CH634415A5 - Dispositif electronique destine a etre branche dans un circuit de distribution d'electricite pour produire un signal fonction de la puissance delivree. - Google Patents

Dispositif electronique destine a etre branche dans un circuit de distribution d'electricite pour produire un signal fonction de la puissance delivree. Download PDF

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Anthony John Ley
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Description

La présente invention est relative à un dispositif électronique destiné à être branché dans un circuit multifilaire de distribution d'énergie électrique à courant alternatif pour produire un signal de sortie fonction de la puissance délivrée par un fournisseur d'énergie électrique à un consommateur par l'intermédiaire de ce circuit, ce circuit comprenant au moins un fil actif, le dispositif comprenant au moins une paire de bornes de prise de courant destinées à être branchées s
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en série dans ledit fil actif, des moyens de détection de courant branchés entre lesdites deux bornes produire un signal représentant le courant passant dans ledit fil actif, des moyens de détection de tension pour produire un signal représentant la tension régnant entre ledit fil actif et un autre fil du circuit de distribution, un circuit électronique branché de manière à recevoir le signal représentant le courant et le signal représentant la tension, ce circuit comprenant des moyens pour produire un signal représentant le produit des signaux représentant le courant et la tension respectivement et des moyens pour produire ledit signal de sortie en réponse à ce signal représentant le produit et une alimentation à courant continu dudit circuit électronique.
Un circuit type pour la distribution d'énergie électrique à usage domestique comporte deux fils ou davantage, dont l'un peut être considéré comme un fil de référence, la tension entre ce fil de référence et le ou les autres fils étant en général d'au moins 100 volts alternatifs. Fréquemment, mais pas nécessairement, le fil de référence est, soit connecté directement à la terre, soit maintenu à une tension prédéterminée par rapport à la terre de faible valeur, par exemple, ±5, ou ± 10 volts. Dans ce dernier cas, le fil de référence est habituellement appelé un fil de neutre, et l'autre fil ou les autres fils sont d'ordinaire dénommés fils actifs. Cependant, que la tension du fil de référence par rapport à la terre soit ou non maintenue égale à ou proche de zéro, la tension du ou des autres fils par rapport à la terre est typiquement d'au moins 100 volts alternatifs.
Plusieurs propositions ont été faites dans l'art antérieur pour des compteurs électroniques propres à être branchés dans de tels circuits de distribution afin de mesurer la quantité d'énergie électrique délivrée à un consommateur domestique. Considérant d'abord le cas simple d'un circuit de distribution à deux fils, on détecte dans la plupart des propositions de l'art antérieur la tension entre le fil de référence et l'autre fil ainsi que le courant passant dans cet autre fil à l'aide des moyens de détection convenables et on forme le produit du courant et de la tension détectés que l'on intègre en fonction du temps dans un circuit électronique. Si ni l'un ni l'autre des deux fils n'a sa tension par rapport à la terre maintenue égale à ou proche de zéro, peu importe dans lequel des deux fils le courant est détecté. Cependant, si l'un des deux fils a sa tension par rapport à la terre ainsi fixée, il importe alors que le courant soit mesuré dans l'autre fil si l'on veut éviter des erreurs de mesure dûes à une connection à la terre accidentellement ou délibéremment incorrecte dans le circuit de distribution situé du côté consommateur du compteur. Ainsi, dans les deux cas, le fil dans lequel le courant est détecté se trouve à une tension substantielle, généralement pas inférieure à 100 volts alternatifs, par rapport à la terre.
