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PATENTANSPRÜCHE
1. Anordnung zum Ausgleichen des unterschiedlichen Dämpfungsverhaltens von Fernmeldeleitungen, insbesondere Zweidraht-Fernverbindungsleitungen, durch je einen mit nichtlinearen Gliedern versehenen Verstärker für beide Verkehrsrichtungen, welche beiden Verstärker eine Gabel bilden und durch Steuereinrichtungen zueinander gegensinnig betrieben werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (ST) das Übertragungsverhalten der beiden in einer Gabelverstärkerschaltung (G) angeordneten Verstärker (KVI, KVII) derart steuert, dass die Summe beider Verstärkungen (val, voll) im logarithmischen Mass den zweifachen Minimalwert der Gabelübergangsdämpfung (alu) nicht übersteigt: vl + Vii c 2 au (Fig. 2).
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass vor jedem Verstärkereingang eine Spracherkennungsschaltung (SPI, SPII) angeordnet ist, deren Signale die Steuereinrichtung (ST) veranlassen, das Übertragungsverhalten des Verstärkers (KVI) der jeweils aktiven Richtung der jeweiligen Höhe seines Eingangspegels anzupassen [vl = f (po)1 und das Übertragungsverhalten des jeweils anderen Verstärkers (KVII) gemäss der Beziehung Vii c 2 a - vi einzustellen.
3. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass beide Verstärker (KVI, KVII) mittels nichtlinearer Glieder im interessierenden Pegelbereich zwischen einem Minimal- und einem Maximalpegel die Übertragungsfunktionen
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anzunähern imstande sind, wobei PA der Pegel am Ausgang, pE der Pegel am Eingang der Gabelschaltung, k der Kompressionsfaktor, und c eine aus den absoluten Grössen von Pa may und PE max bzw.
PA min und PE min sowie der sende- und empfangsseitigen Werte a, und age der Gabeldämpfung nach der Beziehung
1 C = A max (min) - - max (min) + ags + age ermittelbare Kon k stante ist, und die Steuereinrichtung (ST) bestimmt, welcher Verstärker jeweils nach der ersten (val) und welcher nach der zweiten Übertragungsfunktion (vn) arbeitet (Fig. 3).
4. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der beiden Verstärker (KVI, KVII) aus mehreren Operationsverstärkerstufen (6/1 bis 6/3) aufgebaut ist und als nichtlineare Glieder elektronische Schalter (Tl bis T5) enthält, die den das Übertragungsmass jeder Verstärkerstufe bestimmenden Eingangs- und Gegenkopplungswiderständen in berechenbaren Anteilen parallelgeschaltet sind und sie je nach Ansteuerung wirksam lassen oder kurzschliessen (Fig. 6).
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerung der elektronischen Schalter der beiden Verstärker (KVI, KVII) durch aus dem Eingangspegel über einen in der Steuereinrichtung (ST) enthaltenen Analog-Digital Wandler (4/8) abgeleitete, mit dem Ausgangssignal einer die Signale beider Spracherkennungsschaltungen (SPI, SPII) verknüpfenden logischen Verknüpfungsschaltung (4/4) in einer weiteren logischen Verknüpfungsschaltung (4/9) verknüpfte Digitalsignale zueinander komplementär erfolgt (Fig. 4).
6. Anordnung nach Anpruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die in der Steuereinrichtung (ST) enthaltene, die Signale beider Spracherkennungsschaltungen (SPI, SPII) verknüpfende logische Verknüpfungsschaltung (4/4) über Schaltmittel (U, u) bestimmt, von welcher der beiden Verkehrsrichtungen (Punkt 2 oder 5) der zur Ableitung von Digitalsignalen zum Steuern des Übertragungsmasses beider Verstärker (KVI, KVII) massgebliche Eingangspegel abzunehmen ist (Fig. 4).
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Ausgleichen des unterschiedlichen Dämpfungsverhaltens von Fernmeldeleitungen, insbesondere von Zweidraht-Fernverbindungsleitungen, durch je einen mit nichtlinearen Gliedern versehenen Verstärker (Kompressor) für beide Verkehrsrichtungen, welche beiden Verstärker eine Gabel bilden und durch Steuereinrichtungen zueinander gegensinnig betrieben werden.
Eine solche Anordnung ist durch die US-PS 3 182 137 bekannt. Dort bilden zwei Verstärker mit einer Nachbildung eine Gabel für den Sende- und Empfangszweig einer Fernmeldeverbindung. Der Empfangsverstärker weist eine von Hand einstellbare Ansprechschwelle auf, die so eingestellt werden kann, dass er mit Sicherheit nur auf Nutzsignale anspricht. Spricht er an, steuert er über ein nichtlineares Netzwerk den Sendeverstärker zu. Umgekehrt steuert der Sendeverstärker, der mit auf einen definierten Ausgangspegel einstellbarer automatischer Verstärkung arbeitet, über ein weiteres nichtlineares Netzwerk den Empfangsverstärker zu. Folglich ist immer nur einer der beiden Verstärker aktiv, wobei dem Empfangsverstärker die höhere Priorität zukommt.
Dies gewährleistet die Schwingsicherheit der Anordnung, ermöglicht aber nur ein Wechselsprechen der beiden Teilnehmer miteinander; das gewohnte Gegensprechen entfällt, was zu Missverständnissen aufgrund verschluckter Silben u. ä. führen kann. Zum Ausgleich des unterschiedlichen Dämpfungsverhaltens von Fernmeldeleitungen ist die bekannte Anordnung auch nur insofern geeignet, als sie jeweils nur ein bestimmtes Dämpfungsverhalten, an das sie beim Anschluss durch manuelle Einstellung angepasst wurde, auszugleichen vermag.
Verstärker, die einer bestimmten Leitung zugeordnet sind, lassen sich in ihrem Übertragungsmass auf die geschilderte oder eine andere Weise an die Dämpfung der betreffenden Leitung anpassen. Anders liegt der Fall, wenn verschiedene Leitungen mit einem Verstärker verbindbar sind, der Verstärker also gewissermassen anwählbar ist. So etwas kommt bei der Umleitung von Anrufen, die für einen Teilnehmer bestimmt sind, zu einem anderen Teilnehmer vor, beispielsweise zur Umleitung der Anrufe für einen Arzt zu seinem Wochenenddomizil, das im Bereich einer anderen Ortsvermittlungsstelle liegen kann.
Je nach Qualität der Verbindung zwischen dem Anrufer und der Umleitungsstelle, i. a. der Ortsvermittlungsstelle des Angerufenen, treffen an der Umleitungsstelle sehr unterschiedlich gedämpfte Sprechpegel ein, die in angemessener Weise verstärkt werden müssen, aber nicht zu hoch verstärkt werden dürfen. Hier schafft die bekannte Anordnung, ausser dass sie das Schwingen bei zu hoher Verstärkung verhindert, keine Abhilfe.
Aus der DE-PS 2 024 129 ist es bereits bekannt, an solchen Orten, wo Sprechpegel grosser Schwankungsbreite zu verarbeiten sind, einen mit nichtlinearen Gliedern versehenen Verstärker (Kompressor) vorzusehen, der ein Übetragungsverhalten
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annähernt, wobei v die Verstärkung, UA die Ausgangsspannung, UE die Eingangsspannung,
log UE max - log UE min a= log UA max - log UA min der Ausgleichsfaktor und c eine aus den absoluten Grössen von UE max und UA max bzw. UE min und UA min ermittelbare Kontakte ist. Ein solcher Verstärker bewirkt bei stark gedämpften Sprechpegeln eine hohe Verstärkung, bei schwach gedämpften Sprechpegeln eine niedrige Verstärkung und gleicht somit die unterschiedliche Dämpfung von Fernsprechleitungen aus. Da hier hohe Verstärkungen vorkommen können (und müssen), darf ein solcher Verstärker aber bei den hier in Betracht kommenden Zweidrahtleitungen auch nur stets in einer Richtung betrieben werden. Andernfalls besteht wegen der endlichen Übergangsdämpfung der Gabel, in der je ein Verstärker für jede der beiden Verkehrsrichtungen anzuordnen ist, die Gefahr selbsterregter Schwingungen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Anordnung der eingangs genannten Art einen Zwei-Richtungs-Verkehr zu ermöglichen, so dass das gewohnte Gegensprechen stattfinden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass die Steuereinrichtung das Übertragungsverhalten der beiden1 in einer Gabelverstärkerschaltung angeordneten Verstärker jeweils derart steuert, dass die Summe beider Verstärkungen (vl, vn) im logarithmischen Mass den zweifachen Minimalwert der Gabel übergangsdämpfung (as) nicht übersteigt: vl + vir < 2 aü
Hier sind immer beide Verstärker in Betrieb, trotzdem wird mit Hilfe der Steuereinrichtungen dafür gesorgt, dass es nie zu Schwingungen aufgrund der Rückkopplung über die Gabelschaltung kommt.
