**WARNUNG** Anfang DESC Feld konnte Ende CLMS uberlappen **.
PATENTANSPRÜCHE
1. Hörgerät mit einem Mikrophon (11; 31), einem mit einem Regeleingang versehenen spannungsgesteuerten Vor verstärker (1233), einem Leistungsverstärker (14; 38) und einer Vorrichtung zum Begrenzen der vom Leistungsverstärker aus einem Hörer (15; 39) abgegebenen Spannung, dadurch gekennzeichnet, dass am Regeleingang des Vorverstärkers ein Integrator (18; 45) angeschlossen ist, dass die genannte Vorrichtung (16) an den Ausgang des Vor- oder Leistungsverstärkers (12;
33 bzw. 38) zum Erzeugen eines Impulssignals mit konstanter Amplitude, wenn das Signal am genannten Ausgang einen Schwellenwert überschreitet, angeschlossen ist, wobei die Dauer des Impulssignals von der Dauer des Überschreitens der Schwellenspannung abhängig ist, und dass mit dem genannten Impulssignal die Spannung des Integrators in Abhängigkeit der Dauer des Steuersignals verminderbar ist.
2. Hörgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Integrator ein an den Regeleingang des Vorverstärkers (12) angeschlossener Kondensator (45) ist, dass die genannte Vorrichtung einen Schalttransistor (46) aufweist, dass eine aus der Kollektor-Emitterstrecke des Schalttransistors, einer Diode (53) und einem Widerstand (50) gebildete Reihenschaltung parallel zum genannten Kondensator geschaltet ist, und dass das genannte Impulssignal der Basis des Schalttransistors zugeführt wird.
3. Hörgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Vorrichtung einen Eingangstransistor (47) aufweist, dass der Eingangstransistor zusammen mit dem Schalttransistor (46) einen Schmitt-Trigger bildet, wobei der Widerstand (50) der Reihenschaltung der den beiden Transistoren gemeinsame Emitterwiderstand ist, und dass die Basis des Eingangstransistors über wenigstens eine Diode (48; 54) mit dem Ausgang des Vor- oder Leistungsverstärkers verbunden ist.
4. Hörgerät nach Anspruch 3, wobei der Leistungsverstärker (38) ein Gegentaktverstärker ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis des Eingangstransistors (47) über je eine Diode (48, 49) mit den beiden Ausgängen des Gegentaktverstärkers verbunden ist.
Die Erfindung betrifft ein Hörgerät gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Bei vielen der bekannten Hörgeräte, insbesondere bei den leistungsstarken mit Gegenaktenstufen versehenen Hörgeräten, ist die Begrenzung des Ausgangsschaltpegels mittels eines Stellers möglich. Derartige Begrenzungsvorrichtungen sorgen dafür, dass der von dem Hörer der Hörgeräte erzeugte Schallpegel einen einstellbaren maximalen Wert nicht überschreitet. Durch diesen Begrenzungsvorgang wird das ursprüngliche Signal verformt bzw. verzerrt. Je grösser die Begrenzung ist, um so grösser ist auch der dadurch entstehende Klirrfaktor. Für den Hörbehinderten, der ein solches bekanntes Hörgerät benützt, ergibt sich ausser der erwünschten Verringerung der Dynamik als wesentlicher Nachteil eine Verminderung der Verständlichkeit durch die entstehenden Verzerrungen.
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Hörgerät der eingangs genannten Art zu schaffen, bei welchem Gerät der maximale Ausgangsschalldruck wirksam begrenzt werden kann, wobei die entstehenden Verzerrungen so klein wie möglich gehalten werden.
Das erfindungsgemässe Hörgerät ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angeführten Merkmale gekennzeichnet.
Der Erfindungsgegenstand ist nachstehend mit Bezugnahme auf die Zeichnung beispielsweise näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 das Blockschema eines Ausführungsbeispieles des erfindungsgemässen Hörgerätes,
Fig. 2 die graphische Darstellung eines unbegrenzten sinusförmigen Signals am Ausgang eines Vor- bzw. Leistungsverstärkers des Hörgerätes nach der Fig. 1 und eines in einer Vorrichtung auftretenden Steuersignals,
Fig. 3 die graphische Darstellung des begrenzten, zum Hörer des Gerätes nach der Fig. 1 gelangenden Signals und
Fig. 4 das Schaltschema eines Ausführungsbeispieles des erfindungsgemässen Hörgerätes mit integrierten Stromkreisen.
