautes ce prélèvement correspond à la valeur du signal à échantillonner à une date antérieure. Ou encore plus simplement, les composantes spectrales basses fréquences du signal à un instant t sont échantillonnées à instant t+T, où T est le retard du filtre, alors que les composantes hautes fréquences du spectre de ce signal à l'instant t ne sont échantillonnées qu'ultérieurement à t+T. Furthermore, within their bandwidth, the variable phase shift with the frequency that these filters introduce causes a distortion of the signals to be sampled which is detrimental to the subsequent use which will be made of the recordings. Indeed, it is well known that a signal is transmitted as such by a filter only if, in the band of this signal, the filter does not introduce a linear phase shift as a function of the frequency. Under these conditions, the signal is transmitted by the filter with a certain delay which affects all the spectral components of the signal in an identical manner. However, this is never the case: the phase shift is not a linear function of the frequency. Consequently, the different spectral components of the signal relating to a given instant are transmitted with variable delays depending on the frequency of these components. In general, the components at high frequencies are more delayed than the components at low frequencies. It follows that the sampling at a given date of the value of the filtered signal corresponds schematically, for low frequencies, to the value of the signal to be sampled on a date preceding the sampling date by a duration equal to the delay of the filter. For high frequencies this sampling corresponds to the value of the signal to be sampled at an earlier date. Or even more simply, the low frequency spectral components of the signal at time t are sampled at time t + T, where T is the filter delay, while the high frequency components of the spectrum of this signal at time t are not sampled only after t + T.

En plus de ces considérations, qui tendent à conclure que la présence d'un tel filtre passe-bas est un mal nécessaire malgré les distorsions de phases qu'il introduit, il convient de remarquer que la fréquence d'échantillonnage doit pouvoir être choisie dans une gamme de fréquences extrêmement étendue en fonction de la nature du signal analogique à enregistrer. En effet, un enregistreur à échantillonnage est un instrument de mesure qu'il convient d'adapter aux besoins des utilisateurs. Couramment la dynamique de fréquence d'échantillonnage d'un enregistreur est de l'ordre de 106. En conséquence, la fréquence de coupure du filtre analogique antirepliement qui précède un échantillonneur devrait pouvoir varier dans cette même dynamique. Or, la difficulté et le coût de réalisation du filtre sont tels que les enregistreurs numériques de signaux n'en comportent que rarement. Et bien entendu, dans les cas où ils en sont équipés, les problèmes de déformation des signaux liés aux rotations de phase demeurent. In addition to these considerations, which tend to conclude that the presence of such a low-pass filter is a necessary evil despite the phase distortions that it introduces, it should be noted that the sampling frequency must be able to be chosen in an extremely wide frequency range depending on the nature of the analog signal to be recorded. Indeed, a sampling recorder is a measuring instrument that should be adapted to the needs of users. The dynamic range of the sampling frequency of a recorder is of the order of 106. Consequently, the cut-off frequency of the analog anti-aliasing filter which precedes a sampler should be able to vary in this same dynamic. However, the difficulty and the cost of producing the filter are such that digital signal recorders rarely include it. And of course, in the cases where they are equipped, the problems of distortion of the signals linked to the phase rotations remain.

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Le procédé de filtrage et le filtre d'échantillonnneur de l'invention se proposent de remédier aux inconvénients cités en déplaçant la fréquence de coupure des filtres dans le domaine spectral et en recombinant des échantillons entre eux, avant et après la date d'échantillonnage, de telle manière que la valeur de l'échantillon soit connue avec un retard constant par rapport à la date du signal à laquelle cet échantillon se réfère. The filtering method and the sampler filter of the invention propose to remedy the drawbacks mentioned by shifting the cut-off frequency of the filters in the spectral range and by recombining samples between them, before and after the sampling date, in such a way that the value of the sample is known with a constant delay with respect to the date of the signal to which this sample refers.

L'invention concerne un procédé de filtrage antirepliement dans lequel: The invention relates to an anti-aliasing filtering method in which:

— on émet des impulsions périodiques d'un signal d'horloge, - periodic pulses of a clock signal are emitted,

— on filtre les composantes spectrales d'un signal à échantillonner qui se situent au-delà de la moitié de la fréquence du signal d'horloge, - the spectral components of a signal to be sampled which are beyond half the frequency of the clock signal are filtered,

— on délivre des résultats d'analyse au rythme du signal d'horloge au moyen d'un convertisseur analogique-numérique qui reçoit le signal filtré, - analysis results are delivered at the rate of the clock signal by means of an analog-digital converter which receives the filtered signal,

caractérisé en ce que characterized in that

— on détermine une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence du signal d'horloge, et A sampling frequency lower than the frequency of the clock signal is determined, and

— en ce qu'on combine entre eux des résultats d'analyse qui ont été délivrés par le convertisseur au cours d'une durée égale à deux fois la période d'échantillonnage déterminée. - in that they combine analysis results which have been delivered by the converter during a period equal to twice the determined sampling period.