Dans toutes les propositions précédemment mentionnées de l'art antérieur il a été de pratique conventionnelle de mettre à la terre ou sensiblement à la terre le circuit électronique, de manière à maintenir la tension entre l'un des conducteurs d'alimentation du circuit électronique et la terre égale à ou proche de zéro. Ceci est normalement réalisé en utilisant un transformateur d'isolation ayant son enroulement primaire branché entre les deux fils et son enroulement secondaire à la terre ou sensiblement à la terre pour engendrer la ou les tensions d'alimentation du circuit électronique. Cependant, il résulte de cette pratique que les moyens de détection du courant, qui, ainsi qu'on vient de le voir, doivent être brnachês sur un fil dont la tension par rapport à la terre est normalement d'au moins 100 volts, doivent consister en ou comporter un tranformateur de courant d'isolation, les moyens de détection de la tension comportant ou étant constitués d'habitude également par un transformateur d'isolation.
Ces transformateurs d'isolation non seulement contribuent sensiblement au coût global du compteur mais également présentent l'inconvénient que leur capacité primaire - secondaire n'est pas négligeable en général. Cette capacité présente une impédance relativement basse pour les tensions transitoires très élevées, souvent de plusieurs kilo-volt d'amplitude, qui apparaissent fréquemment entre les fils de tels circuits de distribution d'énergie électrique, de sorte que ces tensions transitoires sont appliquées pratiquement sans atténuation au circuit électronique. Le circuit électronique doit donc comporter des circuits de protection convenables pour le protéger de tels phénomènes transitoires, ces circuits de protection venant augmenter encore le coût du compteur.
Il en résulte qu'il est extrêmement difficile de produire un compteur d'énergie électrique électronique, en particulier un compteur qui soit utilisable dans un circuit de distribution domestique, à un coût comparable à celui d'un compteur électromécanique conventionnel de performance équivalente et, à l'heure actuelle, pratiquement tous les compteurs d'énergie électrique destinés à l'utilisation dans des circuits distribution domestiques sont du type électromécanique conventionnel.
Les propositions de l'art antérieur pour des compteurs de watt-heures électroniques destinés à être branchés dans des circuits de distribution d'électricité à trois fils ou davantage mettent enjeu normalement un seul circuit électronique qui est mis à la terre ou sensiblement à la terre et qui est branché de façon à recevoir les signaux représentatifs des différents courants respectifs passant dans (N-1 ) des fils, N étant le nombre de fils, par l'intermédiaire de transformateurs de courant d'isolation respectifs. Ils sont alors sujet à des inconvénients très semblables à ceux qui viennent d'être discutés dans le paragraphe précédent pour des raisons sensiblement analogues. En conséquence, le but de la présente invention, est d'établir un dispositif électronique pouvant être utilisé dans les compteurs d'énergie électroniques, et qui paillent les inconvénients mentionnés ci-dessus.
Le dispositif selon l'invention est construit conformément à la revendication 1.
L'invention a également pour objet une utilisation de ce dispositif dans un compteur d'énergie électrique, définie dans là revendication 23.
Le dessin représente, à titre d'exemple, plusieurs formes d'exécution du dispositif:
La figure 1 est une représentation schématique d'un compteur d'énergie électronique comportant le dispositif objet de l'invention et destiné à être branché dans un circuit de distribution d'électricité bifilaire;
La figure 2 est un schéma simplifié du circuit électronique du compteur de la figure 1 ;
La figure 3 (constituée par les figures 3 A et 3B) est un schéma d'un autre mode de réalisation du circuit électronique du compteur de la figure 1 ;
La figure 3C représente un circuit supplémentaire qui peut être incorporé au circuit de la figure 3;
La figure 4 est un schéma explicatif représentant les formes d'onde de deux signaux mis en œuvre dans le circuit de la figure 3;
La figure 5 est un schéma d'une autre forme de réalisation de circuit d'alimentation en énergie utilisable dans le compteur de la figure 1 ;
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La figure 6 est une représentation schématique d'une autre forme de réalisation du compteur de la figure 1 ;
La Fig. 7 (constituée par les Fig 7 a et 7 b) montre un schéma du circuit électronique du compteur de la Fig 6;
La Fig. 8 est un schéma synoptique du circuit d'un autre compteur d'énergie électronique destiné à être branché dans un circuit de distribution d'électricité comportant plus de deux fils;
La Fig. 9 est un schéma simplifié d'une partie du circuit d'un compteur d'énergie électronique susceptible d'être utilisé dans un circuit de distribution d'énergie électrique biphasé à trois fils; et
La Fig. 10 est un schéma simplifié d'un circuit de compteur d'énergie électronique et comportant un relais de commande à distance.