Die Steuereinrichtung kann dazu so ausgelegt sein, dass sie zunächst die erforderliche Verstärkung in der einen Richtung ermittelt, danach die für die andere Richtung notwendige Verstärkung feststellt und beiden Verstärkern einen entsprechenden Anteil bis zur Höhe der maximal zulässigen Verstärkung zuweist.
Eine den praktischen Erfordernissen besser angepasste Ausgestaltung der Erfindung sieht hingegen vor, dass vor jedem Verstärkereingang eine Spracherkennungsschaltung angeordnet ist, deren Signale die Steuereinrichtung veranlassen, das Übertragungsverhalten des Verstärkers der jeweils aktiven Richtung (Sprache vorhanden) der jeweiligen Höhe seines Eingangspegels anzupassen und das Übertragungsverhalten des jeweils anderen Verstärkers gemäss der Beziehung vii c 2 aü - vl einzustellen.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus den abhängigen Ansprüchen hervor.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, dass bei einer Anrufumleitung die unbekannte Dämpfung der jeweils zweiten Leitung trotz ihrer grossen Schwankungsbreite weitgehend ausgeglichen wird, ohne dass auf das gewohnte Gegensprechen (Telefonieren im eigentlichen Sinn) verzichtet werden muss.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 a) und b) eine Übersicht über die Dämpfungsverhältnisse bei normal geschalteten und umgeleiteten Verbindungen,
Fig. 2 ein Übersichtschaltbild der Anordnung der Erfindung,
Fig. 3 die anzunähernden Übertragungsfunktionen zwischen Empfangs- und Sendeseite (Punkt 1 und 4) der Anordnung von Fig. 2 in Abhängigkeit vom Eingangspegel,
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Anordnung mit digitaler Verstärkersteuerung,
Fig. 5 die mit der Anordnung von Fig. 4 erzielten Kennlinien der Kompressor-Verstärker von Fig. 2, dort gemessen zwischen Punkt 2 und 3 bzw. Punkt 5 und 6,
Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel für die in der Anordnung von Fig. 4 eingesetzten Verstärker,
Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel für die in der Anordnung von Fig. 2 bzw. Fig. 4 eingesetzten Spracherkennungsschaltungen und ihre logische Verknüpfung,
Fig. 8 den Signalverlauf an verschiedenen Punkten von Fig. 7.
In Fig. 1 a) sind die Dämpfungsverhältnisse für eine normale Fernsprechverbindung angegeben. Sie führt vom rufenden Teilnehmer A über die Teilnehmeranschlussleitung TLA zu seiner Ortsvermittlungsstelle OVStA, je eine Endleitung gehend und kommend ELg/k zur Ortsvermittlungsstelle des gerufenen Teilnehmers OVStB und von dort über eine weitere Teilnehmeranschlussleitung TLB zum gerufenen Teilnehmer Tln B. Zwischen den Endleitungen gehend und kommend können beliebig viele Vierdrahtstrecken geschaltet sein, die aber hier nicht betrachtet zu werden brauchen, da sie dämpfungsmässig ausgeglichen sind.
Anders ist es bei den dargestellten Leitungen, die sämtlich Zweidrahtleitungen sind. Für die Teilnehmerleitungen TLA und TLB sind Dämpfungswerte zwischen jeweils 2,5 und 12 dB zu- lässig. Die Endleitungen ELg/k können durch Verstärker ausgeglichen sein (Dämpfung 0 dB), sie dürfen aber auch in der Summe bis zu maximal 19 dB Dämpfung haben. Die Dämpfungsspanne auf dem Gesamtweg beträgt somit 5 . . 43 dB. Bei einem normalen Sprechpegel von -17 dBm tritt im ungünstigsten Fall ein Empfangspegel von -60 bDm auf, ein Wert, der gerade an der Rauschgrenze liegt, was dann auch durchaus als schlechte Verbindung in Erscheinung tritt.
In Fig. 1 b) sind die Verhältnisse für eine Verbindung angegeben, in der der Teilnehmer B eine Umleitung seiner Anrufe zu einem anderen Teilnehmer Tln C wünscht, der einem anderen Ortsnetz angehört. Vierdrahtleitungen sind auch hier nicht dargestellt, da sie die Dämpfungsbilanz nicht beeinflussen. Der Anrufumleiter ist in der Ortvermittlungsstelle OVStB untergebracht und vermittelt Anrufe für den Teilnehmer B zur anderen Ortvermittlungsstelle OVStC und von dort zum Teilnehmer Tln C weiter. Zusätzlich zu den in Fig. 1 a) vorhandenen Leitungen ist in diesem Fall noch je eine Endleitung gehend und kommend zwischen der OVStB und der OVStC vonnöten. Mit einer Dämpfung von 0 ... 19 dB erhöht dieses Leitungspaar die Dämpfungsspanne des Gesamtweges auf 5 . . 62 dB.
Selbst hohe Sprechpegel von -10 dBm würden hier Empfangspegel, die mit -72 dBm unter der Rauschgrenze liegen, erzeugen.
Um die Dämpfung des jeweils zweiten Endleitungspaares (in Sprechrichtung gesehen) auszugleichen, wird am Ort der Anrufumleitung, OVStB, eine Anordnung gemäss Fig. 2 untergebracht. Sie besteht aus zwei in einer Gabelverstärkerschaltung G, die in bekannterr Weise aus zwei Gabeln aufgebaut ist, angeordneten Kompressor-Verstärkern KVI und KVII, die den beiden Verkehrsrichtungen zugeordnet sind. Jeder der beiden Kompressor-Verstärker kann durch umschaltbare Dämpfungsglieder zwischen einem Übertragungsmass v1 und einem Übertragungsmass v11 umgeschaltet werden.
Für v1 wird hier folgende Beziehung angenähert: pl < 48 dBm, v1 = 26 dB,
2 - 48 dBm < p < 19,5 dBm, = - - Pl - 6 dB, pl > 19,5 dBm, v = 7 dB.
v11 nähert die Funktion an: pl - 48 dBm, v1 = - 4 dB,
2 - 48 dBm < pl < 25,5 dBm, vi = ? Pi + 28 dB, p > 25,5 dBm, Vii = vl.
Dabei ist unter dem Pegel Pl der Empfangspegel am Punkt 1 der Gabelverstärkerschaltung zu verstehen, wenn die Sprechrichtung von links nach rechts über den Kompressor-Verstärker KVI verläuft; für die entgegengesetzte Sprechrichtung ist es der Empfangspegel am Punkt 4 der Gabelverstärkerschaltung. Wegen der Symmetrie der Anordnung genügt aber zunächst der Bezug auf eine Sprechrichtung.
Die Umschaltung der Dämpfungsglieder zwischen den Funktionen vl und vn bewerkstelligt eine Steuereinrichtung ST, die aus einem Analog-Digital-Wandler, logischen Verknüpfungsschaltungen und elektronischen Schaltern aufgebaut ist.