L'invention concerne également un filtre antirepliement pour un échantillonneur recevant un signal à échantillonner et comportant un convertisseur analogique-numérique, piloté par les impulsions périodiques d'une horloge, pour élaborer des résultats d'analyse à chaque impulsion d'horloge, et précédé d'un filtre passe-bas pour éliminer les composantes spectrales du signal à échantillonner qui se situent au-delà de la moitié de la fréquence du signal d'horloge, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour que la fréquence du signal d'horloge soit supérieure à la fréquence d'échantillonnage à mettre en œuvre, et en ce qu'il comporte des moyens pour déterminer la valeur d'un échantillon à partir d'une combinaison des résultats d'analyse élaborés par le convertisseur pendant une durée égale à deux fois la période d'échantillonnage. The invention also relates to an anti-aliasing filter for a sampler receiving a signal to be sampled and comprising an analog-to-digital converter, driven by the periodic pulses of a clock, for producing analysis results at each clock pulse, and preceded of a low-pass filter for eliminating the spectral components of the signal to be sampled which lie beyond half the frequency of the clock signal, characterized in that it comprises means so that the frequency of the signal d clock is greater than the sampling frequency to be implemented, and in that it comprises means for determining the value of a sample from a combination of the analysis results produced by the converter over a period of time equal to twice the sampling period.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent. Celles-ci ne sont nullement limitatives de l'invention. Elles représentent: The invention will be better understood on reading the description which follows and on examining the figures which accompany it. These are in no way limitative of the invention. They represent:

— figure 1, un échantillonneur conforme à l'invention, FIG. 1, a sampler according to the invention,

— figures 2a et 2b, des diagrammes de spectre et des diagrammes temporels de signaux intervenant dans le dispositif de l'invention, FIGS. 2a and 2b, spectrum diagrams and time diagrams of signals involved in the device of the invention,

— figure 3, une variante de l'échantillonneur de l'invention. - Figure 3, a variant of the sampler of the invention.

La figure 1 représente un échantillonneur 1 muni d'un filtre antirepliement 2 conforme à l'invention. Le diagramme A de la figure 2a représente le phénomène de repliement de bande. La détermination d'une fréquence d'échantillonnage f„ impose que le spectre d'un signal E à échantillonner ne doit pas comporter de composantes spectrales supérieures à une fréquence de coupure fc égale à la moitié de la fréquence d'échantillonnage fe. Le spectre de E contient cependant de telles composantes, hachurées ici horizontalement. En l'absence de filtre antirepliement, elles se retrouvent dans le spectre du signal échantillonné comme si elles avaient subi un déplacement par symétrie autour de la fréquence de coupure fc: hachures verticales. En application de la théorie de la superposition, les composantes spectrales du signal échantillonné légèrement inférieures à fc se retrouvent alors anormalement affectées de cette contribution de repliement. Le résultat de l'échantillonnage est donc faussé. FIG. 1 represents a sampler 1 provided with an anti-aliasing filter 2 according to the invention. Diagram A of FIG. 2a represents the phenomenon of band folding. The determination of a sampling frequency f „requires that the spectrum of a signal E to be sampled must not contain spectral components greater than a cut-off frequency fc equal to half the sampling frequency fe. The spectrum of E does, however, contain such components, hatched horizontally here. In the absence of an anti-aliasing filter, they are found in the spectrum of the sampled signal as if they had undergone a displacement by symmetry around the cutoff frequency fc: vertical hatching. In application of the theory of superposition, the spectral components of the sampled signal slightly less than fc are then found to be abnormally affected by this aliasing contribution. The sampling result is therefore distorted.

L'échantillonneur de l'invention comporte classiquement un convertisseur analogique-numérique 3 piloté par les impulsions périodiques 4 d'un signal H délivré par une horloge 5 qui peut comporter un oscillateur. Le signal E à échantillonner est transmis au convertisseur 3 par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 6 qui élimine les composantes spectrales de E qui se situent au-delà de la moitié de la fréquence du signal H. Une première caractéristique de l'invention est que, si l'on désire une fréquence d'échantillonnage fe donnée, la fréquence fh du signal d'horloge H est supérieure à cette fréquence d'échantillonnage fe. Le diagramme B de la figure 2a exprime ici que fh est de l'ordre de cinq fois fe. Comme on le verra plus loin, autant fh est constant dans l'échantillonneur de l'invention autant fe peut varier en fonction du signal que l'on cherche à échantillonner. Dans une réalisation pratique, fh est de l'ordre de 30 Mégahertz et la fréquence nominale d'échantillonnage de l'échantillonneur est alors limitée à 15 Mégahertz. The sampler of the invention conventionally comprises an analog-digital converter 3 controlled by the periodic pulses 4 of a signal H delivered by a clock 5 which may include an oscillator. The signal E to be sampled is transmitted to the converter 3 via a low-pass filter 6 which eliminates the spectral components of E which lie beyond half the frequency of the signal H. A first characteristic of l The invention is that, if a given sampling frequency fe is desired, the frequency fh of the clock signal H is greater than this sampling frequency fe. Diagram B of FIG. 2a here expresses that fh is of the order of five times fe. As will be seen below, as much fh is constant in the sampler of the invention as much as fe can vary as a function of the signal that one seeks to sample. In a practical embodiment, fh is of the order of 30 megahertz and the nominal sampling frequency of the sampler is then limited to 15 megahertz.

