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PATENTANSPRÜCHE
1. Drehzahlregelanordnung für einen kollektorlosen Gleichstrommotor, dadurch gekennzeichnet, dass ein Impulsgeber (38) zum Erzeugen von kurzen Signalen (18) vorgesehen ist, deren Frequenz der zu regelnden Drehzahl proportional ist, dass ein Kondensator (25) mit Ladekreis (27) vorgesehen ist, welchem Kondensator (25) ein von den kurzen Signalen (18) steuerbares Entladeglied (19) zugeordnet ist, um diesen Kondensator (25) im Rhythmus der Motordrehzahl periodisch zu entladen und anschliessend über den Ladekreis (27) wieder aufzuladen, dass die Spannung an dem Ladekondensator (25) einem Schwellwertglied (24) zuführbar ist, welches bei Überschreiten eines vorgegebenen Schwellwerts (Us) ein Ausgangssignal (30) abgibt, und dass das Ausgangssignal (30) des Schwellwertglieds (24) einem mit passiven oder aktiven Entlademitteln (34) versehenen Integrator (32) zuführbar ist,
dessen Ausgangsspannung als Regelsignal dient.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Schwellwertglied als Komparator (120) ausgebildet ist, dessen einer Eingang an einem konstanten Potential liegt.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass dem Integrator ein weiterer Ladekreis (47) und ein Integrierkondensator (33) zugeordnet sind, und dass dieser weitere Ladekreis (47), gesteuert von den Ausgangssignalen (30) des Schwellwertglieds (24), an den Integrierkondensator (33) anschaltbar (49) ist.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der weitere Ladekreis (47) in den Pausen zwischen den Ausgangssignalen (30) des Schwellwertglieds (24) entaktiviert ist.
5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Schwellwertglied (24) an eine stabilisierte Spannung (Ustab) angeschlossen ist, welche niedriger ist als die zum Betrieb des Motors (10) dienende Gleichspannung, und dass der weitere Ladekreis (47) des Integrierkondensators (33) an die zum Betrieb des Motors (10) dienende höhere Gleichspannung (26) angeschlossen ist, um einen schnellen und weitgehend linearen Ladevorgang des Integrierkondensators (33) zu bewirken.
6. Anordnung nach Anpruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladespannung des Integrierkondensators (33) auf einen bestimmten Wert, vorzugsweise die stabilisierte Spannung (Ustab), begrenzt ist.
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass in der Verbindung vom weiteren Ladekreis (47) zum Integrierkondensator (33) eine Diode (56) angeordnet ist, und dass während der Pausen zwischen den Ausgangssignalen (30) des Schwellwertgliedes (24) diese Diode (56) ladekreisseitig auf ein Potential gelegt wird, welches etwa dem Potential des entladenen lntegrierkondensators (33) entspricht.
8. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Integrierkondensator (33) einen Kapazitätswert von 10 RF aufweist.
9. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die als Regelsignal dienende Ausgangsspannung des Integrators (32) zur Erzeugung des Sollwerts für einen dem Motor (10) zugeordneten Stromregler (110) dient.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromregler (110) als Taktverstärker ausgebildet ist.
11. Anordnung nach den Ansprüchen 2 und 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromregler (110) und der als Schwellspannungsglied dienende Komparator (120) als Doppelkomparator ausgebildet und in einem gemeinsamen Gehäuse angeordnet sind.
12. Anordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromregler (110) als Operationsverstärker ausgebildet ist, dem zwischen seinen beiden Eingängen ein Signal zuführbar ist, welches die Summe eines vom Motorstrom abhängigen Signals am Widerstand (12) und eines von der Ausgangsspannung des Integrators (33) abhängigen Signals am Widerstand (126) darstellt.
13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Ausgang (110') des Operationsverstärkers (128) und seinem Eingang eine kapazitive Rückführung (136, 138) vorgesehen ist.
14. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass zum Erzielen einer vom - mit fallender Motordrehzahl abnehmenden - Tastverhältnis des Taktverstärkers mindestens nahezu unabhängigen Stromregelung der kapazitiven Rückführung (136, 138) eine erste Diode (140) zugeordnet ist, welche den Umladevorgang dieser Rückführung im Sinne einer Verkürzung der Umladezeitkonstante beeinflusst.
15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (140) so geschaltet ist, dass sie einen Impuls nach Masse (20) ableitet.
16. Anordnung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass die kapazitive Rückführung einen ersten Kondensator (136) aufweist, mit dem ein zweiter, vorzugsweise kleinerer Kondensator (138) in Reihe geschaltet ist, wobei die erste Diode (140) am Verbindungspunkt (137) der beiden Kondensatoren (136, 138) angeschlossen ist.
17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass zum zweiten Kondensator (138) eine zweite Diode (139) parallel geschaltet ist.
18. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Stromversorgung des Steuerund Regelteil des Motors ein Spannungsstabilisator (43) vorgesehen ist.
19. Lüfter mit einer Drehzahlregelanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Lüfter (131) von einem zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotor (60) angetrieben ist.
20. Lüfter nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Drehzahlregelanordnung und die Kommutierungssteuerung vollständig in die Nabe (130) des als Gerätelüfter ausgebildeten Lüfters (131) eingebaut sind.
21. Lüfter nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Motor (60) nur eine einzige Wicklung (75) und eine Halbleiter-Vollbrückenschaltung (90) zu ihrer Ansteuerung aufweist.
22. Lüfter nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromregler (110) beim Ansprechen nur zwei von vier Halbleitergliedern der Vollbrücke (90) sperrt, und dass zu allen Hal- bleitergliedern Freilaufdioden (95 bis 98) parallel geschaltet sind.
23. Lüfter nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass an der Lüfternabe (130) ein Stellglied (132) zur Verstellung des Drehzahl-Sollwerts vorgesehen ist.
Die Erfindung betrifft eine Drehzahlregelanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und einen Lüfter nach Anspruch 19.
Eine solche Drehzahlregelanordnung wurde bereits vorgeschlagen in der eigenen älteren Anmeldung P 28 22 315.6 (DT-224), vergl. dort Fig. 6. Dort wird jeweils in der Kommutierungslücke durch ein Und-Glied ein monostabiler Multivibrator getriggert, dessen Ausgangssignale einem Integrierglied zugeführt werden. Die Spannung an diesem Integrierglied dient als Sollwert für einen Stromregler, der auf diese Weise bei Überschreiten einer vorgegebenen Drehzahl die Stromzufuhr zum Motor sperrt. Auf den gesamten Inhalt dieser älteren Anmeldung wird zur Vermeidung von Längen ausdrücklich Bezug genommen.
Die vorliegende Erfindung geht von diesem älteren Recht
aus und hat sich die Aufgabe gestellt, Regelanordnungen dieser Art weiter zu verbessern, insbesondere auch im Hinblick auf den Bedarf an diskreten Bauelementen und das für die Schaltelemente insgesamt benötigte Bauvolumen.
Nach der Erfindung wird dies erreicht durch die in den Ansprüchen 1 und 19 angegebenen Massnahmen. Man erreicht so mit einfachen Mitteln eine Drehzahlregelung, welche relativ genau arbeitet und sich z.B. sehr gut dazu eignet, die Drehzahl von Lüftern in den relativ engen Grenzen zu halten, die bei manchen Anwendungsfällen gefordert werden. Auch ist es mit einer derartigen Schaltung ausgezeichnet möglich, einen vorgegebenen Lüfter je nach Bedarf auf eine gewünschte Drehzahl und damit eine gewünschte Kühlluftmenge recht präzise einzustellen und unabhängig von Schwankungen der Temperatur, der Betriebsspannung, etc, auch langfristig einzuhalten.
Dabei ergibt sich insgesamt ein sehr geringer Raumbedarf für eine erfindungsgemässe Anordnung, da man für eine solche Anordnung und einen von ihr gesteuerten Stromregler einen einzigen Doppelkomparator verwenden kann, also einen einzigen IC, was gerade dann ausserordentlich wichtig ist, wenn eine solche Regelanordnung direkt in die Nabe eines Lüfters eingebaut werden soll, wo gewöhnlich nur ein sehr kleines Volumen verfügbar ist.
Besonders bevorzugt wird eine erfindungsgemässe Kombination aus einem Drehzahlregler nach Anspruch 1 und einem als Taktverstärker ausgebildeten Stromregler, welcher insbesondere beim Anfahren den Strom auf Werte begrenzt, die noch unterhalb der Strombegrenzung durch die Leistungstransistoren des Motors liegen, um eine thermische Überlastung beim Anlauf sicher zu vermeiden. Dadurch wird die Betriebssicherheit wesentlich erhöht.