Le compteur électronique d'énergie électrique, illustré à la Fig. 1 et repéré d'une façon générale par la référence 10, est branché dans un circuit de distribution d'électricité domestique consistant en un fil actif L, typiquement soumis à une tension d'au moins 100 volts alternatifs par rapport à la terre, et un fil de neutre ou de référence N, dont la tension par rapport à la terre peut être typiquement (mais pas nécessairement) maintenue à moins de ± 10 V par le fournisseur d'énergie électrique. On supposera que l'installation de production de puissance du fournisseur d'énergie électrique se trouve branchée aux extrémités gauche des fils L et N tels que représentés sur la Fig. 1, tandis que l'installation du consommateur d'énergie électrique est branchée aux extrémités droites des fils L et N.
Le compteur 10 comporte un boitier 12 en un matériau électriquement isolant, par exemple une matière plastique appropriée, le boîtier 12 contenant une paire de bornes 14,16 qui sont branchées en série dans le fil actif L et une troisième borne 18 qui est connectée au fil de neutre N.
Un shunt métallique 20 est branché en série entre les bornes 14 et 16, de telle sorte que tout le courant passant dans le fil actif L traverse ce shunt. Le shunt 20 a une forme sensiblement rectangulaire et présente une ouverture centrale sensiblement rectangulaire dans laquelle est monté un circuit électronique 24. Le circuit 24 est réalisé sous forme d'un circuit intégré unique sur un substrat commun à l'aide de techniques d'intégration à large échelle connues (L SI), et comporte la majorité de composants d'un multiplicateur électronique, d'un convertisseur tension-fréquence, et d'un compteur bidirectionnel ainsi qu'il va être décrit en plus de détails ci-après. Par mesure de simplicité, ceux des composants du circuit 24 qui ne sont pas intégrés (par exemples les condensateurs) ne sont pas illustrés sur la Fig. 1.
Le circuit 24 possède une première entrée 26 connectée, par l'intermédiaire d'une résistance de compensation de température RI montée en contact thermique intime avec le shunt 20, à un point 28 proche de l'extrémité du shunt 20 reliée à la borne 16, et une deuxième entrée 30 connectée à un point 32 à proximité de l'autre extrémité du shunt (c'est-à-dire l'extrémité reliée à la borne 16). La position des points 28,32 est choisie de sorte que la résistance de la portion de shunt 20 comprise entre eux donne naissance à une tension connue, typiquement d'environ 5 millivolts, lorsqu'un courant connu, typiquement 20 ampères, passe dans le fil actif L.
Le circuit 24 possède également une troisième entrée 34 connectée à la jonction 36 de deux résistances R2 et R3, qui sont branchés en série entre les bornes 18 et 14 pour former un diviseur de tension. La résistance R2 reliée à la borne 18 a
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typiquement une valeur au moins 100 fois plus grande que la résistance R3, de sorte que la tension engendrée entre la jonction 36 et la borne 14 est au plus de quelques volts alternatifs et typiquement d'environ un volt alternatif.
En outre, le circuit 24 possède trois entrées d'alimentation 38,40 et 42 respectivement positive, nulle et négative, l'entrée 40 étant reliée à la borne 14. Les entrées 38 et 42 sont reliées à la borne 14 par des diodes de Zener respectives de sens opposés ZI et Z2 et par l'intermédiaire de résistances respectives R4 et R5 à des points du circuit 44,46. Les points 44,46 sont reliés par l'intermédiaire de condensateurs de lissage respectifs C1, C2 à la borne 14 et par l'intermédiaire de diodes respectives de sens opposés Dl et D2 à un point commun 48. Une résistance supplémentaire R6 relie le point commun 48 à la borne 18.