La courbe représentée sur le diagramme B de la figure 2a est la courbe de réponse spectrale du filtre 6. Les composantes spectrales du signal E qui passeraient au travers de ce filtre ne seraient transmises que si elles étaient inférieures à la fréquence de coupure de celui-ci. Cette fréquence de coupure est elle-même légèrement inférieure à la moitié de la fréquence d'horloge fh. Il est intéressant de remarquer que ce filtre ne va pas apporter de distorsions de phase pour les composantes spectrales du signal E qui sont inférieures à la moitié de la fréquence d'échantillonnage fe. En effet, quelle que soit la réalisation de ce filtre, par exemple un filtre dit de TCHEBYCHEFF, ce n'est pas en basses fréquences que la phase du signal transmis subit les rotations les plus néfastes. On peut même considérer que pour de tels filtres, pour les fréquences inférieures à cinq fois leur fréquence de coupure (fh/2), la rotation de phase varie linéairement avec le fréquence. En conséquence, les composantes utiles du signal E que l'on cherche à retrouver dans l'échantillonnage ne subissent pas d'altération de ce point de vue. The curve shown in diagram B of FIG. 2a is the spectral response curve of filter 6. The spectral components of signal E which pass through this filter would only be transmitted if they were lower than the cut-off frequency of it. this. This cut-off frequency is itself slightly less than half the clock frequency fh. It is interesting to note that this filter will not provide phase distortions for the spectral components of the signal E which are less than half the sampling frequency fe. Indeed, whatever the realization of this filter, for example a so-called TCHEBYCHEFF filter, it is not at low frequencies that the phase of the transmitted signal undergoes the most harmful rotations. We can even consider that for such filters, for frequencies lower than five times their cutoff frequency (fh / 2), the phase rotation varies linearly with the frequency. Consequently, the useful components of the signal E that one seeks to find in the sampling do not undergo any alteration from this point of view.

Sur le diagramme temporel U de la figure 2b, on a représenté le signal E ainsi que des résultats d'analyse élaborés par le convertisseur 3 et qui sont symbolisés par des points 7. La représentation analogique des résultats 7 ne doit pas faire oublier que ces résultats sont en fait délivrés sous une forme numérique par le convertisseur 3. Cette représentation est cependant commode pour expliquer ce qui suit. Les résultats 7 sont élaborés à la fréquence du signal H et sont donc séparés les uns des autres par une période d'holorge Th qui est l'inverse de la fréquence fh du signal d'horloge. On a mis en évidence sur le diagramme U les résultats élaborés pendant deux périodes d'échantillonnage Te consécutives. La période Te est l'inverse de la fréquence d'échantillonnage à mettre en œuvre. En définitive, ce qui est demandé à l'échantillonneur de l'invention, c'est de délivrer des échantillons à des dates tn_,, tn, t„+], etc.. séparées respectivement les unes des autres par des durées égales à Te. La deuxième caractéristique de l'invention est alors, pour déterminer la valeur vraie de l'échantillon du signal E à une date t„, de combiner l'ensemble des résultats 7 élaborés par le convertisseur 3 entre la date t„_, et la date tn+1. Dans une application simple cette combinaison consiste en une addition de l'ensemble de ces différents résultats. Sans entrer immédiatement dans le détail de la réalisation de cette addition, on en exprime ici ses effets. On the time diagram U of FIG. 2b, the signal E has been represented as well as analysis results produced by the converter 3 and which are symbolized by dots 7. The analog representation of the results 7 should not make us forget that these results are in fact delivered in a digital form by the converter 3. This representation is however convenient to explain the following. The results 7 are produced at the frequency of the signal H and are therefore separated from each other by a holorge period Th which is the inverse of the frequency fh of the clock signal. The results developed during two consecutive sampling periods Te have been highlighted on diagram U. The period Te is the inverse of the sampling frequency to be implemented. Ultimately, what is asked of the sampler of the invention is to deliver samples on dates tn_ ,, tn, t „+], etc. separated respectively from one another by durations equal to You. The second characteristic of the invention is then, to determine the true value of the sample of the signal E at a date t „, to combine all of the results 7 produced by the converter 3 between the date t„ _, and the date tn + 1. In a simple application, this combination consists of an addition of all of these different results. Without going immediately into the detail of the realization of this addition, we express here its effects.

Premièrement, ce mode de combinaison a pour effet de constituer un filtre ayant une réjection totale à la moitié de la fréquence d'échantillonnage (fe/2). Cette particularité est représentée sur le diagramme C de la figure 2a où le gain de la bande passante du filtre numérique constitué par cette combinaison passe par une valeur nulle à la fréquence fe/2. Une explication simple peut en être donnée en regardant le diagramme U de la figure 2b. En supposant qu'entre la date tn_[ et la date tn+1 le signal E est un signal comportant une composante continue superposée à une sinusoïdale pure de fréquence fe/2, et donc de période deux fois Te, on constate qu'en faisant la moyenne de tous les résultats 7 élaborés pendant cette durée deux fois Te la contribution apportée par cette sinusoïdale pure sera nulle. En effet, la valeur moyenne d'un signal sinusoïdal, prise pendant une période de ce signal sinusoïdal, est bien nulle. Firstly, this mode of combination has the effect of constituting a filter having a total rejection at half the sampling frequency (fe / 2). This feature is represented in diagram C of FIG. 2a where the gain of the passband of the digital filter constituted by this combination passes through a zero value at the frequency fe / 2. A simple explanation can be given by looking at the diagram U in Figure 2b. Assuming that between the date tn_ [and the date tn + 1 the signal E is a signal comprising a continuous component superimposed on a pure sinusoidal of frequency fe / 2, and therefore of period twice Te, we note that by doing the average of all the results 7 developed during this period twice Te the contribution made by this pure sine wave will be zero. Indeed, the average value of a sinusoidal signal, taken during a period of this sinusoidal signal, is indeed zero.