Bei einer Stromregelung mit einem Taktverstärker sind Tastverhältnis und Frequenz der Einschaltimpulse stark von der Motordrehzahl abhängig. Bei niedrigen Drehzahlen, und speziell in den ersten Sekunden nach dem Einschalten, können sich dadurch Schwierigkeiten für die Begrenzung des Anfahrstromes mit einem solchem Taktverstärker ergeben, denn dieser enthält in seiner Rückführung einen Kondensator, und während der kurzen Einschaltimpulse beim Anfahren steht nicht genügend Zeit zur Verfügung, um diesen Kondensator umzuladen. Das hat zur Folge, dass der Stromregler den gewünschten Stromgrenzwert nicht einhält, sondern dass beim Anfahren dieser Grenzwert überschritten wird, sofern man einen Taktverstärker einfacher konventioneller Bauart verwendet.
Bei niedrigen Drehzahlen, oder wenn der Rotor des Motors während längerer Zeit blockiert wird, können deshalb die Halbleiter-Schaltelemente des Motors zerstört werden. Nach Weiterausführung der Erfindung wird deshalb die Rückführung des Taktverstärkes in spezieller Weise ausgebildet, um diesem Effekt entgegenzuwirken, und ihn weitgehend auszuschalten. Dies ist Gegenstand der Ansprüche 14 bis 17. Diese Massnahmen sind besonders bei Lüftern wichtig, da dort durch Fremdkörper die Drehung des Lüfterrades behindert oder blockiert werden kann, was auf keinen Fall zu einer Überlastung und Zerstörung des Motors oder seiner Halbleiter-Schaltelemente führen darf.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus den abhängigen Ansprüchen. Es zeigt:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemässen Drehzahlregelanordnung,
Fig. 2 und 3 Schaubilder zur Erläuterung der Wirkungsweise von Fig. 1,
Fig. 4 eine Schaltungsvariante zu Fig. 1, welche eine Einstellung der Kreisverstärkung des Regelkreises ermöglicht, in schematischer Darstellung,
Fig. 5 ein praktisches Ausführungsbeispiel für das in Fig. 4 dargestellte Prinzip,
Fig. 6 ein ausführliches Schaltbild einer vollständigen Schaltung zur Drehzahlregelung und Strombegrenzung eines zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotors,
Fig.
7 ein Ausführungsbeispiel eines zweipulsigen Motors,.
wie er sich zur Verwendung bei der in Fig. 6 dargestellten Schaltung eignet, und
Fig. 8 und 9 eine Darstellung eines Gerätelüfters, bei dem eine Anordnung nach Fig. 6 in der Nabe vorgesehen ist und ein Einstellglied zur Verstellung des Drehzahl-Sollwerts aussen an der Nabe zugänglich ist.
Fig. 1 zeigt einen Gleichstrommotor 10, der über einen npn Leistungstransistor 11 und einen Messwiderstand 12 aus einer Gleichstromquelle 13 gespeist wird und der einen Tachogenerator 14 antreibt, der als Sollwertgeber für eine Drehzahlregelung dient und an seinem Ausgang Rechteckimpulse 15 liefert.
Ein Differenzierglied besteht aus einem Kondensator 16 und einem Widerstand 17 und differenziert die Rechteckimpulse zu relativ kurzen Nadelimpulsen 18, von denen im vorliegenden Fall nur die positiven Impulse wirksam sind. Diese Nadelimpulse 18 werden der Basis eines npn-Entladetransistors 19 zugeführt, dessen Emitter an die negative Leitung 20 angeschlossen ist, während sein Kollektor mit einem Knotenpunkt 23 und über diesen mit dem Eingang eines Schwellwertglieds 24 verbunden ist. Zwischen dem Knotenpunkt 23 und der negativen Leitung 20 liegt ein Kondensator 25, und zwischen der positiven Leitung 26 und dem Knotenpunkt 23 liegt ein Widerstand 27, der mit Vorteil einstellbar ist, um den Drehzahl-Sollwert einstellen zu können. Der Widerstand 27 bildet den Ladekreis des Kondensators 25, und der Transistor 19 bildet sein Entladeglied.
Die Ausgangssignale 30 des Schwellwertglieds 24 werden einem Integrator 32 zugeführt, der einen Integrierkondensator 33 und diesem parallelgeschaltete passive Entlademittel, hier in Form eines Widerstandes 34, aufweist. Die Impulse 30 werden im Integrierkondensator 33 integriert und erzeugen an diesem abhängig von ihrer Häufigkeit und ihrere Länge eine bestimmte Spannung, welche mit steigender Drehzahl abnimmt. Diese Spannung wird einem Verstärker 35 zugeführt, der zweckmässig als Stromregler ausgebildet ist, wozu ihm über eine Verbindung 36 das Signal am Messwiderstand 12 zugeführt wird, das dem Motorstrom proportional ist. Der Verstärker 35 steuert die Drehzahl des Motors 10, und zwar so, dass sie etwa dem am Widerstand 27 eingestellten Sollwert entspricht.
Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Fig. 1 wird Bezug genommen auf die Fig. 2 und 3. Fig. 2 zeigt schematisch die Verhältnisse bei einer relativ niedrigen Drehzahl, Fig. 3 bei einer höheren Drehzahl. Es werden dieselben Bezugszeichen verwendet wie in Fig. 1.
Der aus dem Tachogenerator 14 und dem Differenzierglied 16, 17 bestehende Impulsgeber 38 liefert Nadelimpulse 18 (Fig.
2 A und 3 A) mit einer Frequenz, die der Drehzahl des Motors 10 proportional ist. Diese Impulse schalten jeweils den Transistor 19 kurzzeitig voll ein, und dieser entlädt dabei den Kondensator 25.
Letzterer wird über seinen Ladekreis 27 ständig nach einer e-Funktion aufgeladen (naturgemäss wäre auch eine andere Ladecharakteristik möglich), und je nachdem, wie dicht die Impulse 18 aufeinanderfolgen, erreicht die Spannung 39 am Kondensator 18 eine bestimmte Höhe, bevor dieser Kondensator wieder entladen wird. Man erkennt das am Vergleich von Fig. 2 B und Fig. 3 B: Bei Fig. 2 läuft der Motor 10 langsam und die Spannung 39 erreicht eine relative hohe Amplitude; bei Fig. 3 läuft der Motor 10 schneller, und die Amplitude der Spannung 39 ist niedriger. Diese Amplitude ist also ein Mass für die Drehzahl des Motors 10.
Das Schwellwertglied 24 ist auf eine bestimmte Schwellenspannung Us eingestellt, die in Fig. 2 B und 3 B eingetragen ist.
Übersteigt die Spannung 39 am Kondensator 25 den Wert U5, so gibt das Schwellwertglied 24 so lange ein Ausgangssignal, bis die Spannung 39 wieder unter den Schwellwert Us gefallen ist.
In Fig. 2 übersteigt z.B. die Spannung 39 zum Zeitpunkt t1 den Schwellwert U5, und zum Zeitpunkt t2 wird sie wieder kleiner als dieser, und man erhält so Ladestromimpulse 30 am Aus gang des Schwellwertglieds 24, welche gemäss Fig. 2 C relativ lang sind, wenn die Drehzahl niedrig ist, und welche gemäss Fig. 3 C mit steigender Drehzahl immer kürzer werden und bei Überschreiten der Solldrehzahl zu Null werden. Diese Impulse 30 werden dem Integrator 32 zu zugeführt und dort integriert.
Bei niedrigen Drehzahlen ist deshalb die Spannung am Integrierkondensator 33 hoch, bei höheren Drehzahlen sinkt sie ab, und bei Überschreiten der gewünschten Drehzahl wird sie schliesslich zu Null. Diese Spannung steuert den Strom im Motor 10, d.h. je mehr sich der Motor 10 der gewünschten Drehzahl nähert, umso mehr wird der Strom in ihm reduziert.
Sofern gemäss der Verbindung 36 eine Strombegrenzung vorgesehen wird, verhindert diese, dass der Motor bei Überlastung einen zu hohen Strom zieht und dadurch den Leistungstransistor 11 zerstört.
Fig. 4 zeigt eine Abwandlung der Drehzahlregelanordnung nach Fig. 1. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden auch dort mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.
Dies gilt auch für die weiteren Fig. 5 bis 9.
Bei der Anordnung nach Fig. 4 wird nur der Motor 10 selbst direkt von der Betriebsspannungsquelle 13 versorgt, wobei zum Schutz gegen falsch gepolten Anschluss eine Diode 42 vorgesehen ist. Die positive Leitung wird wie in Fig. 1 mit 26, die negative Leitung mit 20 bezeichnet. Die Spannung zwischen diesen beiden Leitungen kann z.B. zwischen 12 V und 110 V liegen, je nach dem Anwendungsfall, wobei natürlich die Wicklung des Motors 10 entsprechend bemessen sein muss.