In der Fig. list das Blockschema eines Ausführungsbeispieles des erfindungsgemässen Hörgerätes dargestellt. Von einem Mikrophon 11 werden die Schallwellen aufgenommen und in elektrische Signale umgesetzt, die mit Hilfe eines Vorverstärkers 12 verstärkt werden, der einen Regeleingang 8 besitzt. Der Verstärkungsgrad des Vorverstärkers 12 kann in Abhängigkeit einer dem Regeleingang 8 zugeführten Gleichspannung verändert werden. Je grösser die am Regeleingang 8 anliegende Gleichspannung ist, um so grösser ist der Verstärkungsgrad. Die Ausgangsspannung des Vorverstärkers 12 wird über einen Lautstärkesteller 13 dem Eingang 2 eines Leistungsverstärkers 14 zugeführt. Mit dem Lautstärkesteller 13 kann eine das Hörgerät benützende Person die ihr angenehme Lautstärke einstellen.
Die Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers wird einem Hörer 15 sowie einer Vorrichtung 16 zum Begrenzen der vom Leistungsverstärker 14 an den Hörer 15 abgegebenen Spannung zugeführt. Die Vorrichtung 16 beeinflusst über eine Leitung 17 die von einem Integrator 18 an den Regeleingang 8 des Vorverstärkers 12 angelegte Gleichspannung, um den Verstärkungsgrad des Vorverstärkers 12 in Abhängigkeit der Grösse der Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 14 zu reduzieren, wenn diese Ausgangsspannung einen vorgegebenen Wert übersteigt.
Die Vorrichtung 16 umfasst eine Schwellenwertstufe 19 und eine Schaltstufe 20. Die Schwellenwertstufe 19 erzeugt ein in der Fig. 2 dargestelltes Impulssignal 21, wenn die durch die Kurve 22 in Fig. 2 dargestellte Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 14 einen Schwellenwert UPL überschreitet. Die Amplitude des Impulssignales 21 ist konstant, während die Dauer der einzelnen Impulse von der Dauer des Überschreitens der Schwellenwertspannung UPL durch die Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 14 abhängig ist.
Wird die genannte Schwellenwertspannung UPL nicht überschritten, so werden auch keine Impulssignale 21 erzeugt.
Mit einem Begrenzungssteller 26 kann die Schwellenwertspannung UPL den individuellen Bedürfnissen des Hörbehinderten angepasst werden.
Die von der Schwellenwertstufe 19 erzeugten Impulssignale 21 werden über einen Leiter 23 der Schaltstufe 20 zugeführt. Der Ausgang der Schaltstufe 20 ist über die Leitung 17 mit dem Integrator 18 bzw. dem Regeleingang 8 des Vorverstärkers 12 verbunden. Solange der Schaltstufe 20 keine Impulssignale 21 zugeführt werden, wird die am Regeleingang 8 des Vorverstärkers 12 angelegte Gleichspannung nicht reduziert, und der Vorverstärker arbeitet mit seinem grössten Verstärkungsgrad. Wenn der Schaltstufe 20 Impulssignale 21 zugeführt werden, wird die an den Regeleingang 8 angelegte Gleichspannung mit zunehmender Schaltdauer rs (Steuerzeit) der Schaltstufe 20 stärker reduziert, wodurch ebenfalls der Verstärkungsgrad des Vorverstärkers 12 abgesenkt wird.
Die Fig. 3 zeigt die graphische Darstellung der Ausgangs
spannung des Leistungsverstärkers 14, wobei die ausgezogene Kurve 24 das begrenzte Signal und die gestrichelt dargestellte Kurve 25 das Ausgangssignal zeigt, welches vorhanden wäre, wenn keine Regelung des Vorverstärkers 12 stattfinden würde. Die durch die Kurve 24 dargestellte Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 14 steigt bis zum Erreichen der genannten Schwellenspannung der Schwellenwertstufe 19 mit der durch die Kurve 25 dargestellten Spannung an.