C'est donc la durée pendant laquelle on retient les résultats 7 élaborés par le convertisseur 3 pour les combiner entre eux qui détermine la fréquence de réjection du filtre numérique réalisé. Le diagramme U permet également de constater qu'il y aura une autre réjection parfaite de toutes les composantes spectrales dont la fréquence est multiple de la moitié de la fréquence d'échantillonnage à mettre en œuvre. Le filtre numérique réalisé à partir d'une telle combinaison possède cependant entre chaque fréquence de réjection un gain non nul. On peut calculer que les maxima de ces gains entre chaque multiple de la fréquence de réjection décroissent selon une courbe K re5 It is therefore the duration during which the results 7 produced by the converter 3 are retained in order to combine them together which determines the rejection frequency of the digital filter produced. The diagram U also makes it possible to note that there will be another perfect rejection of all the spectral components whose frequency is multiple of half of the sampling frequency to be implemented. However, the digital filter produced from such a combination has a non-zero gain between each rejection frequency. We can calculate that the maxima of these gains between each multiple of the rejection frequency decrease according to a curve K re5

10 10

15 15

20 20

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35 35

40 40

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présentée en tirets et de pente 12 dB par octave depuis la première fréquence de réjection de ce filtre. On montre en conséquence que les contributions en repliement apportées par les composantes du signal E, se trouvant entre deux multiples consécutifs de la demi-fréquence d'échantillonnage, sont alors négligeables. presented in dashes and slope 12 dB per octave from the first rejection frequency of this filter. We therefore show that the aliasing contributions made by the components of the signal E, lying between two consecutive multiples of the sampling half-frequency, are then negligible.

Deuxièmement, en ce qui concerne la phase des différentes composantes spectrales, on remarque que le fait d'attendre le résultat élaboré par le convertisseur 3 jusqu'à la date t„ +Te permet de tenir compte des composantes spectrales élevées, proches de la demi-fréquence d'échantillonnage quand elles existent, qui ont été les plus retardées. De ce point de vue, le retard Te apporté à l'élaboration de la valeur vraie d'un échantillon du signal E à une date t„, et qui est constant quelle que soit la composante spectrale de l'échantillon à prendre en compte, est un gage de l'élimination des distorsions qui sont dues aux déphasages. La combinaison des résultats 7 peut alors s'interpréter comme une intégration, pendant une durée deux fois Te, de la valeur du signal E. Cela différencie l'échantillonneur de l'invention des échantillonneurs classiques où, à chaqùe échantillon, on prélève la valeur instantanée du signal filtré sans tenir compte des variations ultérieures de ce signal jusqu'à l'échantillon suivant. En effet, on a vu que ces variations ultérieures sont justement représentatives des composantes spectrales les plus retardées. Secondly, with regard to the phase of the various spectral components, it is noted that the fact of awaiting the result worked out by the converter 3 until the date t „+ Te allows to take into account the high spectral components, close to half - sampling frequency when they exist, which have been the most delayed. From this point of view, the delay Te brought to the elaboration of the true value of a sample of the signal E at a date t „, and which is constant whatever the spectral component of the sample to be taken into account, is a pledge of the elimination of the distortions which are due to the phase shifts. The combination of the results 7 can then be interpreted as an integration, for a duration twice Te, of the value of the signal E. This differentiates the sampler of the invention from the conventional samplers where, for each sample, the value is taken instant of the filtered signal without taking into account the subsequent variations of this signal until the next sample. Indeed, we have seen that these subsequent variations are precisely representative of the most delayed spectral components.

Le filtre numérique antirepliement 2 de l'invention comporte essentiellement un accumulateur 8 pour produire une accumulation des résultats élaborés par le convertisseur 3 pendant une durée égale à une fois la période d'échantillonnage. L'accumulateur 8 comporte un additionneur 9 recevant sur un premier ensemble d'entrées 10 la représentation binaire du résultat d'analyse élaboré par le convertisseur 3 à chaque impulsion du signal d'horloge. Sur un deuxième jeu d'entrées 11 l'additionneur 9 reçoit des valeurs binaires contenues dans un registre à accumulation 12. Le registre 12 est remis à zéro au début de chaque période d'échantillonnage par un signal périodique émis à cette fréquence d'échantillonnage. Ce signal périodique d'échantillonnage attaque le registre 12 sur son entrée de remise à zéro RAZ sur la première impulsion d'horloge 4 du signal H. Le premier résultat 7 qui arrive dans l'additionneur 9 est néanmoins transmis jusqu'au registre 12 qui est relié à cet additionneur. A la deuxième impulsion d'horloge 4, le deuxième résultat d'analyse est présenté sur les entrées 10 de l'additionneur 9 tandis que le premier résultat est présenté par les sorties du registre 12 sur les entrées 11 de cet additionneur. Sous l'effet du signal d'horloge, la somme de ces deux premiers résultats d'analyse est transférée au registre accumulateur 12. Il en va ainsi de suite jusqu'au dernier résultat 7 qui précède une deuxième impulsion d'échantillonnage. A cet instant, le registre 12 contient une valeur numérique représentative de la somme des résultats d'analyse élaborés pendant une période Te de la fréquence d'échantillonnage. The digital anti-aliasing filter 2 of the invention essentially comprises an accumulator 8 to produce an accumulation of the results produced by the converter 3 for a duration equal to once the sampling period. The accumulator 8 comprises an adder 9 receiving on a first set of inputs 10 the binary representation of the analysis result produced by the converter 3 at each pulse of the clock signal. On a second set of inputs 11 the adder 9 receives binary values contained in an accumulation register 12. The register 12 is reset to zero at the start of each sampling period by a periodic signal sent at this sampling frequency . This periodic sampling signal attacks register 12 on its reset input RESET on the first clock pulse 4 of signal H. The first result 7 which arrives in adder 9 is nevertheless transmitted to register 12 which is connected to this adder. At the second clock pulse 4, the second analysis result is presented on the inputs 10 of the adder 9 while the first result is presented by the outputs of the register 12 on the inputs 11 of this adder. Under the effect of the clock signal, the sum of these first two analysis results is transferred to the accumulator register 12. This goes on until the last result 7 which precedes a second sampling pulse. At this instant, the register 12 contains a digital value representative of the sum of the analysis results produced during a period Te of the sampling frequency.