Enfin, le circuit 25 possède une sortie 50 reliée à l'entrée au porte de commande d'un thyristor T1, qui est branché en série avec un moteur pas à pas 52 entre les bornes 18 et 14. Les moteur pas à pas 52 est couplé par l'intermédiaire d'un réducteur de vitesse (non représenté) de rapport convenable à un compteur-totalisateur conventionnel 54 du type comprenant une pluralité de roues indicatrices coaxiales. Ces roues sont accouplées les unes aux autres par des rouages et chacune porte autour de sa périphérie les chiffres 0 à 9, une fenêtre (non représentée) étant prévue dans le boîtier pour laisser apparaître à l'extérieur de celui-ci une indication numérique composée d'un chiffre respectif de chaque roue.
Si l'on se réfère maintenant à la Fig. 2, qui est un schéma du circuit 24, le multiplicateur, le convertisseur tension-fré-quence et le compteur bi-directionnel du circuit 24, mentionnés précédemment, sont indiqués d'une façon générale par les références 60,62 et 64 respectivement.
Le multiplicateur 60 comprend un amplificateur différentiel 66 dont les entrées inversantes et, non inversantes constituent les entrées 26 et 30 respectivement du circuit 24. Deux diodes branchées en sens opposés D3, D4 sont connectées en parallèle entre les entrées 26,30 et une résistance R7 est branchée en contre-réaction entre la sortie de l'amplificateur 66 et son entrée 26.
La sortie de l'amplificateur 66 est reliée par l'intermédiaire de la combinaison en série d'un premier dispositif de commutation à semi-conducteur SI et d'une résistance de sommation R8, à la jonction de sommation d'un amplificateur somma-teur 68, et par l'intermédiaire de la combinaison série d'un amplificateur inverseur de gain unitaire 70, d'un second dispositif de commutation à semi-conducteur S2 et d'une résistance de sommation R9, à la jonction de sommation de l'amplificateur 68. Les résistances R8 et R9 ont dfcs valeurs égales. Une résistance RIO est branchée en contre-réaction entre la sortie et la jonction de sommation de l'amplificateur 68, et la sortie de l'amplificateur 68 constituant la sortie du multiplicateur 60.
Le multiplicateur 60 comporte également un amplificateur inverseur de gain élevé 72, dont l'entrée est connectée à la troisième entrée 34 du circuit 24 par l'intermédiaire d'une résistance RI 1. L'entrée de l'amplificateur 72 est également reliée, par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance RI 2 et d'un commutateur à semi-conducteur S3, à une source de tension de référence positive + VR et, par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance RI 3 et d'un commutateur à semi-conducteur S4, à une source de tension de référence négative -VR. Les sources de tension de référence peuvent être réalisées de toute manière convenable, par exemple comme il est décrit dans la demande de brevet français n° 7530482 déposée au nom de SOLARTRON le 6 octobre 1975, publiée sous le numéro 2290077, et les tensions de référence qu'elles produisent sont d'amplitudes égales, comme le sont les valeurs des résistances R12, R13. Deux
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diodes D5 et D6 de sens opposés sont reliées en parallèle entre l'entrée de l'amplificateur 72 et l'entrée d'alimentation de tension nulle 40. En outre, un condensateur C3 est branché en contre-réaction entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur 70 qui fonctionne ainsi comme un intégrateur.
La sortie de l'amplificateur 72 est reliée aux entrées respectives de deux détecteurs de niveau de tension 76 et 78 ayant des seuils de tensions + VI et -VI égaux en amplitude mais de polarités opposées. Les sorties respectives des détecteurs 76, 78 sont reliées aux entrées de mise à un et de mise à zéro d'un circuit bistable 79, dont la sortie de mise à un commande les commutateurs SI et S3 et dont la sortie de mise à zéro commande les commutateurs S2 et S4.