Zur Zeit tl ist der Schwellenwert erreicht und die Schwellenwertstufe 19 erzeugt das Impulssignal 21. Die Schaltstufe 20 sorgt dafür, dass die an den Regeleingang 8 des Vorverstärkers 12 angelegte Gleichspannung schnell reduziert wird, wodurch sich der Verstärkungsgrad des Vorverstärkers 12 schnell reduziert und die Ausgangsspannung gemäss der Kurve 24 nur noch während der Ansprechzeit Ta von unter 250 Mikrosekunden, vorzugsweise 100 Mikrosekunden, ansteigen kann. Zur Zeit t2 nimmt die Eingangsspannung nicht mehr zu und die arbeitende Abwärtsregelung des Verstärkungsgrades des Vorverstärkers 12 ist beendet, d.h., die Spannung am Ausgang des Leistungsverstärkers 14 ist kleiner als die Schwellenwertspannung UPL und das Impulssignal 21 verschwindet.
Wenn kein Impulssignal mehr vorhanden ist, setzt die Rückwärtsregelung des Verstärkungsgrades des Vorverstärkers 12 mit einer wesentlich grösseren Zeitkonstante von 20 bis 500 ms als die Abwärtsregelung ein.
Dies hat zur Folge, dass bei der nächsten Halbwelle, siehe Fig. 3, der Spitzenwert der Halbwelle nur unwesentlich vergrössert ist, so dass nur ein sehr kurzes Impulssignal 21' erzeugt wird. Das Impulssignal 21' setzt den Verstärkungsgrad des Vorverstärkers 12 um den kleinen Betrag zurück, um den er in der Zeit zwischen t2 und t3 angestiegen ist.
Die Auswirkung des Regelvorganges auf das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 14 ist aus der Kurve 24 der Fig. 3 ersichtlich. Lediglich beim erstmaligen Auftreten eines die Schwellenwertspannung UPL wesentlich überschreitenden Signals tritt eine leichte Überhöhung 27 während der Ansprechzeit Ta auf. Da diese Überhöhung und Verformung nur ganz kurzzeitig (100 Ls) auftritt, sind diese Verzerrungen selbst für einen Normalhörenden kaum wahrnehmbar. Die Regelauswirkung des Impulssignales 26 ergibt praktisch keine spürbare Beeinflussung des durch die Kurve 24 dargestellten Ausgangssignales des Leistungsverstärkers 14. Die Zeit, während der der Verstärkungsgrad des Vorverstärkers 12 relativ schnell reduziert wird, ist mit Ta bezeichnet.
Der Schwellenwertstufe 19 kann anstelle des Ausgangssignales des Leistungsverstärkers 14 oder zusätzlich die Ausgangsspannung des Vorverstärkers 12 zugeführt werden, wie dies in der Fig. 1 durch die gestrichelt gezeichnete Leitung 28 dargestellt ist.
Die Zeitkonstante für die Rückregelung des Verstärkungsgrades 12, d.h. die sog. Erholungszeit, kann vorzugsweise mit einem Erholungszeitsteller 29 entsprechend den Bedürfnissen eingestellt werden. In vorteilhafter Weise kann der Erholungszeitsteller 29 automaitsch durch die Folgehäufigkeit und Dauer der erzeugten Impulssignale 21 über einen Leiter 30 so beeinflusst werden, dass die Erholungszeit laufend an die Dynamikverhältnisse des Schaltsignals angepasst wird.
Die Fig. 4 zeigt das Schaltschema eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemässen Hörgerätes. Die Schallwellen werden von einem Mikrophon 31 in elektrische Signale umgesetzt und über einen Kondensator 32 dem Eingang 9 eines integrierten spannungsgesteuerten Vorverstärkers 33 zugeführt. Als Vorverstärker kann beispielsweise der integrierte Stromkreis Ld 511 P oder Ld 501 P verwendet werden.
Dem Ausgang 3 des Vorverstärkers 33 werden die verstärkten Signale entnommen und gelangen über einen Leiter 34 und einen Kondensator 35 zu einem Potentiometer 36.