Les sorties du registre accumulateur 12 sont par ailleurs reliées en parallèle aux entrées d'un premier registre de mémorisation 13. A chaque impulsion du signal d'échantillonnage, le registre 13 prélève le contenu du registre 12. Autrement dit, lors de l'arrivée de la deuxième impulsion à la fréquence d'échantillonnage, le registre 13 contient l'accumulation des résultats élaborés entre cette première et cette deuxième impulsion d'échantillonnage tandis que le registre 12 est remis à zéro. Pour éviter au registre 13 de prélever le contenu du registre 12 au moment où celui-ci est remis à zéro, l'impulsion d'échantillonnage peut être transmise sur l'entrée remise à zéro du registre 12 avec un léger retard. Il en est de même des commandes d'horloge appliquées sur l'additionneur 9 et sur le registre 12 pour leur permettre d'effectuer l'accumulation. Le choix des circuits qui produisent ces retards dépend de la technologie de chacun de ces éléments 9,12 et 13. Leur adjonction éventuelle est du ressort de l'homme de métier qui connaît les circuits logiques. The outputs of the accumulator register 12 are also connected in parallel to the inputs of a first storage register 13. At each pulse of the sampling signal, the register 13 takes the content of the register 12. In other words, upon arrival from the second pulse to the sampling frequency, the register 13 contains the accumulation of the results produced between this first and this second sampling pulse while the register 12 is reset to zero. To avoid register 13 from taking the content of register 12 when it is reset to zero, the sampling pulse can be transmitted to the reset input of register 12 with a slight delay. The same is true of the clock commands applied to the adder 9 and to the register 12 to enable them to carry out the accumulation. The choice of circuits which produce these delays depends on the technology of each of these elements 9, 12 and 13. Their possible addition is the responsibility of the skilled person who knows the logic circuits.

Le registre 13 est en communication avec un deuxième registre mémorisateur 14 identique à ce registre 13. A chaque impulsion d'échantillonnage, le contenu du registre 13 est transféré dans le registre 14. Les registres 13 et 14 forment une mémoire à décalage ayant une sortie intermédiaire: la sortie du registre 13. La sortie du registre 13 et celle du registre 14 sont connectées à l'entrée d'un som-mateur 15 qui effectue, à la fréquence d'échantillonnage, l'addition du contenu des registres 13 et 14. Ainsi, si la première impulsion d'échantillonnage précédemment évoquée est l'impulsion t„_! du s diagramme U de la figure 2b, lors de l'apparition de l'impulsion d'échantillonnage tn+1, le contenu du registre 13 et le contenu du registre 14 sont transmis au sommateur 15. Le sommateur 15 délivre donc sur ses sorties 16 à la date tn+i un signal binaire S représentatif de la valeur vraie d'un échantillon du signal E à la date t„. L'intérêt io de registres décalés 13-14 est de permettre de garder en mémoire le contenu de l'accumulation des résultats entre la date tn et la date t„+1 pour élaborer l'échantillon relatif à la date tn+1 qui devra par ailleurs contenir également l'accumulation des résultats délivrés par le convertisseur 3 entre la date tn+1 et la date tn+2. The register 13 is in communication with a second storage register 14 identical to this register 13. At each sampling pulse, the content of the register 13 is transferred to the register 14. The registers 13 and 14 form a shift memory having an output intermediate: the output of register 13. The output of register 13 and that of register 14 are connected to the input of a som-mater 15 which performs, at the sampling frequency, the addition of the content of registers 13 and 14. Thus, if the first sampling pulse previously mentioned is the pulse t „_! of the diagram U of FIG. 2b, when the sampling pulse tn + 1 appears, the content of the register 13 and the content of the register 14 are transmitted to the summator 15. The summator 15 therefore delivers on its outputs 16 at the date tn + i a binary signal S representative of the true value of a sample of the signal E at the date t „. The advantage of shifted registers 13-14 is that it allows the content of the accumulation of results to be kept in memory between the date tn and the date t „+1 in order to draw up the sample relating to the date tn + 1 which should in addition also contain the accumulation of the results delivered by the converter 3 between the date tn + 1 and the date tn + 2.

15 D'une manière préférée, la fréquence d'échantillonnage sera obtenue par division, dans un diviseur 17, du signal H de l'horloge 5. En conséquence, la fréquence d'échantillonnage sera un sous-multiple de la fréquence de l'horloge. On sait réaliser au moyen de circuits logiques simples une division de fréquence pour élaborer un 20 deuxième signal impulsionnel 18 à partir d'un premier signal impulsionnel 4 et dans lequel certaines impulsions 19 ont été supprimées. Cela n'est bien entendu pas une obligation et le signal d'échantillonnage 18 peut être un signal indépendant quelconque. Sa fréquence doit cependant être inférieure à la fréquence du signal H. Elle ne 25 devra pas être choisie supérieure approximativement à la moitié de la fréquence d'horloge. Preferably, the sampling frequency will be obtained by dividing, in a divider 17, the signal H of the clock 5. Consequently, the sampling frequency will be a sub-multiple of the frequency of the clock. It is known to carry out by means of simple logic circuits a frequency division in order to develop a second pulse signal 18 from a first pulse signal 4 and in which certain pulses 19 have been suppressed. This is of course not an obligation and the sampling signal 18 can be any independent signal. Its frequency must however be lower than the frequency of the signal H. It should not be chosen to be greater than approximately half the clock frequency.

