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PATENTANSPRÜCHE
1. Aktive Glättungseinrichtung mit einer Längsimpedanz, deren erster Anschluss den Eingang und deren zweiter Anschluss den Ausgang eines Dreipols bilden, dessen dritter Pol an ein Bezugspotential angeschlossen ist, dadurch gekenn7eichnet, dass ein Feldeffekt-Transistor (FET) vorhanden ist, dessen Anoden-Kathoden-Strecke wenigstens teilweise die Längsimpedanz bildet und dessen Steueranschluss über die Reihenschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors (T) und eines Begrenzer-Widerstandes (R6) mit einem Referenzanschluss (B') verbunden ist, dass ferner die Basis des Transistors (T) mit dem Ausgangssignal eines Operationsverstärkers (OP) beaufschlagt ist,
dessen nichtinvertierender Eingang sowohl über einen Kondensator (Cl) mit dem dritten Pol (B) des Dreipols als auch über einen ersten Widerstand (Rl) mit einem Regelpotentialanschluss (Q) verbunden ist, der einerseits über einen ersten Brückenwiderstand (R2, R3) an den Eingang (E) des Dreipols und andererseits über einen zweiten Brückenwiderstand (R8) an den Referenzanschluss (B') angeschlossen ist, und dessen invertierender Eingang einerseits über eine Referenzspannungsquelle (Ub, R10) mit dem Ausgang (A) des Dreipols und andererseits über einen weiteren Brückenwiderstand (R9) mit dem Referenzanschluss (B') verbunden ist, und dass zwischen dem Eingang (E) des Dreipols und dem Steuereingang des Feldeffekt-Transistors (FET) ein Steuer-Widerstand (R5) eingefügt ist.
2. Glättungseinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur Anoden-Kathoden-Strecke des Feldeffekt-Transistors (FET) mindestens eine Schutzdiode (D6, D7) eingefügt ist.
3. Glättungseinrichtung nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der invertierende Eingang des Operationsverstärkers (OP) über eine Gegenkopplungsimpedanz (C2) mit dem Emitter des Transistors (T) verbunden ist.
4. Glättungseinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzspannungsquelle (Ub) eine Zenerdiode (Z) aufweist, und dass zwischen dem Referenzanschluss (B') und dem dritten Pol (B) des Dreipols ein weiterer Widerstand (R7) eingefügt ist.
5. Glättungseinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der invertierende Eingang des Operationsverstärkers (OP) über die Reihenschaltung eines RC-Gliedes (Rl 1, C4) mit dem Ausgang (A) des Dreipols verbunden ist.
6. Glättungseinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der invertierende Eingang des Operationsverstärkers (OP) über eine Diode (D4) mit dem Emitter des Transistors (T) verbunden ist.
7. Glättungseinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Operationsverstärkers (OP) über eine weitere Diode (Dl) mit dem Emitter des Transistors (T) verbunden ist.
8. Glättungseinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die parallel zur Anoden-Kathoden-Strecke des Feldeffekt-Transistors (FET) eingefügte Schutzdiode eine Zenerdiode (D6, D7) ist.
9. Glättungseinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem einen Hauptanschluss des Feldeffekt-Transistors (FET) und dem Steuereingang desselben eine Zenerdiode (D5) eingefügt ist.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine aktive Glättungseinrichtung gemäss dem Oberbegriff des Patentanpruches 1.
In Glättungseinrichtungen für relativ grosse Ströme und tiefe Frequenzen werden vielfach Kondensatoren mit relativ hohen Kapazitätswerten eingesetzt, was mit einem grossen Platzbedarf und hohen Einschaltströmen verbunden ist. Um den Platzbedarf zu reduzieren, können Schaltungen zur Spannungsstabilisierung mit einem Emitterfolger verwendet werden. Solche Schaltungen erweisen sich indessen als nachteilig, da sowohl der Spannungsabfall, den sie hervorrufen, als auch die entstehenden Verluste zu gross sind.
Demgegenüber zeigt die Erfindung einen Weg, um zu einer aktiven Glättungseinrichtung zu gelangen, die einen kleinen Spannungsabfall aufweist und mit deren Hilfe sowohl primärseitig als auch sekundärseitig von Störquellen verursachte tieffrequente Störungen weitgehend aufgehoben werden.
Dies wird erfindungsgemäss durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Massnahmen erreicht.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Die Erfindung wird nachfolgend durch Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 das Schaltbild einer einfachen als Dreipol ausgebildeten passiven Glättungseinrichtung, und
Fig. 2 das Schaltbild einer Ausführung einer als Dreipol ausgebildeten aktiven Glättungseinrichtung nach der Erfindung.
Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei der die Ausgangsspannung eines Gleichrichters GS über eine als Dreipol aufgebaute passive Glättungseinrichtung GE dem Eingang eines Verbrauchers VS zugeführt wird, dessen Ersatzschaltung aus der Parallelschaltung eines variablen Widerstandes RL mit der Reihenschaltung einer Impedanz ZL und eines Wechselspannungs-Generators WG besteht. Ein solcher Verbraucher kommt vielfach als Rufschaltung in Telephonieanlagen vor. Der Dreipol GE besteht aus einem Tiefpass, der eine in Serie geschaltete Impedanz ZS und einen parallelgeschalteten Kondensator C aufweist.
Dabei bildet der erste Anschluss der Impedanz ZS den Eingang E und der zweite Anschluss der Impedanz den Ausgang A des Dreipols.
Als Ersatz für den Dreipol GE nach Fig. 1 kann eine aktive Glättungseinrichtung nach Fig. 2 eingesetzt werden, die einen Operationsverstärker OP aufweist, dessen invertierender Eingang an einer auf den Ausgang A bezogene Referenzspannung Ub liegt und dessen nichtinvertierender Eingang einerseits über einen Kondensator Cl mit dem Bezugspotential-Anschluss B des Dreipols und andererseits über die Reihenschaltung von vier Widerständen Rl, R2, R3 und R4 mit dem einen Anschluss eines Feldeffekt-Transistors FET verbunden ist, dessen anderer Anschluss den Ausgang A des Dreipols (Fig. 1) bildet, so dass der Hauptstrom über die Anoden-Kathoden-Strecke des Feldeffekt-Transistors FET fliesst.
Der den Eingang E des Dreipols bildende gemeinsame Anschluss der Widerstände R3 und R4 ist über einen Steuer Widerstand R5 einerseits mit dem Steueranschluss des Feldeffekt-Transistors FET und andererseits mit den Kollektor eines Transistors T verbunden, der über seine Basis mit dem Ausgangssignal des Operationsverstärkers OP gesteuert ist.
Dabei ist der gemeinsame Anschluss der Widerstände R2 und R3 mit P bezeichnet. Die Reihenschaltung der Widerstände R2 und R3 stellt einen Zweig einer Brücken-Widerstands Schaltung dar.
Der Emitter des Transistors T ist einmal über eine Schutzdiode Dl mit dessen Basis, zum anderen über einen Gegenkopplungs-Kondensator C2 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP und ausserdem über die Reihenschaltung zweier Widerstände R6 und R7 mit dem Anschluss B verbunden, wobei zwischen dem gemeinsamen Anschluss B' dieser beiden Widerstände R6 und R7 und dem
gemeinsamen Anschluss Q der Widerstände Rl und R2 ein weiterer Brücken-Widerstand R8 eingefügt ist. Speisespannungsmässig liegt ferner der Operationsverstärker OP sowie eine Zenerdiode Z zwischen dem Referenzanschluss B' und dem Ausgang A des Dreipols. Parallel zur Zenerdiode Z sind ein Kondensator C3 sowie die Reihenschaltungen einerseits zweier Schutzdioden D2 und D3 und andererseits zweier Brücken-Widerstände R9 und R10 geschaltet, wobei der gemeinsame Anschluss dieser Dioden D2 und D3 mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP und der gemeinsame Anschluss der Widerstände R9 und R10 einerseits mit dem invertierenden Eingang desselben und andererseits über die Reihenschaltung eines Widerstandes Rl 1 und eines Kondensators C4 mit dem Ausgang A des Dreipols verbunden ist.
In der Glättungseinrichtung nach Fig. 2 sind zudem weitere Schutzdioden D4 und D5 eingesetzt, wobei die Diode D4 parallel zum Kondensator C2 liegt; die Diode D5 ist eine Zener-Diode, die zwischen dem Source Anschluss des Feldeffekt-Transistors FET und dessen Steueranschluss (Gate) eingefügt ist. Zwischen dem Drain Anschluss und dem Eingang E sind zwei weitere Dioden D6 und D7 in Reihe geschaltet.
Die Glättungseinrichtung nach Fig. 2 funktioniert folgendermassen:
Der Feldeffekt-Transistor FET ist für relativ hohe Leistungen vorgesehen, so dass er als Serieregler arbeiten kann, wobei er vom Operationsverstärker OP derart gesteuert wird, dass an dessen beiden Eingängen die Differenzspannung praktisch gleich Null ist. Diese Steuerung geschieht über den Transistor T, der zusammen mit dem Begrenzer-Widerstand R6 eine Stromquelle bildet, deren Strom eine Spannung über dem Steuer-Widerstand R5 bewirkt, die den Feldeffekt-Transistor FET aussteuert und somit den Spannungsabfall zwischen dem Eingang E und dem Ausgang A bestimmt, wobei bei geeigneter Wahl des Feldeffekt-Transistors der strombegrenzende Widerstand R4 auch entfallen kann.