Der Abgriff des Potentiometers 36 ist über einen Kondensator 37 mit dem Einang 2 eines Leistungsverstärkers 38 verbunden. Als Leistungsverstärker 38 wird beispielsweise der integrierte Stromkreis LC 549 verwendet. Der Leistungsverstärker 38 besitzt eine Gegentaktausgangsstufe mit den Ausgängen 5 und 8. Diese beiden Ausgänge sind mit Anschlüssen eines Hörers 39 mit einer Mittelanzapfung 40 verbunden.
Die Mittelanzapfung 40 ist ihrerseits über einen regelbaren Widerstand 41 mit der positiven Anschlussklemme 42 einer nicht dargestellten Spannungsquelle verbunden. Die negative Anschlussklemme 43 der nicht dargestellten Spannungsquelle ist an den Masseleiter 44 der Schaltung angeschlossen.
Der in der Fig. 1 dargestellte Integrator 18 ist im Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 4 ein Kondensator 45, der zwischen dem Regeleingang 8 des Vorverstärkers 33 und dem Masseleiter 44 angeschlossen ist. Die in der Fig. 1 dargestellte Vorrichtung 16 zum Begrenzen der Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 38 umfasst einen die Schaltstufe 20 bildenden Schalttransistor 46, einen zur Schwellenwertstufe 19 gehörenden Eingangstransistor 47 und zwei die Basis des Eingangstransistors 47 mit je einem der Ausgänge 5 und 8 des Leistungsverstärkers 38 verbindende Dioden 48 und 49.
Der Schalttransistor 46 und der Eingangstransistor 47 besitzen einen gemeinsamen Ermittlerwiderstand 50 und bilden zusammen mit einem Kollektorwiderstand 51 des Eingangstransistors 47 einen Schmitt-Trigger, wobei die Basis des Eingangstransistors 47 über einen Widerstand 42 an eine positive Spannung angeschlossen ist, so dass der Eingangstransistor 47 leitend und der Schalttransistor 46 gesperrt ist, so lange die Ausgangsspannung an den Ausgängen 5 und 8 des Leistungsverstärkers 38 an die weiter oben genannte Schwellenwertspannung nicht erreicht.
Die Reihenschaltung aus einer Diode 53, der Kollektor Emitterstrecke des Schalttransistors 46 und dem Emitterwiderstand 50 ist parallel zum Kondensator 45 geschaltet.
Der Kondensator 45 wird über einen nicht dargestellten Stromkreis im Vorverstärker 33 auf eine dem Speiseanschluss 6 des Vorverstärkers 33 zugeführte Spannung entsprechende Spannung aufgelagen, wobei die am Regeleingang 8 des Vorverstärkers 33 anliegende Gleichspannung den Verstärkungsgrad des Vorverstärkers 33 bestimmt.
Überschreiten die an den Ausgängen 5 und 8 des Leistungsverstärkers 38 auftretenden Ausgangssignale die Schwellenwertspannung UPL nicht, so ist der Schalttransistor 46 gesperrt und der Kondensator 45 maximal aufgeladen und dementsprechend arbeitet der Vorverstärker 33 mit dem grösstmöglichen Verstärkungsgrad.
Wird, wie dies in der Fig. 3 dargestellt ist, zur Zeit tl die Schwellenwertspannung UPL des durch den Schalttransistor 46 und den Eingangstransistor 47 gebildeten Schmitt-Triggers überschritten, so wird der Eingangstransistor 47 gesperrt, was zur Folge hat, dass der Schalttransistor 46 leitend wird. Dies bewirkt eine schnelle Entladung des Kondensators 45 über die Reihenschaltung der Diode 53, die Kollektor-Emitterstrecke des Schalttransistors 46 und den Emitterwiderstand 50 und zwar so lang, wie das impulsförmige Signal 26 andauert, bzw. die Schwellenwertspannung vom Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 38 überschritten wird.