Sie verknüpft die Signale von zwei je am Eingang jedes Kompressor-Verstärkers KVI und KVII angeordneten Spracherkennungsschaltungen SPI und SPII miteinander und bestimmt nach dem Verknüpfungsergebnis die Sprechrichtung, also den Punkt, dessen Pegel für die Einstellung des Übertragungsmasses vl in der einen Richtung und des Übertragungsmasses Vii in der anderen Richtung massgeblich ist. Aus diesem Pegel leitet sie dann digitale Signale ab, die den in Sprechrichtung liegenden Verstärker auf den dem anstehenden Pegel Pi entsprechenden Punkt der Funktion VI = f (pl) und den anderen Verstärkel auf den entsprechenden Punkt der Funktion vn = f (Pl) einstellen.
Ein praktisches Ausführungsbeispiel dazu wird später anhand von Fig. 4 erläutert.
In den oben angegebenen anzunähernden Beziehungen für vl und vll ist die Gabeldämpfung, empfangs- und sendeseitig, age und ags, berücksichtigt, und zwar mit dem für Gabelschaltungen üblichen Summenwert von 7 dB.
Der eigentliche Gewinn an Vertärkung zwischen Punkt 1 und 4 liegt dann um 7 dB unter den angegebenen Werten. Er isl als vl' und vii, in Abhängigkeit von Pi in Fig. 3 aufgetragen.
Mit der angegebenen Dimensionierung wird folgendes erreicht. Empfangspegel Pi in Sprechrichtung werden, sofern sie unter -48 dBm liegen, um 19 dB angehoben, was der maximal auszugleichenden Dämpfung entspricht. Empfangspegel zwischen -48 dBm und -19,5 dBm werden zwischen 19 dB und 0 dB linear abfallend verstärkt.
Der Bereich der Pegelschwankungen von 28,5 dB wird damit auf 9,5 dB (-29 dBm bis -19,5 dBm) komprimiert, was einen Kompressionsfaktor von 3 bedeutet.
Eingangspegel über -19,5 dBm bleiben unverstärkt, da sie hoch genug sind, über eine weitere Leitung übertragen zu werden.
Am Punkt 4 anstehende Empfangspegel in Gegenrichtung werden zwischen Punkt 4 und Punkt 1 nach der Funktion vll' verstärkt bzw. gedämpft. Der Verstärker KVII ist also niemals abgeschaltet, sondern verstärkt die ihm zugeführten Spannungen, sofern die Empfangspegel am Punkt 1 nicht so klein sind ( < -31,5 dB), dass die Verstärkung vl' mehr ab 8 dB beträgt.
Im letzteren Fall werden Empfangspegel am Punkt 4 jeweils so weit gedämpft, dass die Summe aus vl' und vll' stets gleich oder kleiner 8 dB ist.
Mit diesem gegensinnigen Verhalten von vl' und vll' wird trotz möglicher Verstärkung in beiden Richtungen die Stabilität der Anordnung gewährleistet, so dass es nie zu Schwingungen aufgrund einer Rückkopplung über die Verstärker kommen kann. Ein Gewinn vl' von 8 dB entspricht einer Verstärkung vi von 15 dB. Ebenso entspricht ein Gewinn vii' von 0 dB einer Verstärkung vii von 7 dB. Die Stabilitätsbedingung für die Schaltung von Fig. 2 lautet: anm = 2 au - vl - vll 2 0, wobei anm die Gabelumlaufdämpfung und aü die Gabelübergangsdämpfung an den Punkten 1 und 4 ist.
Der Minimalwert der Gabelübergangsdämpfung liegt bei 11 dB. Folglich darf die Summe von vl und vii nicht mehr als 22 dB, die von vl' und vll' nicht mehr als 8 dB betragen. Dies ist durch die gegenläufige Steuerung der Übertragungsmasse beider Verstärker KVI und KVII nach Fig. 3 sichergestellt.
Eine punktweise Umschaltung der Verstärkung, wie es die Kennlinie von Fig. 3 verlangt, lässt sich zwar realisieren, ist aber sehr aufwendig und nicht nötig, wenn man berücksichtigt, dass Pegelschwankungen unter 3 dB bei Sprache nicht hörbar sind. In Fig. 4 ist das Blockschaltbild einer praktisch ausgeführten Anordnung zu sehen, die mit stufenweiser Umschaltung arbeitet. Ihre Kennlinien sind in Fig. 5 dargestellt, und zwar die tatsächlichen Verstärkerfunktionen vl und vii, die die Gabeldämpfung von 7 dB berücksichtigen.
Die Anordnung von Fig. 4 enthält die Kompressor-Verstärker KVI und KVII, die Spracherkennungsschaltungen SPI und SPII und die Steuereinrichtung ST von Fig. 2. Die Punkte 2, 3, 5 und 6 entsprechen denen von Fig. 2.
Vor jeden der beiden Verstärker ist hier ein Impedanzwand ler 4/1 und 4/11 geschaltet. Ihre Ausgangspegel werden einerseits dem jeweils zugehörigen Verstärker KVI, KVII zugeleitet, andererseits gelangen sie zur Spracherkennungsschaltung SPI bzw. SPII. Die Spracherkennungsschaltung, die später noch im einzelnen erläutert wird, besteht je aus einem Verstärker- und Filterteil 4/2, 4/12, der zur Amplitudenanhebung und Störbefreiung dient, und einem Bewertungsteil 4/3, 4/13, der u. a.
Komparatorstufen enthält. Die Ausgänge beider Bewertungsteile 4/3, 4/13 werden in der Steuereinrichtung ST durch eine logische Verknüpfungsschaltung 4/4 miteinander verknüpft und daraus die Information für die Sprechrichtung gewonnen. Wird Sprechrichtung I erkannt (über KVI von Punkt 2 nach 3), erscheint am Ausgang 4/15 der Verknüpfungsschaltung 4/4 ein Signal, das die erste Verstärkerstufe des Verstärkers KVII von 7 dB Verstärkung auf 4 dB Dämpfung umschaltet, ferner ein Relais U zum Anzug bringt und ausserdem einen Signaleingang einer weiteren logischen Verknüpfungsschaltung 4/9 mit 1-Signal belegt. Das Relais U schaltet daraufhin seinen Kontakt u vom Ausgang der Stufe 4/12 weg auf den Ausgang der Stufe 4/2.
Wird dagegen Sprechrichtung II erkannt (über KVII von Punkt 5 nach 6), liefert der Ausgang 4/5 der Verknüpfungsschaltung 4/4 ein Signal, das lediglich die erste Stufe des Verstärkers KVI von 7 dB Verstärkung auf 4 dB Dämpfung umschaltet. Der Kontakt u bleibt in der gezeichneten Lage. Auf diese Weise wird der das Übertragungsmass steuernde Eingangspegel immer am richtigen Punkt der Gabelverstärkerschaltung abgenommen.
Der Mittelpunkt des Kontakts u führt zu einem Spannungskonverter 4/7, der Wechselspannungen in dem Logarithmus ihres jeweiligen Effektivwerts entsprechende Gleichspannungen umwandelt, also Pegelwerte bildet. Solche Spannungskonverter sind als integrierte Schaltungen erhältlich. Sein Ausgang führt zu einem ebenfalls handelsüblichen Analog-Digital-Wandler 4/8, der auf vier Ausgangsleitungen Digitalsignale für 16 unterschiedliche Pegelstufen liefert.
In der nachfolgenden logischen Verknüpfungsschaltung 4/9 werden diese Digitalsignale mit dem Signal am Ausgang 4/15 folgendermassen verknüpft. Bei Anliegen von l-Signal am Ausgang 4/15 (Verkehrsrichtung I) erscheinen an den Ausgängen 4/6 die Signale des Digital-Analog-Wandlers invertiert, an den Ausgängen 4/16 dagegen unverändert. Bei O-Signal am Ausgang 4/15 (Verkehrsrichtung II) werden die Signale auf den Ausgangsleitungen 4/16 invertiert, während sie an den Ausgängen 4/6 unverändert bleiben.