Zur Stromversorgung des Drehzahlreglers dient ein Spannungsstabilisator 43, der an einer Leitung 44 eine konstante Spannung von z.B. 5 V liefert und dem ein Kondensator 45 parallel geschaltet ist, z.B. von 220 uF. Das Schwellwertglied 24, der Verstärker 35, und der Ladekreis 27 des Kondensators 25 sind an diese stabilisierte Spannung Ustab angeschlossen. Zur Ladung des lntegrierkondensators 33 dient aber vorzugsweise die höhere Spannung an der positiven Leitung 26.
Das Schwellwertglied 24 steuert nämlich hier mit seinen Ausgangsimpulsen 30 einen elektronischen Umschalter 46, dessen Schaltkontakt über einen Widerstand 47 mit der positiven Leitung 26 (z.B. plus 60 V) verbunden ist, während sein einer Ausgang 48 mit der negativen Leitung und sein anderer Ausgang 49 wie dargestellt mit dem Integrierkondensator 33 und dessen Entladewiderstand 34 verbunden ist, ausserdem mit der Anode einer Diode 52, deren Kathode an die Leitung 44 (z.B 5 V) angeschlossen ist.
Arbeitsweise von Fig. 4:
Wenn am Ausgang des Schwellwertglieds 24 kein Signal 30 vorhanden ist, befindet sich der elektronische Umschalter 46 in der dargestellten Lage und verbindet den unteren Anschluss des Widerstands 47 mit der Leitung 20.
Tritt aber ein Ausgangsimpuls 30 auf, so wird der elektronische Umschalter 46 umgeschaltet und verbindet den unteren Anschluss des Widerstands 47 mit dem Integrierkondensator 33, so dass dieser geladen wird. Wegen der hohen Spannung von z.B. 60 V an der Leitung 26 wird der Ladevorgang des integrierkondensators 33 in dem für die Regelung benutzten, im Vergleich zu 60 V kleinen Spannungsbereich von z.B. 0... 5 V annähernd linear. Dadurch wird in sehr vorteilhafter Weise verhindert, dass sich die Kreisverstärkung des Sysstems, welche eine Funktion der Ladegeschwindigkeit ist, mit dem eingestellten Sollwert der Drehzahl ändert.
Würde man den Integrierkondensator 33 von einer Spannungsquelle niedriger Spannung aufla den, z.B. von einer Spannungsquelle mit 5 V, so würde sich eine stark nichtlineare Ladekurve ergeben, nämlich eine e Funktion, und deshalb wäre bei kleinen Drehzahlen die Kreisverstärkung höher als bei grossen Drehzahlen. Wenn man einen entsprechend grossen Verstellbereich für die Drehzahl wünscht, z.B. im Verhältnis 2:1, so ergäbe sich bei niedrigen Drehzahlen ein instabiler Betrieb, und bei Betrieb mit hohen Drehzahlen ergäbe sich ein Betrieb mit geringer Drehzahlstabilität. Die beschriebene Massnahme ermöglicht also einen grossen Verstellbereich für die Motordrehzahl, sowie eine qualitativ gute Drehzahlregelung in diesem ganzen Verstellbereich.
Durch Verstellen des Widerstands 47 kann man ferner die Kreisverstärkung, also die Empfindlichkeit des Reglers, auf einen günstigen Wert einstellen, was ebenfalls einen wesentlichen Vorteil bedeutet. Naturgemäss sind die Spannungsverhältnisse nicht auf die angeführten Beispiele beschränkt, und als höhere Gleichspannung kann eine beliebige Gleichspannung dienen, welche nicht unbedingt die Betriebsspannung des Motors zu sein braucht.
Da der Widerstand 47 an die positive Leitung 26 angeschlossen ist, könnte sich der Integrierkondensator 33 im Extremfall auf das volle Potential der Leitung 26 aufladen, also z.B. auf 60 V. Um dies zu verhindern, ist die Diode 52 vorgesehen, welche leitend wird, wenn die Spannung am Integrierkondensator 33 die stabilisierte Spannung an der Leitung 44 überschreitet.
Dadurch wird die Höhe der Spannung am Integrierkondensator 33 auch bei niedrigen Drehzahlen auf einen unschädlichen Wert begrenzt. Im übrigen ist die Wirkungsweise dieselbe, wie sie bei Fig. 1 beschrieben wurde, d.h. je höher die Drehzahl des Motors 10 wird, um so niedriger wird die Spannung am Integrierkondensator 33, und bei Überschreiten der gewünschten Drehzahl entstehen am Schwellwertglied 24 überhaupt keine Ausgangsimpulse 30 mehr, so dass sich der Integrierkondensator 33 über den Widerstand 34 entlädt. Naturgemäss könnte statt des Widerstands 34 auch ein aktives Entladeglied 34 vorgesehen werden, welches bei Überschreiten der gewünschten Drehzahl den Kondensator sehr rasch entlädt.
Bei Lüftern ist dies aber nicht erforderlich, da bei diesen das erforderliche Drehmoment mit steigender Drehzahl stark ansteigt und dadurch ein Überschreiten der gewünschten Drehzahl nicht zu befürchten ist.
Fig. 5 zeigt eine praktische Ausführungsform des elektronischen Umschalters 46. Die übrige Schaltung entspricht wie dargestellt derjenigen nach Fig. 4 und wird deshalb nicht nochmals beschrieben. Der elektronische Umschalter 46 weist einen npn Transistor 55 und eine Diode 56 auf. Der Kollektor des Transistors 55 ist mit dem Widerstand 47 und der Anode der Diode 56 verbunden, deren Kathode wie dargestellt mit dem Widerstand 34 und dem Integrierkondensator 33 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 55 ist mit der negativen Leitung 20 verbunden, seine Basis mit dem Ausgang des Schwellwertglieds 24 und - über einen Widerstand 57 - mit der Leitung 44.
Arbeitsweise von Fig. 5:
Wenn am Ausgang des Schwellwertglieds 24 keine Signale 30 vorhanden sind, wird der Transistor 55 über den Widerstand 57 leitend gehalten und verbindet den unteren Anschluss des Widerstands 47 mit der negativen Leitung 22. Dabei sperrt die Diode 56, da gewöhnlich am Integrierkondensator 33 eine bestimmte Spannung vorhanden ist. Dies entsprichte also der in Fig. 4 dargestellten Stellung des elektronischen Umschalters 46.
Kommt nun ein negativer Impuls 30 von Schwellwertglied 24, so wird der Transistor 55 gesperrt, und es kann über den Widerstand 47 und die Diode 56 ein Ladestrom zum Integrierkondensator 33 fliessen und diesen entsprechend aufladen. Dieser Vorgang entspricht vollständig dem, der bei Fig. 4 beschrieben wurde. Auch bei Fig. 5 sorgt die Diode 52 dafür, dass die Spannung am Integrierkondensator 33 einen bestimmten Höchstwert, z.B. 5 V, nicht überschreitet.
Fig. 6 zeigt die Anwendung der vorliegenden Erfindung bei einem zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotor, wie er an einem Beispiel in Fig. 7 dargestellt ist. Fig. 7 zeigt einen zweipoligen Motor, aber naturgemäss ist die vorliegende Erfindung weder darauf noch auf zweipulsige Motoren beschränkt.
Definitionen: Zweipulsig: Zahl der dem Stator zugeführten Stromimpulse pro Rotordrehung von 3600 el., bei einem zwei pulsigen Motor also zwei Stromimpulse.
Einsträngig: Der Motor hat nur eine einzige Wicklung. Ein sol cher Motor könnte auch als einphasig bezeichnet werden.
Zweipolig: Der Rotor hat zwei Pole.
Der in Fig. 7 dargestellte Motor 60 ist ein zweipoliger, zweipulsiger, einsträngiger Aussenläufermotor. Sein Aussenrotor 61 ist radial magnetisiert, wobei die beiden Pole durch N und S angedeutet sind.
Diese Magnetisierung ist trapezförmig mit engen Lücken 64 und 65 (ca. 5-10 el.) zwischen den Polen. Die trapezförmige Magnetisierung ergibt eine praktisch konstante Induktion über jeweils 170...175 el. und daran anschliessend einen monotonen Abfall der Magnetisierung, vergl. das DBP 2 346 380 (D 50 = DT - 153), wo das ausführlich erläutert ist.
Der Rotor 61 hat ein Umfangsteil 62, z.B. einen tiefgezogenen Topf aus Stahl, dessen nicht dargestellter Boden mit der nicht dargestellten Welle des Rotors verbunden ist. In diesem Topf 62 ist der eigentliche Magnet 63 befestigt, meist ein sogenannter Gummimagnet. Auf dem Topf 62 sind Lüfterflügel 67 des Lüfters aufgeschweisst, der vom Motor 60 angetrieben wird. Es ist nur ein einziger Flügel 67 gargestellt.
In Fig. 7 sind die Stellen mit praktisch konstanter Induktion (= Magnetflussdichte) für den Nordpol durch Schraffierung und für den Südpol mit grauer Farbe schematisch angedeutet.
Die Drehrichtung ist mit 66 bezeichnet.