Le convertisseurs tension-fréquence 62 comporte un amplificateur inverseur de haut gain 80 dont l'entrée est reliée à la sortie d'un multiplicateur 60 (c'est-à-dire à la sortie de l'amplificateur 68) par l'intermédiaire d'une résistance R14. L'entrée de l'amplificateur 80 est liée à la source de tension +VR par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance R 15 et d'un commutateur à semi-conducteur S5, et à la source de tension -VR par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance RI6 et d'un commutateur à semiconducteur S6. Un condensateur C4 est branché en contre-réaction entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur 80 qui fonctionne donc également comme un intégrateur.
La sortie de l'amplificateur 80 est reliée aux entrées respectives de deux détecteurs de niveaux de tension, l'un positif et l'autre négatif 82,84 sensiblement identiques aux détecteurs 76 et 78. Les sorties respectives des détecteurs 82,84 sont reliées aux entrées de mise à un respectives des deux circuits bistables 86,88 ayant chacune une entrée d'horloge raccordée à la sortie d'un générateur d'impulsions d'horloge 92 (par exemple un oscillateur à cristal) et ayant également sa sortie de mise à un reliée à son entrée de remise à zéro. Les sorties de mise à un respectives de circuits bistables 86,88 sont connectées de façon à commander les commutateurs S5 et S6 respectivement et, à elles deux constituent la sortie du convertisseur tension-fréquence 62.
Les sorties de mise à un respectives des circuits bistables 86, 88 sont reliées aux entrées de comptage et de décomptage respectivement d'un compteur bi-directionnel 34, ayant une sortie de dépassement qui constitue la sortie 50 du circuit 24.
En fonctionnement, si l'on se réfère tout d'abord à la fig. 2, le diviseur de potentiel constitué par les résistances R2, R3 produit à sa jonction 34 une tension Vx dont l'amplitude instantanée est proportionnelle à l'amplitude instantanée de la tension V entre les fils L et N et cette tension Vx est appliquée au multiplicateur 60. A l'intérieur de ce multiplicateur 60, la tension Vx est appliquée et intégrée par l'intégrateur formé autour de l'amplificateur 72. La combinaison de cet intégrateur avec les détecteurs 76 et 78, le circuit bistable 79, les commutateurs S3 et S4, et les sources de tension de référence +VR et -VR fonctionne comme un oscillateur, qui, lorsque la tension Vx est nulle, produit aux sorties de mise à un et de remise à zéro du circuit bistable 79 des ondes rectangulaires respectives ayant un rapport marque-espace de 1:1. Les tensions de référence des sources +Vr et -VR sont choisies supérieures à la plus grande amplitude de la tension Vx normalement prévisible, et la constante de temps de l'intégrateur est sélectionnée de manière que la fréquence des ondes rectangulaires soit beaucoup plus grande que la fréquence de la tension Vx (laquelle est bien entendu la fréquence normale de ligne, soit 50 ou 60 Hz). Les ondes rectangulaires peuvent par exemple avoir une fréquence d'environ 10 Khz. Ainsi, lorsque la tension Vx est positive, le commutateur S4 doit se fermer pendant plus longtemps que le commutateur S3 pour maintenir l'équilibre, tandis que lorsque la tension Vx est négative le commutateur S3 doit rester fermé plus longtemps que le commutateur S4 pour maintenir l'équilibre, c'est-à-dire que les rapports respectifs marque-espace des signaux d'onde rectangulaires varient dans des directions opposées en fonction de l'amplitude et de la polarité de la tension Vx. Mathématiquement
VxT + VR(T-t)-VRt = 0 (1)
où T est la période des ondes rectangulaires et t est le temps pendant lequel le commutateur S4 est fermé pendant la période T. Si l'on réarrange l'équation (1) on obtient:
t/T = (Vr + Vx) / 2 Vr (2)
et