Die schnelle Entladung des Kondensators 45 hat eine schnelle Abnahme des Verstärkungsgrades des Vorverstärkers 33 zur Folge, dass das durch die Kurve 24 in der Fig. 3 dargestellte Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 38 nach der Zeit tl nur noch während der Ansprechzeit Ta überhöht sein kann, siehe die kleine Überhöhung 27. Der Spannungsverlauf gemäss der Kurve 24 nimmt nach der Überhöhung 27 ab, weil der Kondensator 45 entladen und der Verstärkungsgrad reduziert wird, solange das Eingangs signal zunimmt und das Impulssignal 21 andauert.
Erst zur Zeit t2, wenn das Eingangssignal nicht mehr zunimmt bzw. abnimmt, wird der Eingangstransistor 47 wieder leitend und der Schalttransistor 46 gesperrt. Danach wird der Kondensator 45 durch den oben genannten internen Stromkreis erneut, jedoch wesentlich weniger rasch aufgeladen als er zuvor entladen wurde.
Wie weiter oben erwähnt, kann neben der Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 38 zusätzlich die Ausgangsspannung des Vorverstärkers 33 durch den vorangehend erwähnten Schmitt-Trigger überwacht werden, indem zu den beiden Dioden 48 und 49 eine weitere Diode 54 verwendet wird, welche die Basis des Eingangstransistors 47 mit dem Ausgang 3 des Vorverstärkers 33 verbindet. Dies gestattet eine Übersteuerung des Vorverstärkers 33 unabhängig von der Einstellung des Lautstärkestellers 36 zu verhindern, wodurch die Übersteuerungsgrenze des Vorverstärkers 33 um den Regelbetrag erhöht wird.
Die gute Stabilität der Schwellenwertspannung UPL bezüglich Temperaturschwankungen wird dadurch gewährleistet, indem einerseits für die Dioden 48 und 49 Siliciumdioden und für den Eingangstransistor 47 ein Siliciumtransistor verwendet wird, wobei sich die temperaturbedingten Änderungen der wirksamen, gleichartigen PN-Übergänge in den genannten Halbleitern kompensieren.
Die nachstehende Tabelle zeigt den Vorteil der oben beschriebenen Hörgeräte im Vergleich zu den bisher bekannten Hörgeräten mit einfacher Begrenzung. Die Werte der Klirrfaktoren in Prozent wurden bei Signalfrequenzen von 500 und 700 Hz sowie einem Ausgangsschalldruck von 107 dB gemessen.
Begrenzung 500 Hz 700 Hz dB bekanntes erfindungs- bekanntes erfindungs
Hörgerät gemässes Hörgerät gemässes
Hörgerät Hörgerät
0 3% 3% 2% 2% 10 11% 3% 8% 2% 20 35% 4% 24% 3% 30 58% 8% 44% 7%
Ab 30 dB Begrenzung macht sich die Nichtlinearität des spannungsgesteuerten Vorverstärkers 33 in der Form von zunehmenden Verzerrungen bemerkbar.
Mit dem oben beschriebenen Hörgerät kann mit einfachen Mitteln, wie der Schalttransistor 46, der Eingangstransistor 47, den Dioden 48, 49 und 53 sowie den Widerständen 51,52 und 53 eine wirksame Begrenzung der Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 38 erreicht werden, wobei wesentlich weniger Verzerrungen auftreten, wie dies bei den bekannten Hörgeräten der Fall ist.
** WARNING ** beginning of DESC field could overlap end of CLMS **.
PATENT CLAIMS
1. Hearing aid with a microphone (11; 31), a voltage-controlled pre-amplifier (1233) provided with a control input, a power amplifier (14; 38) and a device for limiting the voltage output by the power amplifier from a receiver (15; 39), characterized in that an integrator (18; 45) is connected to the control input of the preamplifier, that said device (16) is connected to the output of the preamplifier or power amplifier (12;
33 or 38) for generating a pulse signal with constant amplitude when the signal at the said output exceeds a threshold value, the duration of the pulse signal being dependent on the duration of the threshold voltage being exceeded, and that with the said pulse signal the voltage of the Integrators can be reduced depending on the duration of the control signal.