Der Stator 68 hat zwei ausgeprägte Pole: einen oberen Pol 69 und einen unteren Pol 70, welche zwischen sich Nuten 73 und 74 einschliessen, in denen die Wicklung 75 angeordnet ist, deren Anschlüsse mit 78 und 79 bezeichnet sind. Ein Rotorstellungssensor 82 ist an der Öffnung der Nut 74 angeordnet. Der Sensor 82 ist ein galvanomagnetischer Sensor, z.B. ein Hall-IC; er gibt etwa rechteckförmige Signale mit einem Tastverhältnis von m = 50% ab, d.h. die Impulslänge ist etwa gleich der Pausenlänge.
Der Luftspalt 83 über dem Statorpol 69, und der mit ihm in der Form übereinstimmende Luftspalt 84 über dem Pol 70, sind so ausgebildet, wie das die US-PS 4 030 005 zeigt. Z.B. nimmt ausgehend von der Nut 73 der Luftspalt 83 in Drehrichtung bis zu einem Maximum 80 zu, und nimmt von da an monoton bis zu einem- Minimum d1 wieder ab. Man erzeugt so das gewünschte Reluktanzmoment, vergl. das bereits genannte DBP 2 346 380. Naturgemäss kann ein erfindungsgemässer Motor in gleicher Weise auch als Innenläufermotor aufgebaut werden.
Die Luftspaltform hängt von der Form des gewünschten Reluktanzmoments und der Art der Magnetisierung des Rotors 61 ab.
Die Pollücken 64 und 65 können mit Vorteil geschrägt sein.
In der Wicklung 75 fliesst im Betrieb abwechselnd ein Gleichstromimpuls vom Anschluss 78 zum Anschluss 79, und dann ein Gleichstromimpuls vom Anschluss 79 zum Anschluss 78. Zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen liegt jeweils eine Strompause. Die Erzeugung einer solchen Strompause ist Gegenstand verschiedener Patentanmeldungen und Patente der Anmelderin.
Wie Fig. 6 zeigt, ist die Motorwicklung 75 Teil einer Vollbrückenschaltung 90, welche zwei pnp-Leistungstransistoren 91, 92 und zwei npn-Leistungstransistoren 93, 94 aufweist. Die Emitter der Transistoren 91 und 92 sind an die positive Leitung 26, die Emitter der Transistoren 93 und 94 an die negative Leitung 20 angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren 91 und 93 sind miteinander und mit dem Wicklungsanschluss 78 verbunden. Ebenso sind die Kollektoren der Transistoren 92 und 94 miteinander und mit dem Wicklungsanschluss 79 verbunden.
Vier Freilaufdioden 95 bis 98 sind zu den Leistungstransistoren 91 bis 94 parallel geschaltet und schützen diese vor zu hohen Spannungsspitzen bei den Schaltvorgängen. Die Basen der Transistoren 91 und 92 sind über je einen Widerstand 101, 102 mit der positiven Leitung 26 verbunden, die Basen der Transistoren 93 und 94 über je einen Widerstand 103, 104 mit der negativen Leitung 20. Die Transistoren 91 bis 94 sind bei niedrigen Betriebsspannungen einfache Transistoren, bei hohen Betriebsspannungen bevorzugt Darlington-Transistoren.
Zum Ansteuern der Brückenschaltung 90 dienen zwei npn Transistoren 106, 107. Der Kollektor von 106 ist über einen Widerstand 108 mit der Basis von 92 verbunden, der Kollektor von 107 über einen Widerstand 109 mit der Basis von 91. Der Emitter von 106 ist mit der Basis von 93 verbunden, der Emitter von 107 mit der Basis von 94. Wenn also der Transistor 106 eingeschaltet wird, werden die beiden diagonal gegenüberliegenden Leistungstransistoren 92 und 93 leitend, und es fliesst ein Strom ii in Richtung vom Anschluss 79 zum Anschluss 78 durch die Wicklung 75. Wird umgekehrt der Transistor 107 eingeschaltet, so werden die diagonal gegenüberliegenden Transistoren 91 und 94 eingeschaltet, und es fliesst ein Strom i2 in Richtung vom Anschluss 78 zum Anschluss 79.
Als Stellglieder für einen Stromregler 110 sind ferner zwei npn-Transistoren 112 und 113 vorgesehen, die jeweils mit dem Emitter an die negative Leitung 20 angeschlossen sind. Der Kollektor von 112 ist mit der Basis von 93 und der Kollektor von 113 ist mit der Basis von 94 verbunden. Die Basis des Transistors 112 ist über einen Widerstand 114, die Basis des Transistors 113 über einen Widerstand 115 mit dem Ausgang 110' des Stromreglers 110 verbunden. Wenn der Stromregler 110 also die beiden Transistoren 112 und 113 leitend macht, so werden die Basen der Leistungstransistoren 93 und 94 stromlos, und diese beiden Transistoren sperren, so dass die Wicklung 75 von der negativen Leitung 20 getrennt ist und von dort keinen Strom mehr erhalten kann. Dagegen können in diesem Falle die Leistungstransistoren 91 und 92 nach wie vor eingeschaltet werden.
Dies ist vorteilhaft, weil der Stromabfall in der Wicklung 75 weiniger steil wird und sich an der Wicklung 75 kleinere Spannungsspitzen ergeben. Dadurch läuft der Motor 10 ruhiger und gleichmässiger, die Leistungstransistoren 91 und 94 werden weniger belastet, und die Eisenverluste des Motors 10 werden kleiner. Ausserdem ergeben sich auf den Zuleitungen zum Motor kleinere Stromschwankungen, und das wird unterstützt durch den Kondensator 45.
Die Steuertransistoren 106 und 107 werden über Steuerleitungen 116, 117 von einem Kommutierungs-Steuergerät 118, auch Auswahlschaltung genannt, angesteuert, und dieses erhält seiner als am invertierenden Eingang, ist der Ausgang 123 des Komparators 120 intern mit der negativen Leitung 20 verbunden. Ist dagegen der nicht invertierende Eingang positiver als der invertierende, so ist Ausgang 123 nicht mehr mit der Leitung 20 verbunden (sogenannte Schaltung mit offenem Kollektor). Solange der Ausgang 123 mit der negativen Leitung 20 verbunden ist, sperrt die Diode 56, und es kann über den Widerstand 47 kein Ladestrom zum Integrierkondensator 33 fliessen. Wird aber diese interne Verbindung im Komparator 120 aufgehoben, so fliesst über den Widerstand 47 ein Ladestrom zum Integrierkondensator 33, der in der Grössenordnung von RF liegt, (z.B.
10 uF) und lädt diesen auf, so dass die Spannung an diesem zunimmt. Auch hier sorgt die Diode 52 dafür, dass die Spannung am Integrierkondensator 33 nicht über das Potential an der Leitung 44, also die geregelte Spannung Uslab hinaus, ansteigen kann. Man erhält also hier genau wie bei Fig. 5 am Kondensator 33 eine Spannung, die mit steigender Drehzahl abnimmt und bei Überschreiten der gewünschten Drehzahl zu Null wird.
Die Entlademittel des Integrierkondensators 33 sind hier als Spannungsteiler 125, 126 ausgebildet, an dessen Ausgang 127 der negative Eingang eines zweiten Komparators 128 angeschlossen ist, der mit dem ersten Komparator 129 einen Doppelkomparator bildet, hier vom Typ LM 393. Dies ist wichtig für den Einbau in einem sehr kleinen Volumen, z.B. wie in Fig.
8 und 9 dargestellt in der Nabe 130 eines Gerätelüfters 131.
Dort ist auch ein Einstellglied 132 zum Verstellen des Widerstands 27 und damit zum Einstellen der gewünschten Lüfterdrehzahl, z.B. zwischen 2.000 und 5.000 U/min, vorgesehen.
Der nicht invertierende Eingang des zweiten Komparators 128 ist über einen Widerstand 134 mit dem motorseitigen Anschluss des Messwiderstands 12 verbunden, während der Widerstand 126 des Spannungsteilers 125, 126 mit dem anderen Anschluss des Messwiderstands 12 verbunden ist. Auf diese Weise addieren sich die Spannungen an den Widerständen 126 und 12, und ihre Summe wird den beiden Eingängen des Komparators 128 zugeführt. Die Polarität dieser Spannungen ist in Fig. 6 durch die Zeichen Plus und Minus dargestellt, d.h. für das Ansprechen des Komparators 128 kommt es darauf an, ob die Spannung am Messwiderstand 12 überwiegt oder die Spannung am Widerstand 126. Ist die Spannung am Messwiderstand 12 grösser, so wird der Komparator 128 eingeschaltet und sperrt wie beschrieben über die beiden Transistoren 112 und 113 die untere Hälfte der Vollbrücke 90. Im umgekehrten Falle, d.h.
wenn die Spannung am Widerstand 126 grösser ist, wird die Brücke 90 nicht gesperrt.