Folglich wird dem jeweils in Sprechrichtung liegenden Verstärker eine Verstärkung zugewiesen, die der Höhe des dem Analog-Digital-Wandler zugeführten Pegels umgekehrt proportional ist; der jeweils andere Verstärker erhält eine Verstärkung, die dem betreffenden Pegel proportional ist.
Im vorliegenden Fall gibt der Analog-Digital-Wandler 4/8 bei Eingangspegeln pl c -48 dBm das Ausgangssignal 0000 ab, bei Eingangspegeln Pi 2 -19,5 dBm das Ausgangssignal 1111.
Der Bereich dazwischen ist in 15 Stufen von je 1,9 dB Breite unterteilt. So liegt der Mittenwert der zweitkleinsten Stufe, die ein Digitalsignal von 0001 erzeugt, bei -46,1 dBm, der der nächsten, für die ein Digitalsignal von 0010 gilt, bei -44,2 dBm usw. bis zum Mittenwert der zweitgrössten Stufe (Digitalsignal 1110) von -21,4 dBm. Das Übertragungsmass der beiden letzten Stufen der Kompressor-Verstärker KVI und KVII ist in 15 Stufen von je 1,27 bD zwischen 0 dB nd 19 dB steuerbar. Durch die eben beschriebene gegenläufige Zuordnung der Übertragungsmasse beider Verstärker zu den dem jeweiligen Eingangspegel Pl entsprechenden Digitalsignalen wird für den jeweils in Sprechrichtung liegenden Verstärker die Kennlinie vi von Fig. 5 gewonnen, während für den jeweils anderen Verstärker die Kennlinie v11 in Fig. 5 gilt.
Die Darstellung in Fig. 5 enthält als Bezugslinie die Linie für 7 dB Verstärkung, da wegen der erwähnten Gabeldämpfung von 7 dB erst eine Verstärkung über 7 dB als Pegelgewinn zwischen den Punkten 1 und 4 der Gabelschaltung von Fig. 2 in Erscheinung tritt.
Entsprechend der Kennlinie vl werden Eingangspegel Pi in Sprechrichtung, die kleiner als -47,05 dBm sind, um 26 dB angehoben, nämlich um 7 dB in der ersten Stufe und um 19 dB in den nachfolgenden Stufen des in Sprechrichtung liegenden Kompressor-Verstärkers. Eingangspegel Pi über -20,45 dB werden nur noch um 7 dB in der ersten Stufe verstärkt, während die nachfolgenden Stufen hier auf 0 dB Verstärkung eingestellt sind. Zwischen diesen beiden Extremwerten findet je Erhöhung des Eingangspegels um 1,9 dB eine Absenkung der Verstärkung um 1,27 dB statt.
Der nicht in Sprechrichtung liegende Verstärker ist bei Eingangspegeln unter -47,05 dBm nach der Kennlinie vn auf eine Verstärkung von -4 dB, gegeben durch die erste Stufe eingestellt, da die weiteren Stufen die Minimalverstärkung von 0 dB liefern. Bei Eingangspegeln über -20,45 dBm beträgt seine Verstärkung 15 dB, nämlich -4 dB von der ersten Stufe und 19 dB von den nachfolgenden Stufen. Dazwischen findet je Erhöhung des Eingangspegels um 1,9 dB eine Erhöhung der Verstärkung um 1,27 dB statt. Für die Funktion der Anordnung ist eine Verstärkung über 7 dB für die Gegenrichtung an sich nicht nötig.
Man kann die logische Verknüpfungsschaltung 4/9 mit einfachen Mitteln so ausbilden, dass sie ab einem Eingangspegel Pi von -33,75 dBm (Digitalsignal an 4/8: 1000) die Verstärkung konstant bei + 6,2 dB bleiben lässt (-4 dB + 10,2 dB), in Fig. 5 gestrichelt eingezeichnet, oder ab einem Pi von -26,15 dBm den Stufenwerten der Kennlinie für vi folgt.
Fig. 6 zeigt den Aufbau der Kompressor-Verstärker KVI und KVII. Ein nach diesem Prinzip umschaltbarer Verstärker gehört an sich zum Stand der Technik (Electronics v.
18.9.1975, S. 94, 95). Die hier eingesetzte Ausführung besteht aus drei Stufen 6/1, 6/2 und 6/3. Die Verstärkung der Stufe 6/1 ist durch das Verhältnis der Widerstände (R3 + R4)/R2 gegeben. Der Widerstand R3 ist durch einen Feldeffekt-Transistor Tl überbrückt, der ihn im leitenden Zustand kurzschliesst. An diesen Feldeffekt-Transistor Tl führt die Steuerleitung 4/5 bzw. 4/15 von Fig. 4. Das Verhältnis der Widerstände (R3 + R4)/R2 ist zu 2,24 (+7 dB), das von R4/R2 zu 0,629 (-4 dB) gewählt. Durch Anlegen eines Signals, das den Feldeffekt Transistor T1 leitend macht, kann folglich das Übertragungsmass der Stufe 6/1 von + 7 dB auf -4 dB umgeschaltet werden.
Die Verstärkung der zweiten Stufe 6/2 ist durch das Verhältnis der Widerstände (R7 + R8)/(R5 + R6) bestimmt. Hier sind die Widerstände R6 und R7 durch Feldeffekt-Transistoren T2 und T3 überbrückt, die über die Steuerleitungen 4/6 bzw. 4/16 von Fig. 4 leitend geschaltet werden können.
Für die Widerstandsverhältnisse gilt hier:
R8/(R5 + R6) = 1(0 dB), R8/R5 = 1,16 (1,27 dB), (R8 + R7)/(R5 + R6) = 1,34(2,54 dB) und(R8 + R7)/R5 = 1,55 (3,81 dB). Die Verstärkung der Stufe 6/2 kann somit durch passende Ansteuerung der Feldeffekt-Transistoren T2 und T3 in Stufen von 1,27 dB zwischen 0 und 3,81 dB gesteuert werden.
Für die dritte Stufe 6/3 gilt entsprechendes. Hier sind Widerstände R9 ... R12 vorhanden, von denen R10 und Rl l durch Feldeffekttransistoren T4 und T5 kurzgeschlossen werden können. Die Widerstandsverhältnisse sind: R12/(R9 + R10) = 1(0 dB), R12/R9 = 1,8 (5,08 dB), (R11 + R12)/(R9 + R10) = 3,22 (10,16 dB) und (Rl1 + R12)/R9 = 5,78 (15,24 dB). Die Verstärkung dieser Stufe lässt sich folglich über die Feldeffekt Transistoren T4 und T5 in Sprüngen von je 5,08 dB zwischen 0 und 15,24 dB steuern. In Kombination mit der vorhergehenden Stufe 6/2 sind 16 Verstärkungswerte zwischen 0 und 19,05 dB erzielbar.
Die Spracherkennungsschaltung SPI und SPII von Fig. 2 sind in Fig. 7 dargestellt. Jede Schaltung besteht aus einem Verstärker 7/1, 7/11, einem Filter für Sprachsignale 7/2, 7/12, einem ersten Komparator 7/3, 7/13, einem RC-Siebglied 7/4, 7/14 und einem zweiten Komparator 7/5, 7/15. Sie entspricht damit dem Sensor für Analogsignale, der in der Patentanmeldung P 30 17 623.9-32 beschrieben ist. Am Ausgang des zweiten Komparators 7/5 bzw. 7/15 werden in dieser Anordnung bei Anliegen von Sprache am Eingang 7/0 bzw. 7/10 rechteckförmige Signale erhalten, die von Störungen und Lücken im Millisekundenbereich befreit sind.