Im einfachsten Fall können beispielsweise die Widerstände R2, R8, R9 und R10 den gleichen Widerstandswert aufweisen, so dass der von der Zenerdiode Z bestimmte Spannungsabfall über den Widerständen R9 und RIO jeweils gleich Ub ist. Damit die Differenzspannung an den Eingängen des Operationsverstärkers OP Null wird, muss dieser die Glättungseinrichtung derart steuern, dass die Spannung über den Brücken-Widerstand R8 ebenfalls Ub beträgt, da der Spannungsabfall über den Widerstand Rl sowie die Eingangsströme des Operationsverstärkers OP vernachlässigt werden dürfen.
Durch die Spannung Ub über dem Brücken-Widerstand R8 ist auch die Spannung über den Brücken-Widerstand R2, R3 gegeben, da sie praktisch denselben Strom führen. Die Spannung über dem Widerstand R2 beträgt somit Ub und diejenige über dem Widerstand R3 beispielsweise U 1. Deshalb muss auch die Spannung über dem Widerstand R4 und dem Feldeffekt-Transistor FET, also der Spannungsabfall zwischen dem Eingang E und dem Ausgang A den Wert Ul betragen, weil der Spannungsabfall zwischen den Punkten P und B gleich demjenigen zwischen den Punkten A und B ist.
Aus der Eingangsspannung zwischen den Punkten B und E wird mit den Brücken-Widerständen R8, R2 und R3 und dem durch den Widerstand Rl und den Kondensator Cl gebildeten Tiefpass eine Fühlungsspannung am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP erzeugt, welche von diesem mit der um die Referenzspannung Ub reduzierten Ausgangsspannung zwischen den Punkten B und A verglichen wird. Sehr langsame Spannungsänderungen beispielsweise der Frequenz fl zwischen den Punkten B und E werden durch den Tiefpass nicht geglättet und deshalb auf den Ausgang der Glättungseinrichtung übertragen. Etwas schnellere Spannungsänderungen beispielsweise der Frequenz f2 < fl, zwischen den Punkten B und E hingegen werden durch den Tiefpass Rl, Cl blockiert. Dadurch wird beispielsweise die Brummspannung der Stromversorgung geglättet und nicht auf den Ausgang übertragen.
Durch die hohe Verstärkung des Regelkreises, die hauptsächlich durch die Gegenkopplungsimpedanz C2 bestimmt wird, ist die Ausgangsimpedanz zwischen den Punkten B und A sehr klein. Die Dioden D6 und D7 führen den Strom zur Erzeugung der Speisespannung des Operationsverstärkers OP und der Referenzspannung beim Einschalten und schützen den Leistungstransistor FET vor Überbelastung. Sie können auch durch einen Widerstand oder gegebenenfalls durch eine einzige Diode, beispielsweise eine Zenerdiode, ersetzt werden.
Das durch den Widerstand Rl 1 und den Kondensator C4 gebildete RC-Glied trägt lediglich zur Stabilität der Schaltung, beispielsweise bei einer Frequenz f3 > f2, bei und kann daher in manchen Fällen entfallen. Die Diode D4 verhindert, dass das Potential am Emitter des Transistors T um mehr als etwa 0,7 Volt negativer als das Potential an seiner Basis wird.
Schliesslich ist noch zu bemerken, dass für den Zweck der Erfindung der Operationsverstärker OP speisespannungsmässig auch in irgendeiner anderen Form eingefügt werden kann.
Auch zur Erzeugung der Referenzspannung Ub kann eine beliebige Spannungsquelle zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP und dem Ausgang A, gegebenenfalls über Widerstände oder andere Bauelemente, eingefügt werden.
Sofern die zulässige Speisespannung der Operationsverstärkers OP nicht überschritten wird, kann der Widerstand R7 und die Zenerdiode Z auch entfallen und der Referenzanschluss B' mit dem Bezugspotential B verbunden werden.