Bei niedriger Drehzahl ist wie beschrieben die Spannung am Widerstand 126 gross, da der Integrierkondensator 33 eine hohe Spannung hat, und der Strom im Motor 60 wird infolgedessen auf einen hohen Wert geregelt, wobei der Maximalwert durch die Diode 52 vorgegeben ist, welche wie beschrieben die Spannung am Integrierkondensator 33 nach oben begrenzt. Dies wirkt als Strombegrenzung, also als Anschlag des Reglers nach oben. Bei höheren Drehzahlen sinkt die Spannung am Widerstand 126 immer mehr ab, und folglich wird auch der Motorstrom auf immer niedrigere Werte geregelt, je mehr die Drehzahl zunimmt.
Der Komparator 128 ist als sogenannter Taktverstärker geschaltet, d.h. er hat eine positive Rückkopplung, welche eine Kapazität enthält, so dass er, wenn er angesprochen hat, erst nach einer bestimmten Zeit wieder in den vorherigen Zustand zurückschalten kann. Sein Ausgang 110' ist über einen Widerstand 135 mit der Leitung 44 und über einen ersten Kondensator 136 mit einem Knotenpunkt 137 verbunden, der über einen zweiten Kondensator 138 mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators 128 verbunden ist. Ferner sind zwei Dioden 139, 140 vorgesehen. Die Anode von 140 ist mit dem motorseitigen Anschluss des Widerstands 12 verbunden, die Kathode mit dem Knotenpunkt 137. Ferner ist die Kathode von 139 mit dem positiven Eingang von 128 verbunden, und die Anode von 139 mit dem Knotenpunkt 137.
Die Beschaltung der Rückführung hat folgende Aufgaben: Die Zeitkonstante des Taktverstärkers 128 wird im wesentlichen bestimmt durch den Widerstand 134 und den Kondensator 136.
Diese beiden Glieder bestimmten im wesentlichen die Umladezeit.
Wenn der Motor 60 bei sehr niedrigen Drehzahlen arbeitet, arbeitet der Taktverstärker mit einer hohen Frequenz, und das Tastverhältnis, also das Verhältnis von Einschaltdauer zu Pausendauer, ändert sich, weil bei niedrigen Drehzahlen dem Motor weniger Energie zugeführt werden muss. Dies hat zur Konsequenz, dass infolge der kurzen Zeitdauern, während deren dem Motor 60 noch Energie von aussen zugeführt wird, nicht genügend Zeit zur Verfügung steht, um den Kondensator 136 umzuladen. Dies hat an sich zur Folge - ohne die Elemente 138, 139 und 140-, dass der Motorstrom bei gleichbleibendem Sollwert, also bei konstanter Spannung am Widerstand 126, mit fallender Drehzahl erheblich ansteigt, typisch um bis zu 30%.
Dadurch könnten die Leistungstransistoren 91 bis 94 gefährdet werden. Durch die Diode 140 erreicht man nun, dass beim Laden des Kondensators 136 keine Verzögerung mehr auftritt, da hierbei diese Diode den Widerstand 134 überbrückt. Beim Entladen des Kondensators 136 dagegen sperrt die Diode 140, aber die Diode 139 wird leitend, so dass die Entladung über den Widerstand 134 erfolgt und das erforderliche Zeitverhalten ergibt.
Um ferner des Mitkopplungsverhalten in der gewünschten Weise zu beeinflussen, ist der zweite Kondensator 138 vorgesehen, welcher eine kleinere Kapazität hat als der Kondensator 136, typisch atwa ein Drittel hiervon, und welcher zur Diode 139 parallel geschaltet ist. Dieser Kondensator 138 bewirkt ein rasches Umschalten des Taktverstärkers 128. Würde er gleich gross gemacht wie der Kondensator 136, so würde sich wieder das unerwünschte Regelverhalten bei niedrigen Drehzahlen ergeben, da ja Lade- und Entladevorgang des zweiten Kondensators 138 nicht unsymmetrisch gemacht worden sind.
Durch die beschriebene Ausbildung der Rückführung erreicht man, dass beim Abbremsen des Motors 60 der Motorstrom um nicht mehr als etwa 5% vom vorgegebenen Wert abweicht. Ohne diese Massnahmen ergeben sich Variationen von ca. 30%.
Naturgemäss kann man den Stromregler 128 auch selbständig verwenden; hierzu ist es nur erforderlich, den Widerstand 125 an eine konstante Spannung anzuschliessen, z.B. an die Leitung 44. Es ergibt sich dann natürlich keine Drehzahlregelung.
Zu erwähnten ist noch, dass die Signale für die Drehzahlregelung hier direkt dem Hall-IC 82 entnommen werden, welcher die Kommutiersteuerschaltung 118 steuert. Die Signale am Ausgang des Hall-IC 82 werden durch das Differenzierglied 16, 17 differenziert und ergeben die Nadelimpulse 18 zur Ansteuerung des Transistors 19. Dies erspart einen separaten Tachogenerator, was stets wünschenswert ist.
Für die Schaltung nach Fig. 6 werden nachfolgend noch einige typische Werte angegeben, wobei k kOhm bedeutet: Spannungsstabilisierschaltung 43... LM 78 A5, Ausgangsspannung 5 V Hall-lC 82... TL 170 Kondensator 16... 4,7 nF Widerstände 17, 114, 115, 121, 122... 10 k Widerstand 27 500 k Kondensator 25... 47 nF Doppelkomparator 120, 128... LM 393 Widerstand 47... 33 k Kondensator 33... 10 RF Widerstand 125 100 k Widerstand 126 2 k Widerstand 12... 0,1 Ohm Widerstand 134... 3,3 k Kondensator 138... 4,7 nF Kondensator 136... 15 nF Kondensator 135... 1,5 k Widerstände 101, 102, 103, 104... 1 k Widerstände 108, 109... 0,7 k Diode 42 ... 4001.
Naturgemäss sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung zahlreiche weitere Abwandlungen und Modifikationen möglich.
Wenn ein erfindungsgemässer Motor zum Antrieb eines Lüfters dient, ist es oft erwünscht, dass der Motor schneller läuft, wenn die Temperatur steigt. Hierzu kann man mit grossem Vorteil den Widerstand 122 und/oder den Widerstand 27 als NTC-Widerstand ausbilden, da dann mit steigender Temperatur die geregelte Drehzahl automatisch erhöht wird. Falls kein Drehzahlregler verwendet wird, kann auch der Widerstand 125 als NTC-Widerstand ausgebildet werden, doch wird aus Stabilitätsgründen eine solche Drehzahlanpassung bevorzugt so vorgenommen, dass man eine entsprechende Beeinflussung am Eingang des Drehzahlreglers vornimmt.
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PATENT CLAIMS
1. Speed control arrangement for a collectorless DC motor, characterized in that a pulse generator (38) for generating short signals (18) is provided, the frequency of which is proportional to the speed to be controlled, that a capacitor (25) with a charging circuit (27) is provided To which capacitor (25) a discharge element (19) which can be controlled by the short signals (18) is assigned in order to periodically discharge this capacitor (25) in rhythm with the engine speed and then to recharge it via the charging circuit (27) so that the voltage is on the charging capacitor (25) can be supplied with a threshold value element (24), which emits an output signal (30) when a predetermined threshold value (Us) is exceeded, and that the output signal (30) of the threshold value element (24) is provided with a passive or active discharge means (34) provided integrator (32) can be fed,
whose output voltage serves as a control signal.
2. Arrangement according to claim 1, characterized in that the threshold element is designed as a comparator (120), one input of which is at a constant potential.
3. Arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that the integrator is assigned a further charging circuit (47) and an integrating capacitor (33), and that this further charging circuit (47), controlled by the output signals (30) of the threshold value element (24 ), can be connected (49) to the integrating capacitor (33).
4. Arrangement according to claim 3, characterized in that the further charging circuit (47) is deactivated in the pauses between the output signals (30) of the threshold value element (24).
5. Arrangement according to claim 3 or 4, characterized in that the threshold element (24) is connected to a stabilized voltage (Ustab) which is lower than the DC voltage used to operate the motor (10), and in that the further charging circuit (47 ) of the integrating capacitor (33) is connected to the higher DC voltage (26) used to operate the motor (10) in order to effect a fast and largely linear charging process of the integrating capacitor (33).
6. Arrangement according to claim 5, characterized in that the charging voltage of the integrating capacitor (33) is limited to a certain value, preferably the stabilized voltage (Ustab).
7. Arrangement according to one of claims 3 to 6, characterized in that a diode (56) is arranged in the connection from the further charging circuit (47) to the integrating capacitor (33), and that during the pauses between the output signals (30) of the threshold value element (24) this diode (56) is placed on the charging circuit side at a potential which corresponds approximately to the potential of the discharged integrating capacitor (33).