Die Stufen 7/1 und 7/2 bilden den Block 4/2 in Fig. 4, ebenso die Stufen 7/11 und 7/12 den Block 4/12. Die Stufen 7/3, 7/4 und 7/5 entsprechen dem Block 4/3 von Fig. 4, die Stufen 7/13, 7/14 und 7/15 dem Block 4/13.
Im Unterschied zum Sensor der älteren Anmeldung sind die Ansprechschwellen der zweiten Komparatoren 7/5 und 7/15 steuerbar, und zwar werden sie durch die Ausgangssignale der nachfolgenden Verknüpfungsschaltung, gebildet aus Inverterstufen 7/6, 7/16 und NAND-Gattern 7/7 und 7/8 sowie 7/17 und 7/18, herauf- oder heruntergesetzt. Diese Verknüpfungsschaltung entspricht der Schaltung 4/4 in Fig. 4.
Das NAND-Gatter 7/7 (7/17) verknüpft die Ausgangssignale des einen Komparators 7/5 (7/15) mit den invertierten Ausgangssignalen des anderen Komparators 7/15 (7/5). Das Ausgangssignal des NAND/Gatters 7/7 (7/17) wird durch ein weiteres NAND-Gatter 7/8 (7/18) mit dem Ausgangssignal des jeweils dem anderen NAND-Gatter 7/17 (7/7) nachgeschalteten NAND-Gatters 7/18 (7/8) verknüpft. Das am Ausgang 7/9 (7/19) erhaltene Signal steuert die Schwelle des zweiten Komparators 7/15 (7/5) der jeweils anderen Spracherkennungsrichtung SPII (SPI). Die Ausgangssignale an den Punkten 7/9 und 7/19 sind daher immer zueinander invers, d.h. wenn am 7/9 I-Signal liegt, führt Punkt 7/19 0-Signal und umgekehrt.
In Fig. 8 sind die Signale an verschiedenen Punkten von Fig. 7 dargestellt. Dabei ist angenommen, dass vom vorhergehenden Sprechen her die sprechrichtung II aktiv geschaltet ist, also am Ausgang 7/9 0-Signal und am Ausgang 7/19 Signal, wodurch der Komparator 7/5 mit heraufgesetzter Schwelle und der Komparator 7/15 mit normaler Schwelle arbeitet.
Nun trifft am Eingang 7/0, das bedeutet in Sprechrichtung I, ein Sprachsignal ein, dessen typischen Verlauf Zeile 1 von Fig. 8 zeigt. Nach dem Verstärken, Filtern und der ersten Schwellenbewertung wird daraus am Ausgang des Komparators 7/3 das in Zeile 2 abgebildete, aus Impulsen gleicher Höhe zusammengesetzte Signal gewonnen. Das RC-Glied 7/4 integriert es zu einem durchgehenden Signal auf, dessen Verlauf in Zeile 3 dargestellt ist. Mit eingetragen sind hier die Komparatorschwellen von 7/5 (durchgehend gezeichnet) und 7/15 (gestrichelt gezeichnet). Sobald das Signal am Ausgang 7/4 die anfangs höhere Schwelle des Komparators 7/5 überschreitet, gibt dieser Komparator ein l-Signal ab, das den Ausgang des NAND-Gatters 7/7 (Zeile 6) unverzüglich auf 0 schaltet, wodurch über das NAND-Gatter 7/8 der Ausgang 7/9 (Zeile 8) auf Signal umgeschaltet wird.
Dieses setzt die Schwelle des Komparators 7/15 herauf und bewirkt über das NAND-Gatter 7/18 ein 0-Signal am Ausgang 7/19 (Zeile 9), das die Schwelle des Komparators 7/5 herabsetzt.
Kurz nachdem die Spracherkennungsschaltung SPI die Sprachsignale empfängt, erscheinen sie, vom daraufhin einge schalteten Verstärker KVI in Fig. 2 verstärkt und nur durch die Gabelübergangsdämpfung zwischen Punkt 3 und 5 der Gabelschaltung von Fig. 2 gedämpft, auch am Eingang der Spracherkennungsschaltung SPII. Deren Komparator 7/15 gibt dementsprechend ein Ausgangssignal nach Zeile 5 von Fig. 8 ab. Da aber; solange der Ausgang 7/5 l-Signal führt, der obere Eingang des NAND-Gatters 7/17 mit 0-Signal belegt ist, liefert dieses NAND-Gatter weiterhin l-Signal (Zeile 7), und am Ausgang 7/19 bleibt das 0-Signal erhalten.
Bei einer Sprechpause geht wegen der jetzt erhöhten Schwelle des Komparators 7/15 dessen Ausgangssignal vor dem des Komparators 7/5 auf 0, wodurch das Signal am Ausgang des NAND-Gatters 7/17 aufrechterhalten wird, obwohl anschliessend der Komparator 7/5 ein 0-Signal abgibt. Damit bleibt es beim 0-Signal am Ausgang 7/19 und beim l-Signal am Ausgang 7/9. Die nach der Pause auftretenden Sprachsignale treffen auf die normale Schwelle des Komparators 7/5, während ihre über die Gabel in Sprechrichtung II geleiteten Anteile erst die erhöhte Schwelle des Komparators 7/15 passieren müssen und somit später zu einem l-Signal am Ausgang des Komparators 7/15 führen. Folglich bleibt die Sprechrichtung 1- weiterhin aktiv geschaltet.
Eine Umschaltung der Sprechrichtung findet nur statt, wenn in einer Sprechpause Sprachsignale aus der anderen Richtungen eintreffen, wie es hier zu Anfang für die Umschaltung von Sprechrichtung II in Sprechrichtung I beschrieben wurde.
Die Signale an den Ausgängen der Komparatoren 7/5 und 7/15 können dazu benutzt werden, die Einstellung des Übertragungsmasses der beiden Kompressor-Verstärker KVI und KVII zu kontrollieren. Das Übertragungsmass wird nur dann dem jeweiligen Eingangspegel angepasst, wenn am Ausgang eines der Komparatoren 7/5 oder 7/15 l-Signal auftritt. Bei 0-Signal wird es auf dem jeweils vorhergehenden Wert festgehalten oder auf einen Mittelwert eingestellt. Dadurch wird vermieden, dass in Sprechpausen der jeweils in Sprechrichtung liegende Verstärker auf die höchste Verstärkung eingestellt wird, was zu hörbaren Einschwingvorgängen bei jedem Spracheinsatz führen kann, wenn die Leitungen keine hohe Dämpfung aufweisen.
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PATENT CLAIMS
1. Arrangement for compensating for the different attenuation behavior of telecommunication lines, in particular two-wire long-distance connection lines, each with an amplifier provided with non-linear elements for both traffic directions, which two amplifiers form a fork and are operated in opposite directions by control devices, characterized in that the control device (ST ) controls the transmission behavior of the two amplifiers (KVI, KVII) arranged in a fork amplifier circuit (G) in such a way that the sum of both amplifications (val, full) does not exceed the logarithmic measure of twice the minimum value of the fork transition loss (alu): vl + Vii c 2 au (Fig. 2).
2. Arrangement according to claim 1, characterized in that a speech recognition circuit (SPI, SPII) is arranged in front of each amplifier input, the signals of which cause the control device (ST) to adapt the transmission behavior of the amplifier (KVI) to the respectively active direction of the respective level of its input level [vl = f (po) 1 and the transmission behavior of the other amplifier (KVII) according to the relationship Vii c 2 a - vi adjust.
3. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that both amplifiers (KVI, KVII) by means of non-linear elements in the level range of interest between a minimum and a maximum level, the transfer functions
EMI1.1
are able to approximate, where PA is the level at the output, pE is the level at the input of the hybrid circuit, k is the compression factor, and c is one of the absolute values of Pa may and PE max or
PA min and PE min as well as the transmitting and receiving values a and age of the fork damping according to the relationship
1 C = A max (min) - - max (min) + ags + age constant that can be determined, and the control device (ST) determines which amplifier after the first (val) and which after the second transfer function (vn) works (Fig. 3).
4. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that each of the two amplifiers (KVI, KVII) is constructed from a plurality of operational amplifier stages (6/1 to 6/3) and contains electronic switches (Tl to T5) as non-linear elements which the input and negative feedback resistances determining the transmission dimension of each amplifier stage are connected in parallel in calculable proportions and, depending on the control, leave them active or short-circuit them (FIG. 6).
5. Arrangement according to claim 4, characterized in that the control of the electronic switch of the two amplifiers (KVI, KVII) by derived from the input level via an in the control device (ST) contained analog-digital converter (4/8) with which Output signal of a logic logic circuit (4/4) linking the signals of the two speech recognition circuits (SPI, SPII) in a further logic logic circuit (4/9) linked digital signals complementary to one another (FIG. 4).
6. Arrangement according to claim 5, characterized in that in the control device (ST), the signals of both speech recognition circuits (SPI, SPII) linking logic logic circuit (4/4) via switching means (U, u) determines which of the two Traffic directions (point 2 or 5) of the input level which is decisive for the derivation of digital signals for controlling the transmission dimension of both amplifiers (KVI, KVII) (FIG. 4).
The invention relates to an arrangement for compensating for the different damping behavior of telecommunication lines, in particular of two-wire long-distance connection lines, by means of an amplifier (compressor) provided with non-linear elements for both directions of traffic, which two amplifiers form a fork and are operated in opposite directions to one another by control devices.
Such an arrangement is known from US-PS 3 182 137. There, two amplifiers with a replica form a fork for the transmit and receive branch of a telecommunications connection. The receiving amplifier has a manually adjustable response threshold, which can be set so that it only responds safely to useful signals. When it responds, it controls the transmit amplifier via a non-linear network. Conversely, the transmission amplifier, which works with automatic amplification that can be set to a defined output level, controls the reception amplifier via a further non-linear network. As a result, only one of the two amplifiers is always active, with the receive amplifier having higher priority.
This ensures the oscillation safety of the arrangement, but only allows the two participants to talk to each other; the usual two-way conversation is omitted, which leads to misunderstandings due to swallowed syllables u. can lead. To compensate for the different attenuation behavior of telecommunication lines, the known arrangement is only suitable insofar as it is only able to compensate for a certain attenuation behavior, to which it was adjusted by manual adjustment during connection.
Amplifiers that are assigned to a specific line can be adapted in their transmission dimensions in the manner described or in another way to the attenuation of the line in question. The situation is different when different lines can be connected to an amplifier, ie the amplifier can be selected to a certain extent. Something like this occurs when calls that are intended for one subscriber are diverted to another subscriber, for example to divert the calls for a doctor to his weekend domicile, which may be in the area of another local exchange.
Depending on the quality of the connection between the caller and the forwarding center, i. a. the local exchange of the called party, at the diversion point there are very differently attenuated speech levels, which have to be amplified appropriately, but must not be amplified too much. The known arrangement does not provide a remedy here, except that it prevents the oscillation when the amplification is too high.
From DE-PS 2 024 129 it is already known to provide an amplifier (compressor) provided with non-linear elements in such places where speech levels with a large fluctuation range are to be processed, said amplifier having a transmission behavior
EMI1.2
approximates, where v is the gain, UA is the output voltage, UE is the input voltage,
log UE max - log UE min a = log UA max - log UA min is the compensation factor and c is a contact that can be determined from the absolute values of UE max and UA max or UE min and UA min. Such an amplifier brings about a high amplification in the case of strongly attenuated speech levels and a low amplification in the case of weakly attenuated speech levels and thus compensates for the different attenuation of telephone lines. Since high amplifications can (and must) occur here, such an amplifier may only ever be operated in one direction with the two-wire lines in question here. Otherwise there is a risk of self-excited vibrations due to the finite transition damping of the fork, in which an amplifier must be arranged for each of the two traffic directions.
The invention has for its object to enable two-way traffic in an arrangement of the type mentioned, so that the usual two-way conversation can take place.
This object is achieved according to the invention in that the control device controls the transmission behavior of the two amplifiers arranged in a fork amplifier circuit in such a way that the sum of the two amplifications (vl, vn) does not exceed the logarithmic measure of twice the minimum value of the fork transition loss (as): vl + vir <2 aü
Both amplifiers are always in operation here, nevertheless the control devices ensure that there is never any vibration due to feedback via the hybrid circuit.
For this purpose, the control device can be designed in such a way that it first determines the required gain in one direction, then determines the gain required for the other direction and assigns a corresponding proportion to both amplifiers up to the maximum permitted gain.
An embodiment of the invention that is better adapted to practical requirements, however, provides that a speech recognition circuit is arranged in front of each amplifier input, the signals of which cause the control device to adapt the transmission behavior of the amplifier to the respective active direction (speech available) to the respective level of its input level and the transmission behavior of the adjust each other amplifier according to the relationship vii c 2 aü - vl.
Further developments of the invention emerge from the dependent claims.
The advantages achieved with the invention are, in particular, that when a call is diverted, the unknown attenuation of the second line in each case is largely compensated for despite its large fluctuation range, without having to forego the usual two-way conversation (telephoning in the actual sense).
An embodiment of the invention is shown in the drawing and will be described in more detail below.
Show it:
1 a) and b) an overview of the damping ratios with normally switched and redirected connections,
2 is an overview circuit diagram of the arrangement of the invention,
3 shows the transfer functions to be approximated between the receiving and transmitting sides (points 1 and 4) of the arrangement of FIG. 2 as a function of the input level,
4 is a block diagram of an arrangement with digital amplifier control,
5 shows the characteristic curves of the compressor amplifier of FIG. 2 obtained with the arrangement of FIG. 4, measured there between points 2 and 3 or points 5 and 6,
6 shows an embodiment for the amplifier used in the arrangement of FIG. 4,
7 shows an exemplary embodiment of the speech recognition circuits used in the arrangement of FIG. 2 or FIG. 4 and their logical combination,
8 shows the signal curve at various points in FIG. 7.
In Fig. 1 a) the attenuation ratios for a normal telephone connection are given. It leads from the calling subscriber A via the subscriber line TLA to his local exchange OVStA, one end line each going and coming ELg / k to the local exchange of the called subscriber OVStB and from there via another subscriber line TLB to the called subscriber B. Going and coming between the end lines Any number of four-wire sections can be connected, but they do not need to be considered here, since they are balanced in terms of attenuation.
It is different with the lines shown, which are all two-wire lines. Attenuation values between 2.5 and 12 dB are permitted for the subscriber lines TLA and TLB. The end lines ELg / k can be balanced by amplifiers (attenuation 0 dB), but they can also have a total of up to a maximum of 19 dB attenuation. The damping range on the total path is 5. . 43 dB. At a normal speech level of -17 dBm, a reception level of -60 bDm occurs in the worst case, a value that is just at the noise limit, which then also appears to be a bad connection.
1 b) shows the conditions for a connection in which subscriber B wishes his calls to be forwarded to another subscriber Tln C who belongs to another local area network. Four-wire lines are not shown here either, since they do not influence the attenuation balance. The call diverter is accommodated in the local exchange OVStB and transfers calls for subscriber B to the other local exchange OVStC and from there to subscriber Tln C. In addition to the lines shown in FIG. 1 a), one end line is required in each case going and coming between the OVStB and the OVStC. With an attenuation of 0 ... 19 dB, this pair of cables increases the attenuation range of the total path to 5. . 62 dB.
Even high speech levels of -10 dBm would produce reception levels that are below the noise limit at -72 dBm.
In order to compensate for the attenuation of the second pair of end lines (seen in the speaking direction), an arrangement according to FIG. 2 is accommodated at the location of the call diversion, OVStB. It consists of two compressor amplifiers KVI and KVII arranged in a fork amplifier circuit G, which is constructed in a known manner from two forks and which are assigned to the two traffic directions. Each of the two compressor amplifiers can be switched between a transmission mass v1 and a transmission mass v11 by switchable attenuators.