Dans le cas où l'on prévoit un diviseur de fréquence 17, il est connu de pouvoir régler le facteur de division au moyen d'une commande N. La commande N peut être une commande mécanique in-30 tervenant sur des relayages de bascules comprises dans le circuit 17, elle peut même être une commande électronique annexe. Ce qui est déterminant, c'est que le signal 18 soit une division du signal H. On note au passage un avantage procuré par la solution de l'invention qui permet de régler la fréquence d'échantillonnage à une valeur 35 adaptée aux besoins, c'est-à-dire au signal à échantillonner que l'on analyse. Si 2 est un facteur de division minimum, le facteur de division suivant, 3, apporte une diminution de 50% de la fréquence d'échantillonnage. Le facteur de division suivant, 4, n'apporte plus qu'une diminution de 33%. Ainsi de suite par incrémentation d'une 40 unité du facteur de division, le choix de la fréquence d'échantillonnage peut être déterminé de plus en plus finement au fur et à mesure que l'on s'éloigne de la fréquence d'échantillonnage nominale. Dans une réalisation plus simple, le diviseur 17 ne contiendra que des diviseurs par deux entraînant une modification par octave de la valeur 45 de la fréquence d'échantillonnage. In the case where a frequency divider 17 is provided, it is known to be able to adjust the division factor by means of an N command. The N command can be a mechanical command acting on relays of flip-flops included in circuit 17, it can even be an annex electronic control. What is decisive is that the signal 18 is a division of the signal H. We note in passing an advantage provided by the solution of the invention which makes it possible to adjust the sampling frequency to a value 35 adapted to the needs, that is to say to the signal to be sampled that is analyzed. If 2 is a minimum division factor, the next division factor, 3, results in a 50% decrease in the sampling frequency. The next division factor, 4, only brings a decrease of 33%. So on by incrementing a 40 unit of the division factor, the choice of the sampling frequency can be determined more and more finely as one moves away from the nominal sampling frequency . In a simpler embodiment, the divider 17 will only contain dividers by two causing a modification per octave of the value 45 of the sampling frequency.

On remarque que par construction la première fréquence de réjection du filtre 2 sera toujours placée à la valeur de la demi-fréquence d'échantillonnage: que cette fréquence d'échantillonnage soit obtenue par division de la fréquence du signal de la fréquence 50 d'horloge ou qu'elle soit obtenue intrinsèquement. On a donc réalisé ainsi simplement un filtre dont la fréquence de coupure est réglable (diagramme D de la figure 2a) tout en gardant une même allure générale. La courbe K à 12 dB par octave est obtenue quelle que soit la fréquence d'échantillonnage. En effet, la réjection parfaite des 55 composantes spectrales à la demi-fréquence d'échantillonnage est obtenue par le fait que l'on prend la somme des résultats d'analyse élaborés par le convertisseur 3 pendant une durée égale à deux fois la période d'échantillonnage au moyen des registres décalés 13-14 et du sommateur 15. It is noted that by construction the first rejection frequency of the filter 2 will always be placed at the value of the half sampling frequency: that this sampling frequency is obtained by dividing the signal frequency by the clock frequency 50 or that it is inherently obtained. A filter has therefore been produced in this way, the cut-off frequency of which is adjustable (diagram D in FIG. 2a) while keeping the same general appearance. The K curve at 12 dB per octave is obtained regardless of the sampling frequency. Indeed, the perfect rejection of the 55 spectral components at the sampling half-frequency is obtained by the fact that we take the sum of the analysis results produced by the converter 3 for a duration equal to twice the period d by means of shift registers 13-14 and summator 15.

60 U convient de remarquer qu'étant donné que l'on a remplacé un échantillon à une date t„ par la somme des résultats d'analyse entre les dates tn_i et tn+i, il peut sembler utile de normaliser la valeur de l'échantillon mesuré en la divisant par le nombre des résultats pris en compte pour l'élaboration de cet échantillon. C'est pour cette 65 raison que le sommateur 15 pourra comporter en plus un organe diviseur par 2n où n est le rapport entre la fréquence d'horloge et la fréquence d'échantillonnage. Dans ces conditions, cette normalisation doit être fonction de ce rapport; aussi convient-il de la faire dé 60 It should be noted that since a sample at a date t „has been replaced by the sum of the analysis results between the dates tn_i and tn + i, it may seem useful to normalize the value of the sample measured by dividing it by the number of results taken into account for the preparation of this sample. It is for this reason that the adder 15 may further comprise a divider by 2n where n is the ratio between the clock frequency and the sampling frequency. Under these conditions, this standardization must be a function of this ratio; so it should be done

5 5

662 455 662,455

pendre de la même commande N qui a affecté le diviseur 17. En fait, cette normalisation ne se justifie que dans la mesure où l'on cherche à comparer entre eux des échantillons obtenus à une première fréquence d'échantillonnage et des échantillons obtenus à une deuxième fréquence d'échantillonnage. Par contre, pour une fré- 5 quence d'échantillonnage unique, les valeurs des échantillons sont homogènes entre elles. Dans ce cas, la normalisation n'est pas vraiment nécessaire. hang from the same command N which affected the divisor 17. In fact, this normalization is only justified insofar as one seeks to compare between them samples obtained at a first sampling frequency and samples obtained at a second sampling frequency. On the other hand, for a single sampling frequency, the values of the samples are homogeneous with one another. In this case, standardization is not really necessary.