8. Arrangement according to one of claims 3 to 7, characterized in that the integrating capacitor (33) has a capacitance value of 10 RF.
9. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the output voltage of the integrator (32) serving as a control signal is used to generate the setpoint for a current controller (110) assigned to the motor (10).
10. The arrangement according to claim 9, characterized in that the current controller (110) is designed as a clock amplifier.
11. Arrangement according to claims 2 and 10, characterized in that the current regulator (110) and the comparator (120) serving as a threshold voltage element are designed as a double comparator and are arranged in a common housing.
12. The arrangement according to claim 10 or 11, characterized in that the current controller (110) is designed as an operational amplifier, to which a signal can be fed between its two inputs, which is the sum of a signal dependent on the motor current at the resistor (12) and one of the Output voltage of the integrator (33) dependent signal on the resistor (126).
13. The arrangement according to claim 12, characterized in that a capacitive feedback (136, 138) is provided between the output (110 ') of the operational amplifier (128) and its input.
14. Arrangement according to claim 13, characterized in that a first diode (140) is associated with the charge transfer process of this feedback in order to achieve a duty cycle of the clock amplifier which decreases at least almost independently of the clock amplifier as the engine speed decreases, current control of the capacitive feedback (136, 138) influenced in the sense of a shortening of the charge time constant.
15. The arrangement according to claim 14, characterized in that the first diode (140) is switched so that it derives a pulse to ground (20).
16. The arrangement according to claim 14 or 15, characterized in that the capacitive feedback has a first capacitor (136) with which a second, preferably smaller capacitor (138) is connected in series, the first diode (140) at the connection point ( 137) of the two capacitors (136, 138) is connected.
17. The arrangement according to claim 16, characterized in that a second diode (139) is connected in parallel to the second capacitor (138).
18. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that a voltage stabilizer (43) is provided for supplying power to the control and regulating part of the motor.
19. Fan with a speed control arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the fan (131) is driven by a two-pulse collectorless DC motor (60).
20. Fan according to claim 19, characterized in that the speed control arrangement and the commutation control are completely installed in the hub (130) of the fan (131) designed as a device fan.
21. Fan according to claim 18 or 19, characterized in that the motor (60) has only a single winding (75) and a semiconductor full-bridge circuit (90) for its control.
22. Fan according to claim 21, characterized in that the current controller (110) blocks only two of four semiconductor elements of the full bridge (90) when responding, and that free-wheeling diodes (95 to 98) are connected in parallel to all semiconductor elements.
23. Fan according to claim 20, characterized in that an actuator (132) is provided on the fan hub (130) for adjusting the speed setpoint.
The invention relates to a speed control arrangement according to the preamble of claim 1 and a fan according to claim 19.
Such a speed control arrangement has already been proposed in the earlier application P 28 22 315.6 (DT-224), see FIG. 6. There, a monostable multivibrator is triggered in the commutation gap by an AND gate, the output signals of which are fed to an integrating element . The voltage at this integrator serves as a setpoint for a current regulator, which in this way blocks the power supply to the motor when a predetermined speed is exceeded. To avoid lengths, express reference is made to the entire content of this older application.
The present invention proceeds from this earlier right
and has set itself the task of further improving control arrangements of this type, especially with regard to the need for discrete components and the overall volume required for the switching elements.
According to the invention, this is achieved by the measures specified in claims 1 and 19. In this way, speed control can be achieved with simple means, which works relatively precisely and e.g. very well suited to keep the speed of fans within the relatively narrow limits that are required in some applications. It is also extremely possible with such a circuit to set a given fan very precisely as required to a desired speed and thus a desired amount of cooling air and to maintain it in the long term regardless of fluctuations in temperature, operating voltage, etc.
Overall, this results in a very small space requirement for an arrangement according to the invention, since a single double comparator, that is to say a single IC, can be used for such an arrangement and a current regulator controlled by it, which is especially important if such a regulating arrangement is integrated directly into the Fan hub is to be installed, where usually only a very small volume is available.
Particularly preferred is a combination according to the invention of a speed controller according to claim 1 and a current controller designed as a clock amplifier, which limits the current, especially when starting, to values which are still below the current limit due to the power transistors of the motor, in order to reliably avoid thermal overload during starting . This significantly increases operational safety.
In the case of current control with a clock amplifier, the pulse duty factor and frequency of the switch-on pulses strongly depend on the motor speed. At low speeds, and especially in the first seconds after switching on, difficulties can arise for limiting the start-up current with such a clock amplifier, because this contains a capacitor in its feedback and there is not enough time during the short switch-on pulses when starting Available to reload this capacitor. The consequence of this is that the current controller does not comply with the desired current limit value, but that this limit value is exceeded when starting, provided a clock amplifier of a simple conventional design is used.
The semiconductor switching elements of the motor can therefore be destroyed at low speeds or if the rotor of the motor is blocked for a long time. After further development of the invention, the feedback of the clock amplifier is therefore designed in a special way to counteract this effect and to largely switch it off. This is the subject of claims 14 to 17. These measures are particularly important in the case of fans, since there the foreign body can obstruct or block the rotation of the fan wheel, which in no case may lead to overloading and destruction of the motor or its semiconductor switching elements.
Further details and advantageous developments of the invention result from the exemplary embodiments described below and shown in the drawing, which are in no way to be understood as a restriction of the invention, and from the dependent claims. It shows:
1 shows a first embodiment of a speed control arrangement according to the invention,
2 and 3 diagrams to explain the operation of Fig. 1,
4 shows a circuit variant of FIG. 1, which enables adjustment of the loop gain of the control loop, in a schematic representation,
5 shows a practical embodiment for the principle shown in FIG. 4,
6 is a detailed circuit diagram of a complete circuit for speed control and current limitation of a two-pulse collectorless DC motor,
Fig.
7 shows an embodiment of a two-pulse motor.
how it is suitable for use in the circuit shown in Fig. 6, and
8 and 9 an illustration of a device fan in which an arrangement according to FIG. 6 is provided in the hub and an adjusting member for adjusting the speed setpoint is accessible from the outside of the hub.
1 shows a direct current motor 10, which is fed via a npn power transistor 11 and a measuring resistor 12 from a direct current source 13 and which drives a tachometer generator 14, which serves as a setpoint generator for speed control and supplies square-wave pulses 15 at its output.
A differentiator consists of a capacitor 16 and a resistor 17 and differentiates the square-wave pulses into relatively short needle pulses 18, of which only the positive pulses are effective in the present case. These needle pulses 18 are fed to the base of an npn discharge transistor 19, the emitter of which is connected to the negative line 20, while its collector is connected to a node 23 and via this to the input of a threshold element 24. Between the node 23 and the negative line 20 there is a capacitor 25, and between the positive line 26 and the node 23 there is a resistor 27 which can advantageously be set in order to be able to set the speed setpoint. The resistor 27 forms the charge circuit of the capacitor 25, and the transistor 19 forms its discharge element.
The output signals 30 of the threshold element 24 are fed to an integrator 32, which has an integrating capacitor 33 and passive discharge means connected in parallel, here in the form of a resistor 34. The pulses 30 are integrated in the integrating capacitor 33 and, depending on their frequency and their length, generate a specific voltage thereon, which decreases with increasing speed. This voltage is fed to an amplifier 35, which is expediently designed as a current regulator, for which purpose the signal at the measuring resistor 12, which is proportional to the motor current, is fed to it via a connection 36. The amplifier 35 controls the speed of the motor 10 in such a way that it corresponds approximately to the target value set at the resistor 27.
To explain the mode of operation of FIG. 1, reference is made to FIGS. 2 and 3. FIG. 2 shows schematically the conditions at a relatively low speed, FIG. 3 at a higher speed. The same reference numerals are used as in FIG. 1.
The pulse generator 38 consisting of the tachometer generator 14 and the differentiating element 16, 17 supplies needle pulses 18 (FIG.
2 A and 3 A) with a frequency that is proportional to the speed of the motor 10. These pulses briefly switch transistor 19 fully on, and this discharges capacitor 25.
The latter is constantly charged via its charging circuit 27 according to an e-function (naturally a different charging characteristic would also be possible), and depending on how closely the pulses 18 follow one another, the voltage 39 across the capacitor 18 reaches a certain level before this capacitor is discharged again becomes. This can be seen from the comparison of FIGS. 2 B and 3 B: In FIG. 2, the motor 10 runs slowly and the voltage 39 reaches a relatively high amplitude; 3, the motor 10 is running faster and the amplitude of the voltage 39 is lower. This amplitude is therefore a measure of the speed of the motor 10.
The threshold value element 24 is set to a specific threshold voltage Us, which is entered in FIGS. 2 B and 3 B.
If the voltage 39 across the capacitor 25 exceeds the value U5, the threshold value element 24 outputs an output signal until the voltage 39 has fallen below the threshold value Us again.