1 - t/T = (Vr - Vx) / 2 Vr (3)
Le shunt 20 fournit entre ses points 28 et 32 une tension Vy dont l'amplitude instantanée est proportionnelle à l'amplitude instantanée du courant I passant dans le fil L. Cette tension Vy est également appliquée au multiplicateur 60, dans lequel elle est inversée et amplifiée par l'amplificateur 66. La tension inversée et amplifiée produite par l'amplificateur 66 est effectivement multipliée par lf par le commutateur S1, et inversée à nouveau et effectivement multipliée par lf par le commutateur S2, les tensions résultant de ces multiplications étant additionnées avec inversion par l'amplicateur somma-teur 68. La tension de sortie Vz produite par l'amplificateur 68 est ainsi proportionnelle à
Vy (Vr - Vx) / 2Vr - Vy (Vr + Vx) 2Vr (4)
qui se simplifie en
Ainsi la tension de sortie Vz, qui est aussi la sortie du multiplicateur 60, est proportionnelle à V. I, le produit de la tension entre les fils L et N et le courant dans le fil L. On remarquera que le multiplicateur 60 fonctionne comme un multiplicateur à quatre cadrans.
La tension Vz est appliquée au convertisseur tension-fréquence 62, à l'intérieur duquel elle est intégrée par l'intégrateur formé autout de l'amplificateur 80. Si la tension Vz est négative (indiquant par là que le produit VI est positif), la sortie de l'amplificateur 80 croît selon une rampe positive dont la pente dépend de l'amplitude de la tension de sortie, et déclenche le détecteur 82. L'impulsion d'horloge issue du générateur 92 qui succède immédiatement met le circuit bistable 86 à un, fermant ainsi le commutateur S5 pour relier la source de tension de référence positive + VR à l'intégrateur. L'impulsion d'horloge qui suit immédiatement remet le circuit bistable 86 à zéro, de telle sorte que la source +Vr se trouve en fait reliée à l'intégrateur pendant exactement une période des impulsions d'horloge prduites par le générateur 92. La quantité de charge précisément définie qui se trouve ainsi fournie à l'intégrateur pendant cette période est suffisamment grande pour provoquer la décroissance de la sortie de l'intégrateur selon une rampe de pente négative jusqu'à un niveau inférieur au niveau de détection du détecteur 82. La séquence d'événements précédemment décrite est alors répétée, à une fréquence proportionnelle à l'amplitude de la tension Vz.
Si la tension Vz est positive, ce qui peut se produire pendant certaines parties de chaque cycle de la tension V lorsqu'il s
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existe une différence de phase de 90° entre la tension V et le courant I, une suite d'événements analogue à celle décrite pour des valeurs négatives de V? se produit de façon répétée, mais cette fois sous l'influence du détecteur 84, du circuit bistable 8 et de la source de tension de référence négative -Vr. Ainsi, le circuit bistable 86 produit à sa sortie de mise à un un premier train d'impulsions à un taux proportionnel à l'amplitude du produit V.I lorsque ce produit est positif, tandis que le circuit bistable 88 produit à sa sortie de mise à un un deuxième train d'impulsions à un taux proportionnel au produit V.I lorsque ce produit est négatif. La valeur maximale normale de ces taux d'impulsions est déterminée de façon à se trouver aux alentours de 10 Khz. Le premier et le second train d'impulsions sont appliqués aux entrées de comptage et de décomptage respectivement du compteur bi-directionnel 64 dans lequel elles sont effectivement intégrées par rapport au temps. Chaque fois que le compteur 64 atteint un nombre prédéterminé vers le haut, typiquement de l'ordre de 104, il produit sur sa sortie de dépassement une impulsion de dépassement qui est appliquée au thyristor T1 de la figure 1. La durée de l'impulsion de dépassement est comprise entre une période et une