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PATENT CLAIMS
1. Active smoothing device with a longitudinal impedance, the first connection of which forms the input and the second connection of which forms the output of a three-pole circuit, the third pole of which is connected to a reference potential, characterized in that a field-effect transistor (FET) is present, the anode cathodes of which Line at least partially forms the series impedance and its control connection is connected via the series connection of the collector-emitter section of a transistor (T) and a limiter resistor (R6) to a reference connection (B '), that the base of the transistor (T ) is supplied with the output signal of an operational amplifier (OP),
whose non-inverting input is connected both via a capacitor (Cl) to the third pole (B) of the three-pole circuit and via a first resistor (Rl) to a control potential connection (Q), which on the one hand connects to the via a first bridge resistor (R2, R3) Input (E) of the triple pole and on the other hand via a second bridge resistor (R8) is connected to the reference terminal (B '), and its inverting input on the one hand via a reference voltage source (Ub, R10) to the output (A) of the triple pole and on the other hand via a Another bridge resistor (R9) is connected to the reference terminal (B '), and that a control resistor (R5) is inserted between the input (E) of the three-pole circuit and the control input of the field effect transistor (FET).
2. Smoothing device according to claim 1, characterized in that at least one protective diode (D6, D7) is inserted parallel to the anode-cathode path of the field effect transistor (FET).
3. Smoothing device according to claim 1 or 2, characterized in that the inverting input of the operational amplifier (OP) is connected via a negative feedback impedance (C2) to the emitter of the transistor (T).
4. Smoothing device according to one of claims 1 to 3, characterized in that the reference voltage source (Ub) has a Zener diode (Z), and that between the reference terminal (B ') and the third pole (B) of the three-pole, a further resistor (R7 ) is inserted.
5. Smoothing device according to one of claims 1 to 4, characterized in that the inverting input of the operational amplifier (OP) is connected via the series circuit of an RC element (Rl 1, C4) to the output (A) of the three-pin connector.
6. Smoothing device according to one of the claims 1 to 5, characterized in that the inverting input of the operational amplifier (OP) is connected via a diode (D4) to the emitter of the transistor (T).
7. Smoothing device according to one of claims 1 to 6, characterized in that the output of the operational amplifier (OP) is connected via a further diode (Dl) to the emitter of the transistor (T).
8. Smoothing device according to one of the claims 1 to 7, characterized in that the protective diode inserted parallel to the anode-cathode path of the field effect transistor (FET) is a zener diode (D6, D7).
9. Smoothing device according to one of the claims 1 to 8, characterized in that a Zener diode (D5) is inserted between the one main connection of the field effect transistor (FET) and the control input thereof.
The present invention relates to an active smoothing device according to the preamble of patent claim 1.
In smoothing devices for relatively large currents and low frequencies, capacitors with relatively high capacitance values are often used, which is associated with a large space requirement and high inrush currents. In order to reduce the space requirement, circuits for voltage stabilization with an emitter follower can be used. Such circuits, however, prove to be disadvantageous since both the voltage drop which they cause and the losses which arise are too great.
In contrast, the invention shows a way to arrive at an active smoothing device that has a small voltage drop and with the help of which both low-frequency interference caused on the primary and secondary side by interference sources are largely eliminated.
This is achieved according to the invention by the measures specified in the characterizing part of claim 1.
Advantageous embodiments of the invention are specified in the dependent claims.
The invention is explained in more detail below by describing exemplary embodiments with reference to drawings. It shows:
Fig. 1 shows the circuit diagram of a simple three-pole passive smoothing device, and
Fig. 2 is a circuit diagram of an embodiment of a three-pole active smoothing device according to the invention.
Fig. 1 shows a circuit arrangement in which the output voltage of a rectifier GS via a three-pole passive smoothing device GE is fed to the input of a consumer VS, whose equivalent circuit consists of the parallel connection of a variable resistor RL with the series connection of an impedance ZL and an AC voltage generator Flat share exists. Such a consumer often occurs as a call circuit in telephony systems. The three-pole GE consists of a low-pass filter, which has an impedance ZS connected in series and a capacitor C connected in parallel.
The first connection of the impedance ZS forms the input E and the second connection of the impedance forms the output A of the three-pole circuit.
As an alternative to the three-pole GE according to FIG. 1, an active smoothing device according to FIG. 2 can be used, which has an operational amplifier OP, the inverting input of which is connected to a reference voltage Ub related to output A and the non-inverting input of which is on the one hand via a capacitor C1 the reference potential terminal B of the three-pin circuit and, on the other hand, via the series circuit of four resistors Rl, R2, R3 and R4 is connected to the one terminal of a field effect transistor FET, the other terminal of which forms the output A of the three-terminal circuit (FIG. 1), so that the main current flows over the anode-cathode path of the field-effect transistor FET.
The common connection of the resistors R3 and R4 forming the input E of the three-pole circuit is connected via a control resistor R5 on the one hand to the control connection of the field effect transistor FET and on the other hand to the collector of a transistor T, which is controlled by its base with the output signal of the operational amplifier OP is.