In Fig. 2 e.g. the voltage 39 at the time t1 the threshold value U5, and at the time t2 it becomes smaller than this again, and charging current pulses 30 are thus obtained at the output of the threshold value element 24, which according to FIG. 2C are relatively long when the speed is low, and which, according to FIG. 3 C, become ever shorter with increasing speed and become zero when the target speed is exceeded. These pulses 30 are fed to the integrator 32 and integrated there.
The voltage at the integrating capacitor 33 is therefore high at low speeds, it decreases at higher speeds and finally becomes zero when the desired speed is exceeded. This voltage controls the current in motor 10, i.e. the closer the motor 10 approaches the desired speed, the more the current in it is reduced.
If a current limitation is provided according to connection 36, this prevents the motor from drawing an excessively high current in the event of an overload and thereby destroying the power transistor 11.
FIG. 4 shows a modification of the speed control arrangement according to FIG. 1. Parts which are the same or have the same effect as in the previous figures are also given the same reference numerals there and are usually not described again.
This also applies to the further FIGS. 5 to 9.
In the arrangement according to FIG. 4, only the motor 10 itself is supplied directly by the operating voltage source 13, a diode 42 being provided to protect against incorrectly polarized connection. As in FIG. 1, the positive line is designated 26, the negative line 20. The voltage between these two lines can e.g. are between 12 V and 110 V, depending on the application, and of course the winding of the motor 10 must be dimensioned accordingly.
A voltage stabilizer 43 is used to supply the speed controller with a constant voltage of e.g. 5 V and a capacitor 45 is connected in parallel, e.g. of 220 uF. The threshold element 24, the amplifier 35, and the charging circuit 27 of the capacitor 25 are connected to this stabilized voltage Ustab. However, the higher voltage on the positive line 26 is preferably used to charge the integrating capacitor 33.
The threshold element 24 controls here with its output pulses 30 an electronic switch 46, the switching contact of which is connected via a resistor 47 to the positive line 26 (eg plus 60 V), while its one output 48 with the negative line and its other output 49 as shown with the integrating capacitor 33 and its discharge resistor 34 is also connected to the anode of a diode 52, the cathode of which is connected to the line 44 (for example 5 V).
Operation of Fig. 4:
If there is no signal 30 at the output of the threshold element 24, the electronic changeover switch 46 is in the position shown and connects the lower connection of the resistor 47 to the line 20.
However, if an output pulse 30 occurs, the electronic changeover switch 46 is switched over and connects the lower connection of the resistor 47 to the integrating capacitor 33, so that the latter is charged. Because of the high voltage of e.g. 60 V on the line 26, the charging process of the integrating capacitor 33 is in the voltage range used for the control, compared to 60 V small voltage range of e.g. 0 ... 5 V almost linear. This very advantageously prevents the circuit gain of the system, which is a function of the charging speed, from changing with the setpoint value of the speed.
Would integrating capacitor 33 be charged from a low voltage source, e.g. from a voltage source with 5 V, there would be a strongly non-linear charging curve, namely an e function, and therefore the loop gain would be higher at low speeds than at high speeds. If you want a correspondingly large adjustment range for the speed, e.g. in a ratio of 2: 1, this would result in unstable operation at low speeds, and in operation with high speeds would result in operation with low speed stability. The measure described thus enables a large adjustment range for the engine speed, as well as high-quality speed control in this entire adjustment range.
By adjusting the resistor 47, the loop gain, ie the sensitivity of the controller, can also be set to a favorable value, which also means a significant advantage. Naturally, the voltage ratios are not limited to the examples given, and any DC voltage that does not necessarily have to be the operating voltage of the motor can serve as the higher DC voltage.
Since the resistor 47 is connected to the positive line 26, the integrating capacitor 33 could in extreme cases charge up to the full potential of the line 26, e.g. to 60 V. To prevent this, the diode 52 is provided, which becomes conductive when the voltage on the integrating capacitor 33 exceeds the stabilized voltage on the line 44.
As a result, the level of the voltage on the integrating capacitor 33 is limited to a harmless value even at low speeds. Otherwise, the mode of operation is the same as that described in Fig. 1, i.e. the higher the speed of the motor 10, the lower the voltage at the integrating capacitor 33, and when the desired speed is exceeded, no output pulses 30 occur at the threshold element 24, so that the integrating capacitor 33 discharges through the resistor 34. Naturally, instead of the resistor 34, an active discharge member 34 could also be provided, which discharges the capacitor very quickly when the desired speed is exceeded.
This is not necessary in the case of fans, since the required torque rises sharply with increasing speed and there is therefore no fear of the desired speed being exceeded.
FIG. 5 shows a practical embodiment of the electronic switch 46. The rest of the circuit corresponds to that according to FIG. 4 and is therefore not described again. The electronic switch 46 has an NPN transistor 55 and a diode 56. The collector of transistor 55 is connected to resistor 47 and the anode of diode 56, the cathode of which, as shown, is connected to resistor 34 and integrating capacitor 33. The emitter of transistor 55 is connected to negative line 20, its base to the output of threshold element 24 and - via a resistor 57 - to line 44.
Operation of Fig. 5:
If there are no signals 30 at the output of the threshold element 24, the transistor 55 is kept conductive via the resistor 57 and connects the lower connection of the resistor 47 to the negative line 22. The diode 56 blocks, since usually a certain voltage is present at the integrating capacitor 33 is available. This corresponds to the position of the electronic switch 46 shown in FIG. 4.
If a negative pulse 30 now comes from the threshold element 24, the transistor 55 is blocked and a charging current can flow through the resistor 47 and the diode 56 to the integrating capacitor 33 and charge it accordingly. This process corresponds entirely to that described in FIG. 4. 5, the diode 52 also ensures that the voltage at the integrating capacitor 33 has a certain maximum value, e.g. 5 V, does not exceed.
FIG. 6 shows the application of the present invention to a two-pulse collectorless direct current motor, as shown using an example in FIG. 7. Fig. 7 shows a two-pole motor, but naturally the present invention is not limited to this nor to two-pulse motors.
Definitions: Two-pulse: Number of current pulses supplied to the stator per rotor rotation of 3600 el., I.e. two current pulses for a two-pulse motor.
Single-stranded: the motor has only one winding. Such a motor could also be described as a single phase.
Two-pole: The rotor has two poles.
The motor 60 shown in FIG. 7 is a two-pole, two-pulse, single-stranded external rotor motor. Its outer rotor 61 is magnetized radially, the two poles being indicated by N and S.
This magnetization is trapezoidal with narrow gaps 64 and 65 (approx. 5-10 el.) Between the poles. The trapezoidal magnetization results in a practically constant induction over 170 ... 175 el. And then a monotonous drop in magnetization, see DBP 2 346 380 (D 50 = DT - 153), where this is explained in detail.
The rotor 61 has a peripheral part 62, e.g. a deep-drawn steel pot, the bottom of which is not shown, is connected to the shaft of the rotor, not shown. The actual magnet 63, usually a so-called rubber magnet, is fastened in this pot 62. Fan blades 67 of the fan, which is driven by the motor 60, are welded onto the pot 62. Only a single wing 67 is provided.
In Fig. 7, the points with practically constant induction (= magnetic flux density) for the north pole by hatching and for the south pole are indicated schematically with gray color.
The direction of rotation is designated 66.
The stator 68 has two salient poles: an upper pole 69 and a lower pole 70, which include slots 73 and 74 between them, in which the winding 75 is arranged, the connections of which are designated by 78 and 79. A rotor position sensor 82 is arranged at the opening of the groove 74. The sensor 82 is a galvanomagnetic sensor, e.g. a Hall IC; it emits approximately rectangular signals with a duty cycle of m = 50%, i.e. the pulse length is approximately equal to the pause length.
The air gap 83 over the stator pole 69, and the air gap 84 over the pole 70 with the same shape, are designed as shown in US Pat. No. 4,030,005. E.g. starting from the groove 73, the air gap 83 increases in the direction of rotation up to a maximum 80, and from then on it decreases monotonously down to a minimum d1. The desired reluctance torque is generated in this way, cf. already mentioned DBP 2 346 380. Naturally, a motor according to the invention can also be constructed in the same way as an internal rotor motor.
The shape of the air gap depends on the shape of the desired reluctance torque and the type of magnetization of the rotor 61.
The pole gaps 64 and 65 can advantageously be beveled.
During operation, a direct current pulse flows alternately from the connection 78 to the connection 79 in the winding 75, and then a direct current pulse flows from the connection 79 to the connection 78. There is a current pause between two successive pulses. The generation of such a power break is the subject of various patent applications and patents by the applicant.
As shown in FIG. 6, the motor winding 75 is part of a full-bridge circuit 90, which has two pnp power transistors 91, 92 and two npn power transistors 93, 94. The emitters of transistors 91 and 92 are connected to positive line 26, the emitters of transistors 93 and 94 to negative line 20. The collectors of the transistors 91 and 93 are connected to one another and to the winding connection 78. Likewise, the collectors of transistors 92 and 94 are connected to one another and to winding connection 79.