La figure 3 représente une variante de l'échantillonneur de l'invention dans laquelle la combinaison des résultats d'analyse pour io élaborer la valeur d'un échantillon ne s'effectue pas par addition pure de tous ces résultats mais par une pondération qui affecte ces résultats en fonction de la date à laquelle ces résultats sont émis par rapport à la date à laquelle se réfère l'échantillon. Le diagramme temporel V de la figure 2b indique un tel exemple de pondération is entre des dates tn_, et tn+2. Pour l'échantillon pris à la date t„, les résultats de l'analyse sont pondérés par un coefficient croissant lorsqu'ils sont émis entre les dates tn_[ et t„, et par un coefficient décroissant lorsqu'ils sont émis entre les dates tn et t„+1. Par contre, pour l'échantillon pris à la date t„+,, le coefficient est croissant pour les 20 résultats émis entre la date t„ de la date tn+1 et est décroissant entre la date tn+l et la date t„+2. Ces pondérations ont pour effet de modifier la courbe de réponse du filtre numérique antirepliement réalisé. FIG. 3 represents a variant of the sampler of the invention in which the combination of the analysis results to develop the value of a sample is not carried out by pure addition of all these results but by a weighting which affects these results according to the date on which these results are issued compared to the date to which the sample refers. The time diagram V of FIG. 2b indicates such an example of weighting is between dates tn_, and tn + 2. For the sample taken on date t „, the results of the analysis are weighted by an increasing coefficient when they are issued between the dates tn_ [and t„, and by a decreasing coefficient when they are issued between the dates tn and t „+1. On the other hand, for the sample taken on the date t „+ ,, the coefficient is increasing for the 20 results issued between the date t„ from the date tn + 1 and is decreasing between the date tn + l and the date t „ +2. These weights have the effect of modifying the response curve of the digital anti-aliasing filter produced.

Elles sont calculées en fonction d'une courbe de réponse à atteindre. 25 They are calculated according to a response curve to be achieved. 25

Le coefficient pondérateur qui affecte les résultats d'analyse doit être modifié d'un résultat à l'autre. Les pondérateurs qui effectuent la pondération des résultats délivrés par le convertisseur 3 sont disposés immédiatement en aval de ce convertisseur 3 avant le filtre numérique 2. Ces pondérateurs sont des circuits tels que leur coefficient 30 de pondération varie d'un résultat à l'autre en une suite monotone croissante pour la période de durée Te qui précède la date tn à laquelle se réfère l'échantillon puis décroissante pendant la période Te qui suit cette date t„. De manière à pouvoir élaborer l'échantillon se référant à la date tn+I, il est nécessaire de doubler les pondérateurs et 35 de relier chacun de ceux-ci à un accumulateur identique à l'accumulateur 8. En effet, entre chaque date tn et tn+1, il y a lieu de pondérer les résultats d'une manière monotone décroissante pour l'échantillon qui se réfère à la date t„ et d'une manière monotone croissante pour l'échantillon qui se réfère à la date tn+1. 40 The weighting factor that affects the analysis results must be changed from one result to another. The weighters which carry out the weighting of the results delivered by the converter 3 are arranged immediately downstream of this converter 3 before the digital filter 2. These weighters are circuits such that their weighting coefficient 30 varies from one result to another in a monotonic sequence increasing for the period of duration Te which precedes the date tn to which the sample refers and then decreasing during the period Te which follows this date t „. In order to be able to prepare the sample referring to the date tn + I, it is necessary to double the weighters and to link each of these to an accumulator identical to the accumulator 8. In fact, between each date tn and tn + 1, the results should be weighted in a decreasing monotonic manner for the sample which refers to the date t „and in an increasing monotonic manner for the sample which refers to the date tn + 1. 40