The following relationship is approximated for v1: pl <48 dBm, v1 = 26 dB,
2 - 48 dBm <p <19.5 dBm, = - - Pl - 6 dB, pl> 19.5 dBm, v = 7 dB.
v11 approximates the function: pl - 48 dBm, v1 = - 4 dB,
2 - 48 dBm <pl <25.5 dBm, vi =? Pi + 28 dB, p> 25.5 dBm, Vii = vl.
The level Pl is to be understood as the reception level at point 1 of the fork amplifier circuit when the speech direction runs from left to right via the compressor amplifier KVI; for the opposite direction of speech it is the reception level at point 4 of the fork amplifier circuit. Because of the symmetry of the arrangement, a reference to one direction of speech is sufficient.
The switching of the attenuators between the functions vl and vn is accomplished by a control device ST, which is constructed from an analog-digital converter, logic logic circuits and electronic switches.
It combines the signals from two speech recognition circuits SPI and SPII arranged at the input of each compressor amplifier KVI and KVII and determines the direction of speech, i.e. the point, the level of which for setting the transmission mass vl in one direction and the transmission mass Vii in the other direction is decisive. It then derives digital signals from this level, which set the amplifier in the speech direction to the point of the function VI = f (pl) corresponding to the pi level present and the other amplifier to the corresponding point of the function vn = f (Pl).
A practical embodiment of this will be explained later with reference to FIG. 4.
The above-mentioned approximate relationships for vl and vll take into account the fork damping, reception and transmission side, age and ags, with the total value of 7 dB customary for fork circuits.
The actual gain in gain between points 1 and 4 is then 7 dB below the specified values. It is plotted as vl 'and vii, depending on Pi in Fig. 3.
The following is achieved with the specified dimensioning. Receiving levels Pi in the speech direction, if they are below -48 dBm, are raised by 19 dB, which corresponds to the maximum attenuation to be compensated. Reception levels between -48 dBm and -19.5 dBm are amplified linearly between 19 dB and 0 dB.
The range of level fluctuations of 28.5 dB is thus compressed to 9.5 dB (-29 dBm to -19.5 dBm), which means a compression factor of 3.
Input levels above -19.5 dBm remain unamplified because they are high enough to be transmitted over another line.
Reception levels at point 4 in the opposite direction are amplified or attenuated between point 4 and point 1 according to the function vll '. The amplifier KVII is therefore never switched off, but rather amplifies the voltages supplied to it, provided the reception level at point 1 is not so low (<-31.5 dB) that the gain vl 'is more than 8 dB.
In the latter case, reception levels are attenuated at point 4 so far that the sum of vl 'and vll' is always equal to or less than 8 dB.
With this opposite behavior of vl 'and vll', the stability of the arrangement is ensured in spite of possible amplification in both directions, so that oscillations can never occur due to feedback via the amplifier. A gain vl 'of 8 dB corresponds to a gain vi of 15 dB. Likewise, a gain vii 'of 0 dB corresponds to a gain vii of 7 dB. The stability condition for the circuit of FIG. 2 is: anm = 2 au - vl - vll 2 0, wherein anm is the fork circulation damping and also the fork transition damping at points 1 and 4.
The minimum value of the fork transition loss is 11 dB. Consequently, the sum of vl and vii must not be more than 22 dB, that of vl 'and vll' not more than 8 dB. This is ensured by the opposite control of the transmission mass of both amplifiers KVI and KVII according to FIG. 3.
A point-by-point switchover of the gain, as required by the characteristic of FIG. 3, can be implemented, but is very complex and not necessary if one takes into account that level fluctuations below 3 dB are not audible in speech. In Fig. 4 the block diagram of a practically executed arrangement can be seen, which works with gradual switching. Their characteristics are shown in Fig. 5, namely the actual amplifier functions vl and vii, which take into account the fork attenuation of 7 dB.
The arrangement of FIG. 4 contains the compressor amplifiers KVI and KVII, the speech recognition circuits SPI and SPII and the control device ST of FIG. 2. Items 2, 3, 5 and 6 correspond to those of FIG. 2.
In front of each of the two amplifiers, an impedance wall is connected 4/1 and 4/11. On the one hand, their output levels are fed to the associated amplifier KVI, KVII, on the other hand they reach the speech recognition circuit SPI or SPII. The speech recognition circuit, which will be explained in detail later, each consists of an amplifier and filter part 4/2, 4/12, which serves for increasing the amplitude and interference suppression, and an evaluation part 4/3, 4/13, which u. a.
Contains comparator stages. The outputs of both evaluation parts 4/3, 4/13 are linked to one another in the control device ST by a logic logic circuit 4/4 and the information for the speaking direction is obtained therefrom. If speech direction I is recognized (via KVI from point 2 to 3), a signal appears at output 4/15 of logic circuit 4/4, which switches the first amplifier stage of amplifier KVII from 7 dB amplification to 4 dB attenuation, and a relay U to Suits and also assigns a signal input of another logic logic circuit 4/9 with 1 signal. The relay U then switches its contact u away from the output of stage 4/12 to the output of stage 4/2.
If, on the other hand, speaking direction II is recognized (via KVII from point 5 to 6), output 4/5 of logic circuit 4/4 provides a signal which only switches the first stage of the KVI amplifier from 7 dB amplification to 4 dB attenuation. The contact u remains in the position shown. In this way, the input level controlling the transmission mass is always tapped at the correct point in the fork amplifier circuit.
The center of the contact u leads to a voltage converter 4/7, which converts AC voltages in the logarithm of their respective RMS values, that is, forms level values. Such voltage converters are available as integrated circuits. Its output leads to a 4/8 analog-digital converter, which is also commercially available and supplies digital signals for 16 different level levels on four output lines.
In the subsequent logic logic circuit 4/9, these digital signals are linked as follows with the signal at output 4/15. If an I signal is present at output 4/15 (traffic direction I), the signals of the digital-to-analog converter appear inverted at outputs 4/6, but unchanged at outputs 4/16. With an O signal at output 4/15 (traffic direction II), the signals on output lines 4/16 are inverted, while they remain unchanged at outputs 4/6.
As a result, the amplifier located in the direction of speech is assigned a gain which is inversely proportional to the level of the level supplied to the analog-digital converter; the other amplifier receives a gain that is proportional to the level in question.
In the present case, the analog / digital converter 4/8 outputs the output signal 0000 at input levels pl c -48 dBm, and the output signal 1111 at input levels Pi 2 -19.5 dBm.
The area in between is divided into 15 steps, each 1.9 dB wide. The mean value of the second smallest stage, which generates a digital signal of 0001, is -46.1 dBm, that of the next one, for which a digital signal of 0010 applies, is -44.2 dBm, etc. up to the middle value of the second largest stage (digital signal 1110) of -21.4 dBm. The transmission dimension of the last two stages of the compressor amplifier KVI and KVII can be controlled in 15 stages of 1.27 bD each between 0 dB and 19 dB. Due to the opposite assignment of the transmission mass of both amplifiers to the digital signals corresponding to the respective input level Pl just described, the characteristic curve vi of FIG. 5 is obtained for the amplifier lying in the speech direction, while the characteristic curve v11 in FIG. 5 applies to the respective other amplifier.
The representation in FIG. 5 contains the line for 7 dB amplification as a reference line, since because of the mentioned 7 dB fork attenuation, an amplification above 7 dB only appears as a level gain between points 1 and 4 of the hybrid circuit of FIG. 2.
According to the characteristic curve vl, input levels Pi in the speech direction that are smaller than -47.05 dBm are raised by 26 dB, namely by 7 dB in the first stage and by 19 dB in the subsequent stages of the compressor amplifier lying in the speech direction. Input levels Pi above -20.45 dB are only amplified by 7 dB in the first stage, while the subsequent stages are set to 0 dB gain here. Between these two extreme values, the gain is reduced by 1.27 dB each time the input level is increased by 1.9 dB.