The common connection of the resistors R2 and R3 is denoted by P. The series connection of the resistors R2 and R3 represents a branch of a bridge resistor circuit.
The emitter of the transistor T is connected via a protective diode D1 to its base, on the other hand via a negative feedback capacitor C2 to the inverting input of the operational amplifier OP and also via the series connection of two resistors R6 and R7 to the connection B, between the common one Terminal B 'of these two resistors R6 and R7 and the
common connection Q of the resistors Rl and R2 a further bridge resistor R8 is inserted. In terms of supply voltage, there is also the operational amplifier OP and a zener diode Z between the reference terminal B 'and the output A of the three-pole circuit. A capacitor C3 and the series connections on the one hand two protective diodes D2 and D3 and on the other hand two bridge resistors R9 and R10 are connected in parallel with the Zener diode Z, the common connection of these diodes D2 and D3 with the non-inverting input of the operational amplifier OP and the common connection of the resistors R9 and R10 is connected on the one hand to the inverting input of the same and on the other hand via the series connection of a resistor Rl 1 and a capacitor C4 to the output A of the three-pole circuit.
2 further protective diodes D4 and D5 are used, the diode D4 being parallel to the capacitor C2; the diode D5 is a Zener diode, which is inserted between the source terminal of the field effect transistor FET and its control terminal (gate). Two further diodes D6 and D7 are connected in series between the drain connection and the input E.
The smoothing device according to FIG. 2 functions as follows:
The field effect transistor FET is provided for relatively high powers so that it can operate as a series regulator, being controlled by the operational amplifier OP in such a way that the differential voltage is practically zero at its two inputs. This control takes place via the transistor T, which together with the limiter resistor R6 forms a current source, the current of which causes a voltage across the control resistor R5, which drives the field-effect transistor FET and thus the voltage drop between the input E and the output A is determined, and with a suitable choice of the field effect transistor the current-limiting resistor R4 can also be omitted.
In the simplest case, the resistors R2, R8, R9 and R10 can have the same resistance value, for example, so that the voltage drop across the resistors R9 and RIO determined by the Zener diode Z is equal to Ub. So that the differential voltage at the inputs of the operational amplifier OP becomes zero, the latter must control the smoothing device in such a way that the voltage across the bridge resistor R8 is also Ub, since the voltage drop across the resistor R1 and the input currents of the operational amplifier OP may be neglected.
The voltage Ub across the bridge resistor R8 also gives the voltage across the bridge resistor R2, R3, since they carry practically the same current. The voltage across resistor R2 is thus Ub and that across resistor R3 is, for example, U 1. Therefore, the voltage across resistor R4 and field-effect transistor FET, that is, the voltage drop between input E and output A, must also be Ul because the voltage drop between points P and B is equal to that between points A and B.
From the input voltage between the points B and E, the bridge resistors R8, R2 and R3 and the low pass formed by the resistor Rl and the capacitor Cl generate a sensing voltage at the non-inverting input of the operational amplifier OP, which is used by the latter with the reference voltage Ub reduced output voltage between points B and A is compared. Very slow voltage changes, for example the frequency fl between points B and E, are not smoothed by the low-pass filter and are therefore transmitted to the output of the smoothing device. Somewhat faster voltage changes, for example of the frequency f2 <fl, between points B and E, however, are blocked by the low-pass filter Rl, Cl. For example, the ripple voltage of the power supply is smoothed and not transmitted to the output.
Due to the high gain of the control loop, which is mainly determined by the negative feedback impedance C2, the output impedance between points B and A is very small. The diodes D6 and D7 carry the current for generating the supply voltage of the operational amplifier OP and the reference voltage when switched on and protect the power transistor FET against overload. They can also be replaced by a resistor or, if necessary, by a single diode, for example a Zener diode.
The RC element formed by the resistor R1 and the capacitor C4 only contributes to the stability of the circuit, for example at a frequency f3> f2, and can therefore be omitted in some cases. Diode D4 prevents the potential at the emitter of transistor T from becoming more than about 0.7 volts more negative than the potential at its base.
Finally, it should be noted that, for the purpose of the invention, the operational amplifier OP can also be inserted in any other form in terms of supply voltage.
Any voltage source can also be inserted between the inverting input of the operational amplifier OP and the output A to generate the reference voltage Ub, possibly via resistors or other components.
If the permissible supply voltage of the operational amplifier OP is not exceeded, the resistor R7 and the Zener diode Z can also be omitted and the reference connection B 'can be connected to the reference potential B.