En conséquence, le convertisseur 3 débite ses résultats dans deux pondérateurs 20 et 21 en parallèle. Ces deux pondérateurs sont chacun pilotés par le signal H de l'horloge 5. Les coefficients de pondérations de ces pondérateurs varient cycliquement au rythme de la demi-fréquence d'échantillonnage. Ils sont déphasés l'un par rapport à l'autre d'une durée égale à la période d'échantillonnage. Ils délivrent des résultats d'analyse pondérés dans des accumulateurs comprenant respectivement un additionneur 9 et un registre à accumulation 12 ou un additionneur 9' et un registre à accumulation 12'. Les signaux de remise à zéro des registres à accumulation 12 et 12' sont des impulsions 12 ou J2 qui correspondent chacune à des impulsions de la fréquence d'échantillonnage divisées par deux et décalées l'une de l'autre par un circuit de décalage 22. Celui-ci reçoit le signal à la fréquence d'échantillonnage et délivre deux signaux à une demi-fréquence d'échantillonnage décalés dans le temps l'un de l'autre d'une durée égale à la période d'échantillonnage. Le circuit de décalage 22 comporte en particulier une bascule JK 23 dont les sorties Q et Q changent d'état chaque fois qu'une impulsion à la fréquence d'échantillonnage est admise sur son entrée de commande CK. Il comporte en outre un couple de portes logiques ET 24 et 25 reliées d'une part respectivement aux sorties Q et Q de la bascule 23 et d'autre part à l'entrée de commande de la bascule 23. Ces portes ET délivrent des signaux It et J, respectivement. Deux circuits de temporisation 26 et 27 retardent les impulsions I, et Jj et élaborent les deux impulsions I2 et J2 de remise à zéro des registres accumulateurs 12 et 12'. Deux registres de transfert respectivement 28 et 29 sont reliés aux sorties des registres à accumulation 12 et 12'. Ils prélèvent le contenu des registres 12 et 12' respectivement sur l'ordre des signaux I, et Jt. Leurs sorties reliées en parallèle délivrent le signal S représentatif des valeurs des échantillons. Les circuits de retard 26 et 27 ont pour objet que les registres 28 et 29 prélèvent le contenu des registres à accumulation respectivement 12 et 12' avant que ceux-ci n'aient été remis à zéro respectivement par les impulsions 12 et J2. On remarque que, dans cette réalisation, le jeu de registres décalés 13-14 de la figure 1 n'est pas nécessaire, étant donné que les accumulateurs 9-12 et 9'-12' travaillent chacun pendant une durée double de la période d'échantillonnage. Consequently, the converter 3 debits its results in two weighters 20 and 21 in parallel. These two weighters are each controlled by the signal H of the clock 5. The weighting coefficients of these weighters vary cyclically at the rate of the half sampling frequency. They are out of phase with each other by a duration equal to the sampling period. They deliver weighted analysis results in accumulators respectively comprising an adder 9 and an accumulation register 12 or an adder 9 'and an accumulation register 12'. The reset signals of the accumulation registers 12 and 12 ′ are pulses 12 or J2 which each correspond to pulses of the sampling frequency divided by two and offset from one another by an offset circuit 22 The latter receives the signal at the sampling frequency and delivers two signals at half the sampling frequency shifted in time from each other by a duration equal to the sampling period. The shift circuit 22 comprises in particular a flip-flop JK 23 whose outputs Q and Q change state each time a pulse at the sampling frequency is admitted on its control input CK. It further comprises a couple of AND logic gates 24 and 25 connected on the one hand respectively to the outputs Q and Q of the flip-flop 23 and on the other hand to the control input of the flip-flop 23. These AND gates deliver signals It and J, respectively. Two timing circuits 26 and 27 delay the pulses I, and Jj and generate the two pulses I2 and J2 for resetting the accumulator registers 12 and 12 'to zero. Two transfer registers 28 and 29 respectively are connected to the outputs of the accumulation registers 12 and 12 '. They take the content of registers 12 and 12 'respectively on the order of signals I, and Jt. Their outputs connected in parallel deliver the signal S representative of the values of the samples. The purpose of the delay circuits 26 and 27 is that the registers 28 and 29 take the contents of the accumulation registers 12 and 12 'respectively before they have been reset to zero respectively by the pulses 12 and J2. It is noted that, in this embodiment, the set of shifted registers 13-14 of FIG. 1 is not necessary, since the accumulators 9-12 and 9'-12 'each work for a duration double the period d 'sampling.

Les pondérateurs peuvent être de tous types connus. En particulier, ils peuvent comporter chacun un jeu de matrices de codage pour pondérer la valeur d'un résultat d'analyse qui leur est introduit en adresse. D'une impulsion à l'autre du signal d'horloge, on passe d'une matrice du jeu de chacun des pondérateurs à la matrice suivante de ce jeu. Au bout d'une période d'échantillonnage, on revient à une même matrice du jeu. The weighters can be of any known type. In particular, they can each include a set of coding matrices for weighting the value of an analysis result which is introduced to them as an address. From one pulse to the other of the clock signal, we pass from a matrix of the set of each of the weighters to the next matrix of this set. After a sampling period, we return to the same matrix Game.

R R

3 feuilles dessins 3 sheets of drawings

Claims

662455

1. Anti-aliasing filtering method in which

- periodic pulses (4) (fh) of a clock signal (H) are emitted (5),

- the spectral components of a signal (E) to be sampled which are beyond half (fh / 2) of the frequency of the clock signal are filtered (6),

- results (7) of analysis are delivered at the rate of the clock signal by means of an analog-digital converter (3) which receives the filtered signal,

characterized in that

A sampling frequency (fe) lower than the frequency of the clock signal is determined, and

- combining (2) the results which have been delivered by the converter during a period (t „_ ,, tn +]) equal to twice the determined sampling period.

2. Method according to claim 1, characterized in that in the combination is accumulated (8) the analysis results to be combined.

2

3. Method according to claim 1 or claim 2, characterized in that in the combination we weight (20, 21) the analysis results to be combined as a function of the date of arrival of these results.

4. Anti-aliasing filter (2) for a sampler (1) comprising an analog-digital converter (3) controlled by periodic pulses (4) (fh) of a clock (5) to produce results (7) for each pulse clock and preceded by a low-pass filter (6) to eliminate the spectral components of the signal to be sampled which lie beyond half (fh / 2) of the frequency of the clock signal, characterized in that it comprises means (17) so that the frequency of the clock signal is greater than the sampling frequency to be used and that it comprises means (8) for determining the value of a sample from a combination of the results produced by the converter for a period equal to twice the sampling period.

5. Filter according to claim 4, characterized in that the combining means comprise means (9-12) for accumulating the analysis results to be combined.

6. Filter according to claim 4 or 5, characterized in that the combining means comprise means (20, 21) for weighting the results to be combined as a function of the date of arrival of these results.

7. Filter according to any one of claims 4 to 6, characterized in that the combining means comprise an accumulator (8) to produce an accumulation of the results produced by the converter for a duration equal to once the period (Te) sampling, a set of two registers (13, 14) in cascade connected to this accumulator to each contain an accumulation of the results relating respectively to a first (t „_ i — 1„) and to a second (tn— tn + I) period, successive of each other, a summator (15) connected to the two registers to determine the value of a sample of the signal relating to the date (t „) marking the end of the first period and the beginning of the second period constituting the two successive periods.

8. Filter according to any one of claims 4 to 7, characterized in that the sampling frequency to be implemented is determined in means (17) dividers by dividing the signal at the clock frequency.

9. Filter according to claim 8, characterized in that the dividing means are adjustable (N) to vary the sampling frequency to be implemented.

10. Filter according to claim 9, characterized in that the dividing means are adjustable to vary the cut-off frequency (fc) of the filter.