Four freewheeling diodes 95 to 98 are connected in parallel to the power transistors 91 to 94 and protect them from excessive voltage peaks during the switching operations. The bases of the transistors 91 and 92 are each connected to the positive line 26 via a resistor 101, 102, the bases of the transistors 93 and 94 are each connected to the negative line 20 via a resistor 103, 104. The transistors 91 to 94 are at low Operating voltages simple transistors, with high operating voltages Darlington transistors preferred.
Two npn transistors 106, 107 are used to drive the bridge circuit 90. The collector of 106 is connected via a resistor 108 to the base of 92, the collector of 107 via a resistor 109 with the base of 91. The emitter of 106 is connected to the The base of 93 is connected, the emitter of 107 is connected to the base of 94. So when transistor 106 is turned on, the two diagonally opposite power transistors 92 and 93 become conductive and a current ii flows from terminal 79 to terminal 78 through the Winding 75. If, conversely, transistor 107 is switched on, diagonally opposite transistors 91 and 94 are switched on and a current i2 flows in the direction from connection 78 to connection 79.
Two npn transistors 112 and 113 are also provided as actuators for a current regulator 110, each of which is connected to the negative line 20 with the emitter. The collector of 112 is connected to the base of 93 and the collector of 113 is connected to the base of 94. The base of the transistor 112 is connected via a resistor 114, the base of the transistor 113 via a resistor 115 to the output 110 ′ of the current regulator 110. Thus, when the current regulator 110 makes the two transistors 112 and 113 conductive, the bases of the power transistors 93 and 94 become currentless and these two transistors block, so that the winding 75 is separated from the negative line 20 and no longer receives any current from there can. In contrast, in this case the power transistors 91 and 92 can still be switched on.
This is advantageous because the current drop in the winding 75 becomes less steep and there are smaller voltage peaks in the winding 75. As a result, the motor 10 runs more smoothly and evenly, the power transistors 91 and 94 are subjected to less stress, and the iron losses of the motor 10 become smaller. In addition, there are minor current fluctuations on the leads to the motor, and this is supported by the capacitor 45.
The control transistors 106 and 107 are controlled via control lines 116, 117 by a commutation control unit 118, also called a selection circuit, and this receives it as the inverting input, the output 123 of the comparator 120 is internally connected to the negative line 20. If, on the other hand, the non-inverting input is more positive than the inverting one, output 123 is no longer connected to line 20 (so-called circuit with an open collector). As long as the output 123 is connected to the negative line 20, the diode 56 blocks, and no charging current can flow to the integrating capacitor 33 via the resistor 47. However, if this internal connection in the comparator 120 is broken, a charging current flows to the integrating capacitor 33 via the resistor 47, which is of the order of magnitude of RF (e.g.
10 uF) and charges it so that the voltage on it increases. Here, too, the diode 52 ensures that the voltage at the integrating capacitor 33 cannot rise above the potential on the line 44, that is to say the regulated voltage Uslab. In this case, exactly as in FIG. 5, a voltage is obtained across capacitor 33 which decreases with increasing speed and becomes zero when the desired speed is exceeded.
The discharge means of the integrating capacitor 33 are designed here as voltage dividers 125, 126, to the output 127 of which the negative input of a second comparator 128 is connected, which forms a double comparator with the first comparator 129, here of the LM 393 type. This is important for installation in a very small volume, e.g. as in Fig.
8 and 9 shown in the hub 130 of a device fan 131.
There is also an adjusting member 132 for adjusting the resistor 27 and thus for adjusting the desired fan speed, e.g. between 2,000 and 5,000 rpm.
The non-inverting input of the second comparator 128 is connected via a resistor 134 to the motor-side connection of the measuring resistor 12, while the resistor 126 of the voltage divider 125, 126 is connected to the other connection of the measuring resistor 12. In this way, the voltages across resistors 126 and 12 add up and their sum is fed to the two inputs of comparator 128. The polarity of these voltages is represented in Fig. 6 by the signs plus and minus, i.e. The response of the comparator 128 depends on whether the voltage at the measuring resistor 12 predominates or the voltage at the resistor 126. If the voltage at the measuring resistor 12 is greater, the comparator 128 is switched on and blocks as described via the two transistors 112 and 113 the lower half of the full bridge 90. In the opposite case, ie
if the voltage across resistor 126 is greater, bridge 90 is not blocked.
At low speed, as described, the voltage across resistor 126 is high because the integrating capacitor 33 has a high voltage, and the current in the motor 60 is consequently regulated to a high value, the maximum value being predetermined by the diode 52, which as described above The voltage at the integrating capacitor 33 has an upper limit. This acts as a current limitation, i.e. as an upward stop of the regulator. At higher speeds, the voltage across resistor 126 drops more and more, and consequently the motor current is regulated to ever lower values as the speed increases.
The comparator 128 is connected as a so-called clock amplifier, i.e. it has a positive feedback, which contains a capacity, so that, if it has responded, it can only switch back to the previous state after a certain time. Its output 110 'is connected via a resistor 135 to the line 44 and via a first capacitor 136 to a node 137 which is connected via a second capacitor 138 to the non-inverting input of the comparator 128. Two diodes 139, 140 are also provided. The anode of 140 is connected to the motor-side connection of the resistor 12, the cathode to the node 137. Furthermore, the cathode of 139 is connected to the positive input of 128, and the anode of 139 to the node 137.
The wiring of the feedback has the following tasks: The time constant of the clock amplifier 128 is essentially determined by the resistor 134 and the capacitor 136.
These two terms essentially determined the transfer time.
When the motor 60 is operating at very low speeds, the clock amplifier is operating at a high frequency and the duty cycle, that is to say the ratio of duty cycle to pause duration, changes because less energy has to be supplied to the motor at low speeds. The consequence of this is that, owing to the short time periods during which energy is still being supplied to the motor 60 from the outside, there is not enough time available to recharge the capacitor 136. As a result - without elements 138, 139 and 140 - the motor current increases significantly with falling speed, with the setpoint value remaining the same, i.e. with constant voltage across resistor 126, typically by up to 30%.
This could endanger the power transistors 91 to 94. The diode 140 now ensures that there is no longer a delay when charging the capacitor 136, since this diode bridges the resistor 134. On the other hand, when capacitor 136 is discharged, diode 140 blocks, but diode 139 becomes conductive, so that the discharge takes place via resistor 134 and results in the required timing.
In order to further influence the positive feedback behavior in the desired manner, the second capacitor 138 is provided, which has a smaller capacitance than the capacitor 136, typically atwa one third thereof, and which is connected in parallel with the diode 139. This capacitor 138 causes the clock amplifier 128 to be switched over quickly. If it were made the same size as the capacitor 136, the undesirable control behavior would again occur at low speeds, since the charging and discharging process of the second capacitor 138 has not been made asymmetrical.
The described design of the feedback means that when the motor 60 is braked, the motor current does not deviate from the predetermined value by more than about 5%. Without these measures, there are variations of approx. 30%.
Naturally, the current regulator 128 can also be used independently; all that is required is to connect resistor 125 to a constant voltage, e.g. to line 44. There is of course no speed control.
It should also be mentioned that the signals for the speed control are taken directly from the Hall IC 82, which controls the commutation control circuit 118. The signals at the output of the Hall IC 82 are differentiated by the differentiator 16, 17 and give the needle pulses 18 for driving the transistor 19. This saves a separate tachometer generator, which is always desirable.
A few typical values are given below for the circuit according to FIG. 6, where k kOhm means: voltage stabilizing circuit 43 ... LM 78 A5, output voltage 5 V Hall-LC 82 ... TL 170 capacitor 16 ... 4.7 nF Resistors 17, 114, 115, 121, 122 ... 10 k resistor 27 500 k capacitor 25 ... 47 nF double comparator 120, 128 ... LM 393 resistor 47 ... 33 k capacitor 33 ... 10 RF resistor 125 100 k resistor 126 2 k resistor 12 ... 0.1 ohm resistor 134 ... 3.3 k capacitor 138 ... 4.7 nF capacitor 136 ... 15 nF capacitor 135 ... 1.5 k Resistors 101, 102, 103, 104 ... 1 k resistors 108, 109 ... 0.7 k diode 42 ... 4001.
Naturally, numerous other modifications and modifications are possible within the scope of the present invention.
When a motor according to the invention is used to drive a fan, it is often desirable for the motor to run faster when the temperature rises. For this purpose, resistor 122 and / or resistor 27 can be designed as an NTC resistor with great advantage, since the regulated speed is then automatically increased with increasing temperature. If no speed controller is used, resistor 125 can also be designed as an NTC resistor, but for reasons of stability, such a speed adjustment is preferably carried out in such a way that a corresponding influencing is carried out at the input of the speed controller.