2. Hearing aid according to claim 1, characterized in that the integrator is a capacitor (45) connected to the control input of the preamplifier (12), that said device has a switching transistor (46) that one from the collector-emitter path of the switching transistor, a diode (53) and a resistor (50) formed series circuit is connected in parallel to said capacitor, and that said pulse signal is supplied to the base of the switching transistor.
3. Hearing aid according to claim 2, characterized in that said device has an input transistor (47), that the input transistor forms a Schmitt trigger together with the switching transistor (46), the resistance (50) of the series connection of the two transistors common Is emitter resistance, and that the base of the input transistor is connected to the output of the preamplifier or power amplifier via at least one diode (48; 54).
4. Hearing aid according to claim 3, wherein the power amplifier (38) is a push-pull amplifier, characterized in that the base of the input transistor (47) is connected via a diode (48, 49) to the two outputs of the push-pull amplifier.
The invention relates to a hearing aid according to the preamble of claim 1.
In many of the known hearing aids, in particular in the high-performance hearing aids provided with counter file levels, the output switching level can be limited by means of an actuator. Limiting devices of this type ensure that the sound level generated by the listener of the hearing aids does not exceed an adjustable maximum value. The original signal is deformed or distorted by this limiting process. The greater the limitation, the greater the distortion factor that arises. For the hearing impaired person who uses such a known hearing aid, in addition to the desired reduction in the dynamic range, the main disadvantage is a reduction in intelligibility due to the resulting distortions.
It is an object of the invention to provide a hearing device of the type mentioned in the introduction, in which device the maximum output sound pressure can be effectively limited, the resulting distortions being kept as small as possible.
The hearing aid according to the invention is characterized by the features stated in the characterizing part of patent claim 1.
The subject matter of the invention is explained in more detail below with reference to the drawing, for example. Show it
1 shows the block diagram of an embodiment of the hearing aid according to the invention,
2 shows the graphical representation of an unlimited sinusoidal signal at the output of a preamplifier or power amplifier of the hearing aid according to FIG. 1 and a control signal occurring in a device,
Fig. 3 is a graphical representation of the limited signal to the receiver of the device according to Fig. 1 and
Fig. 4 shows the circuit diagram of an embodiment of the hearing aid according to the invention with integrated circuits.
The block diagram of an exemplary embodiment of the hearing aid according to the invention is shown in FIG. The sound waves are picked up by a microphone 11 and converted into electrical signals, which are amplified with the aid of a preamplifier 12 which has a control input 8. The degree of amplification of the preamplifier 12 can be changed as a function of a DC voltage supplied to the control input 8. The greater the DC voltage present at control input 8, the greater the degree of amplification. The output voltage of the preamplifier 12 is fed to the input 2 of a power amplifier 14 via a volume control 13. With the volume control 13, a person using the hearing aid can adjust their comfortable volume.
The output voltage of the power amplifier is fed to a receiver 15 and to a device 16 for limiting the voltage delivered by the power amplifier 14 to the receiver 15. The device 16 influences, via a line 17, the DC voltage applied by an integrator 18 to the control input 8 of the preamplifier 12 in order to reduce the degree of amplification of the preamplifier 12 as a function of the magnitude of the output voltage of the power amplifier 14 if this output voltage exceeds a predetermined value.
The device 16 comprises a threshold value stage 19 and a switching stage 20. The threshold value stage 19 generates a pulse signal 21 shown in FIG. 2 when the output voltage of the power amplifier 14 represented by the curve 22 in FIG. 2 exceeds a threshold value UPL. The amplitude of the pulse signal 21 is constant, while the duration of the individual pulses depends on the duration of the threshold voltage UPL being exceeded by the output voltage of the power amplifier 14.
If the aforementioned threshold voltage UPL is not exceeded, then no pulse signals 21 are generated.
The threshold voltage UPL can be adapted to the individual needs of the hearing impaired with a limiting actuator 26.
The pulse signals 21 generated by the threshold stage 19 are supplied to the switching stage 20 via a conductor 23. The output of the switching stage 20 is connected via the line 17 to the integrator 18 or the control input 8 of the preamplifier 12. As long as no pulse signals 21 are supplied to the switching stage 20, the DC voltage applied to the control input 8 of the preamplifier 12 is not reduced, and the preamplifier operates with its greatest degree of amplification. If the switching stage 20 is supplied with pulse signals 21, the DC voltage applied to the control input 8 is reduced more with the increasing switching duration rs (control time) of the switching stage 20, whereby the degree of amplification of the preamplifier 12 is also reduced.