The amplifier, which is not in the speech direction, is set to an amplification of -4 dB, given by the first stage, at input levels below -47.05 dBm according to the characteristic curve vn, since the further stages provide the minimum amplification of 0 dB. At input levels above -20.45 dBm, its gain is 15 dB, namely -4 dB from the first stage and 19 dB from the subsequent stages. In between, the gain increases by 1.2 dB each time the input level increases by 1.9 dB. A gain of more than 7 dB for the opposite direction is not necessary for the function of the arrangement.
The logic logic circuit 4/9 can be designed with simple means in such a way that from an input level Pi of -33.75 dBm (digital signal at 4/8: 1000) the gain remains constant at + 6.2 dB (-4 dB + 10.2 dB), shown in dashed lines in Fig. 5, or from a Pi of -26.15 dBm follows the step values of the characteristic curve for vi.
Fig. 6 shows the structure of the compressor amplifier KVI and KVII. An amplifier that can be switched according to this principle belongs to the state of the art (Electronics v.
September 18, 1975, pp. 94, 95). The version used here consists of three stages 6/1, 6/2 and 6/3. The gain of level 6/1 is given by the ratio of the resistors (R3 + R4) / R2. The resistor R3 is bridged by a field effect transistor T1, which short-circuits it in the conductive state. The control line 4/5 or 4/15 from FIG. 4 leads to this field effect transistor T1. The ratio of the resistors (R3 + R4) / R2 is 2.24 (+7 dB), that of R4 / R2 0.629 (-4 dB) selected. By applying a signal that makes the field effect transistor T1 conductive, the transmission measure of stage 6/1 can consequently be switched from + 7 dB to -4 dB.
The gain of the second stage 6/2 is determined by the ratio of the resistors (R7 + R8) / (R5 + R6). Here, the resistors R6 and R7 are bridged by field effect transistors T2 and T3, which can be switched on via the control lines 4/6 and 4/16 of FIG. 4.
The following applies to the resistance conditions:
R8 / (R5 + R6) = 1 (0 dB), R8 / R5 = 1.16 (1.27 dB), (R8 + R7) / (R5 + R6) = 1.34 (2.54 dB) and (R8 + R7) / R5 = 1.55 (3.81 dB). The gain of stage 6/2 can thus be controlled by appropriately controlling the field effect transistors T2 and T3 in stages of 1.27 dB between 0 and 3.81 dB.
The same applies to the third level 6/3. Resistors R9 ... R12 are present here, of which R10 and R11 can be short-circuited by field effect transistors T4 and T5. The resistance ratios are: R12 / (R9 + R10) = 1 (0 dB), R12 / R9 = 1.8 (5.08 dB), (R11 + R12) / (R9 + R10) = 3.22 (10, 16 dB) and (Rl1 + R12) / R9 = 5.78 (15.24 dB). The gain of this stage can thus be controlled via the field effect transistors T4 and T5 in steps of 5.08 dB between 0 and 15.24 dB. In combination with the previous level 6/2, 16 gain values between 0 and 19.05 dB can be achieved.
The speech recognition circuit SPI and SPII of FIG. 2 are shown in FIG. 7. Each circuit consists of an amplifier 7/1, 7/11, a filter for speech signals 7/2, 7/12, a first comparator 7/3, 7/13, an RC filter element 7/4, 7/14 and one second comparator 7/5, 7/15. It thus corresponds to the sensor for analog signals, which is described in patent application P 30 17 623.9-32. In this arrangement, when speech is present at the input 7/0 or 7/10, rectangular signals are obtained at the output of the second comparator 7/5 or 7/15, which are free from disturbances and gaps in the millisecond range.
Steps 7/1 and 7/2 form block 4/2 in FIG. 4, as do steps 7/11 and 7/12 block 4/12. Levels 7/3, 7/4 and 7/5 correspond to block 4/3 of FIG. 4, levels 7/13, 7/14 and 7/15 correspond to block 4/13.
In contrast to the sensor of the earlier application, the response thresholds of the second comparators 7/5 and 7/15 can be controlled, specifically by the output signals of the subsequent logic circuit, formed from inverter stages 7/6, 7/16 and NAND gates 7/7 and 7/8 and 7/17 and 7/18, up or down. This logic circuit corresponds to circuit 4/4 in FIG. 4.
The NAND gate 7/7 (7/17) combines the output signals of one comparator 7/5 (7/15) with the inverted output signals of the other comparator 7/15 (7/5). The output signal of the NAND / gate 7/7 (7/17) is connected by a further NAND gate 7/8 (7/18) with the output signal of the respective NAND gate 7/17 (7/7) connected downstream of the Gate 7/18 (7/8) linked. The signal obtained at the output 7/9 (7/19) controls the threshold of the second comparator 7/15 (7/5) of the respective other speech recognition direction SPII (SPI). The output signals at points 7/9 and 7/19 are therefore always inverse to each other, i.e. if there is an I signal on the 7/9, point 7/19 carries the 0 signal and vice versa.
FIG. 8 shows the signals at various points in FIG. 7. It is assumed that the speaking direction II is switched to active from the previous speaking, that is to say at the output 7/9 0 signal and at the output 7/19 signal, whereby the comparator 7/5 with an increased threshold and the comparator 7/15 with a normal one Threshold works.
Now a speech signal arrives at the input 7/0, that means in speech direction I, the typical course of which line 1 of FIG. 8 shows. After amplification, filtering and the first threshold evaluation, the signal shown in line 2, composed of pulses of the same level, is obtained at the output of the comparator 7/3. The RC element 7/4 integrates it into a continuous signal, the course of which is shown in line 3. The comparator thresholds of 7/5 (drawn continuously) and 7/15 (drawn in dashed lines) are also entered here. As soon as the signal at output 7/4 exceeds the initially higher threshold of comparator 7/5, this comparator emits an I signal, which immediately switches the output of NAND gate 7/7 (line 6) to 0, which means that NAND gate 7/8 the output 7/9 (line 8) is switched to signal.
This raises the threshold of comparator 7/15 and, via NAND gate 7/18, causes a 0 signal at output 7/19 (line 9), which lowers the threshold of comparator 7/5.
Shortly after the speech recognition circuit SPI receives the speech signals, they appear, amplified by the amplifier KVI then switched on in FIG. 2 and only attenuated by the fork transition damping between points 3 and 5 of the hybrid circuit of FIG. 2, also at the input of the speech recognition circuit SPII. Their comparator 7/15 accordingly outputs an output signal according to line 5 of FIG. 8. Here but; As long as the output 7/5 carries a 1 signal, the upper input of the NAND gate 7/17 is assigned a 0 signal, this NAND gate continues to supply an 1 signal (line 7), and this remains at the output 7/19 0 signal received.
When there is a pause in the speech, because of the now increased threshold of the comparator 7/15, its output signal goes to 0 before that of the comparator 7/5, as a result of which the signal at the output of the NAND gate 7/17 is maintained, even though the comparator 7/5 subsequently has a 0 Signal emits. This leaves the 0 signal at output 7/19 and the l signal at output 7/9. The speech signals occurring after the pause meet the normal threshold of the comparator 7/5, while their portions passed via the fork in speaking direction II first have to pass the increased threshold of the comparator 7/15 and thus later to an I signal at the output of the comparator Lead 7/15. Consequently, speaking direction 1- remains active.
The direction of speech is only switched over when speech signals from other directions arrive during a pause, as was described here at the beginning for the changeover from speaking direction II into speaking direction I.
The signals at the outputs of the comparators 7/5 and 7/15 can be used to control the setting of the transmission dimension of the two compressor amplifiers KVI and KVII. The transmission dimension is only adapted to the respective input level if one of the comparators 7/5 or 7/15 l signal occurs. With a 0 signal, it is held at the previous value or set to an average value. This avoids having the amplifier in the direction of speech set to the highest gain during pauses in speech, which can lead to audible transient processes with every speech application if the lines do not have high attenuation.