3 shows the graphical representation of the output
voltage of the power amplifier 14, the solid curve 24 showing the limited signal and the dashed curve 25 showing the output signal which would be present if the preamplifier 12 were not regulated. The output voltage of the power amplifier 14 represented by the curve 24 rises with the voltage represented by the curve 25 until the threshold voltage of the threshold value stage 19 is reached.
At time t1, the threshold value is reached and the threshold value stage 19 generates the pulse signal 21. The switching stage 20 ensures that the DC voltage applied to the control input 8 of the preamplifier 12 is quickly reduced, as a result of which the degree of amplification of the preamplifier 12 is quickly reduced and the output voltage is reduced accordingly curve 24 can only increase during the response time Ta of less than 250 microseconds, preferably 100 microseconds. At time t2, the input voltage no longer increases and the working downward regulation of the gain of the preamplifier 12 has ended, i.e. the voltage at the output of the power amplifier 14 is less than the threshold voltage UPL and the pulse signal 21 disappears.
If there is no more pulse signal, the backward regulation of the degree of amplification of the preamplifier 12 starts with a substantially larger time constant of 20 to 500 ms than the downward regulation.
As a result, the peak value of the half-wave is only slightly increased during the next half-wave, see FIG. 3, so that only a very short pulse signal 21 'is generated. The pulse signal 21 'resets the gain of the preamplifier 12 by the small amount by which it has risen between t2 and t3.
The effect of the control process on the output signal of the power amplifier 14 can be seen from curve 24 in FIG. 3. Only when a signal substantially exceeds the threshold voltage UPL occurs for the first time does a slight increase 27 occur during the response time Ta. Since this elevation and deformation only occurs for a very short time (100 Ls), these distortions are hardly noticeable even for a normal hearing person. The control effect of the pulse signal 26 results in practically no noticeable influence on the output signal of the power amplifier 14 represented by the curve 24. The time during which the degree of amplification of the preamplifier 12 is reduced relatively quickly is denoted by Ta.
The threshold value stage 19 can be supplied instead of the output signal of the power amplifier 14 or additionally the output voltage of the preamplifier 12, as is shown in FIG. 1 by the line 28 shown in broken lines.
The time constant for the feedback control of the gain level 12, i.e. the so-called recovery time can preferably be set according to the needs with a recovery timer 29. The recovery timer 29 can advantageously be influenced automatically by the frequency and duration of the generated pulse signals 21 via a conductor 30 such that the recovery time is continuously adapted to the dynamic conditions of the switching signal.
4 shows the circuit diagram of an embodiment of the hearing aid according to the invention. The sound waves are converted into electrical signals by a microphone 31 and fed to the input 9 of an integrated voltage-controlled preamplifier 33 via a capacitor 32. For example, the integrated circuit Ld 511 P or Ld 501 P can be used as a preamplifier.
The amplified signals are taken from the output 3 of the preamplifier 33 and reach a potentiometer 36 via a conductor 34 and a capacitor 35.
The tap of the potentiometer 36 is connected via a capacitor 37 to the input 2 of a power amplifier 38. The integrated circuit LC 549, for example, is used as the power amplifier 38. The power amplifier 38 has a push-pull output stage with the outputs 5 and 8. These two outputs are connected to connections of a receiver 39 with a center tap 40.
The center tap 40 is in turn connected to the positive connection terminal 42 of a voltage source (not shown) via an adjustable resistor 41. The negative terminal 43 of the voltage source, not shown, is connected to the ground conductor 44 of the circuit.
The integrator 18 shown in FIG. 1 is a capacitor 45 in the exemplary embodiment according to FIG. 4, which is connected between the control input 8 of the preamplifier 33 and the ground conductor 44. The device 16 shown in FIG. 1 for limiting the output voltage of the power amplifier 38 comprises a switching transistor 46 forming the switching stage 20, an input transistor 47 belonging to the threshold value stage 19 and two the base of the input transistor 47, each with one of the outputs 5 and 8 of the power amplifier 38 connecting diodes 48 and 49.
The switching transistor 46 and the input transistor 47 have a common detector resistor 50 and, together with a collector resistor 51 of the input transistor 47, form a Schmitt trigger, the base of the input transistor 47 being connected to a positive voltage via a resistor 42, so that the input transistor 47 is conductive and the switching transistor 46 is blocked as long as the output voltage at the outputs 5 and 8 of the power amplifier 38 does not reach the threshold voltage mentioned above.
The series connection of a diode 53, the collector-emitter path of the switching transistor 46 and the emitter resistor 50 is connected in parallel to the capacitor 45.
The capacitor 45 is applied via a circuit (not shown) in the preamplifier 33 to a voltage corresponding to the supply connection 6 of the preamplifier 33, the DC voltage present at the control input 8 of the preamplifier 33 determining the degree of amplification of the preamplifier 33.
If the output signals occurring at the outputs 5 and 8 of the power amplifier 38 do not exceed the threshold voltage UPL, the switching transistor 46 is blocked and the capacitor 45 is charged to the maximum, and accordingly the preamplifier 33 operates with the greatest possible degree of amplification.
If, as shown in FIG. 3, the threshold voltage UPL of the Schmitt trigger formed by the switching transistor 46 and the input transistor 47 is exceeded at time t1, the input transistor 47 is blocked, with the result that the switching transistor 46 is conductive becomes. This causes the capacitor 45 to be rapidly discharged via the series connection of the diode 53, the collector-emitter path of the switching transistor 46 and the emitter resistor 50, for as long as the pulse-shaped signal 26 lasts or the threshold voltage from the output signal of the power amplifier 38 is exceeded.
The rapid discharge of the capacitor 45 results in a rapid decrease in the degree of amplification of the preamplifier 33, such that the output signal of the power amplifier 38 represented by the curve 24 in FIG. 3 can only be excessive after the time t1 during the response time Ta, see FIG small increase 27. The voltage curve according to curve 24 decreases after the increase 27 because the capacitor 45 is discharged and the gain is reduced as long as the input signal increases and the pulse signal 21 continues.
Only at time t2, when the input signal no longer increases or decreases, does the input transistor 47 become conductive again and the switching transistor 46 is blocked. Thereafter, the capacitor 45 is recharged by the above-mentioned internal circuit, but much less quickly than it was previously discharged.
As mentioned above, in addition to the output voltage of the power amplifier 38, the output voltage of the preamplifier 33 can also be monitored by the aforementioned Schmitt trigger by using a further diode 54 for the two diodes 48 and 49, which also includes the base of the input transistor 47 connects the output 3 of the preamplifier 33. This makes it possible to prevent the preamplifier 33 from being overdriven regardless of the setting of the volume control 36, as a result of which the overdrive limit of the preamplifier 33 is increased by the control amount.
The good stability of the threshold voltage UPL with respect to temperature fluctuations is ensured by using a silicon transistor for the diodes 48 and 49 and for the input transistor 47, the temperature-related changes in the effective, similar PN transitions in the semiconductors being compensated for.
The table below shows the advantage of the hearing aids described above compared to the previously known hearing aids with simple limitation. The values of the distortion factors in percent were measured at signal frequencies of 500 and 700 Hz and an output sound pressure of 107 dB.
Limitation 500 Hz 700 Hz dB known invention-known invention
Hearing aid according to
Hearing aid hearing aid
0 3% 3% 2% 2% 10 11% 3% 8% 2% 20 35% 4% 24% 3% 30 58% 8% 44% 7%
From a limit of 30 dB, the non-linearity of the voltage-controlled preamplifier 33 is noticeable in the form of increasing distortions.
With the hearing aid described above, an effective limitation of the output voltage of the power amplifier 38 can be achieved with simple means, such as the switching transistor 46, the input transistor 47, the diodes 48, 49 and 53 and the resistors 51, 52 and 53, with significantly less distortion occurring , as is the case with the known hearing aids.