demie-période de la tension V, pour assurer que le thyristor devienne conducteur et ainsi provoque la rotation du moteur pas à pas 52 d'un pas angula e unique. Le moteur pas à pas 52 entraîne les roues indicatrices du compteur 54, par l'intermédiaire du réducteur susmentionnée, de sorte que le compteur 54 continue effectivement l'intégration par rapport au temps entreprise dans le compteur 64 et indique ainsi la quantité totale d'énergie électrique délivrée par l'intermédiaire des fils L et N au consommateur. On remarquera que le multiplificateur 60, le convertisseur tension-fréquence 62 et le compteur 64 de la Fig. 2 tirent les tensions d'alimentation continue nécessaires à leur fonctionnement des entrées 38,40 et 42 du circuit 24. Les détails exacts de raccordement de la plupart des composants individuels du multiplicateur 60, du convertisseur 62 et du compteur 64 aux entrées 38,40 et 42 ne sont pas représentées sur la Fig. 2 par souci de simplicité mais certaines de ces liaisons sont illustrées à titre d'exemple.
Les tensions d'alimentation respectives aux entrées 38,40 et 42 sont engendrées à partir de la tension V entre les fils L et N, comme on peut le voir sur la figure 1 par le circuit d'alimentation constitué par la résistance R6, les diodes Dl et D2, les condensateurs de lissage C1 et C2, les résistances R4 et R5, et les diodes de Zener stabilisatrices de tension ZI et Z2. Ces tension sont typiquement d'environ +5 volts, 0 volts et -5 volts par rapport à la borne 14 (et par conséquent par rapport au fil L). Ainsi le circuit 24 est directement raccordé et «flotte» électriquement avec le fil L. Du fait que le courant total nécessaire au fonctionnement du circuit 24 est relativement faible, la résistance R6 a une valeur relativement élevée, et comme on l'a déjà indiqué, la résistance R2 est également de valeur relativement grande. Ainsi, toute tension transitoire d'amplitude élevée apparaissant entre les fils L et N est sensiblement atténuée, avant d'atteindre le circuit 24, par ces deux résistances, lesquelles, à titre de précaution supplémentaire, sont d'un type possédant une faible capacité parasite.
Le circuit 24 est en outre protégé contre ces tensions transitoires par son montage sur le shunt 20, puisque ce shunt est constitué par un morceau de métal relativement grand de faible résistance dans lequel la naissance de hautes tensions est improbable. Néanmoins, à titre de précaution contre l'éventualité de surintensités dans le shunt 20, les entrées de l'amplificateur 66 du circuit 24 sont protégées par l'effet de forçage des diodes D3 et D4 (figure 2). De même, l'entrée de l'amplificateur 72 est protégée à la fois par la résistance RI 1 et par l'effet de forçage des diodes D5 et D6. Ces différents moyens de protection du circuit 24 contre les effets de tensions transitoires, n'augmentent pas de façon sensible le coût total de fabrication du compteur 10.
En fonctionnement, la température du shunt et, parconsé-quent, sa résistance peuvent varier et la réstistance de compensation de température R1 permet de corriger les erreurs qui pourraient autrement résulter de cette variation de température. Ainsi, la résistance RI est choisie pour avoir sensiblement le même coefficient de variation de résistivité en fonction de la température que le shunt 20, et, comme elle est en contact thermique avec le shunt, elle suit les variations de température de celui-ci. Le rapport R/Rl, dans lequel R est la résistance de la portion de shunt 20 située entre les points 28 et 32, est par conséquent sensiblement indépendant de la température. Puisque la tension Vy est donnée par Vy = IR, la tension V'y à la sortie de l'amplificateur 66 est égale à:
V'y = LR. R7/R1 (6)
et est donc sensiblement indépendante de la température. On remarquera que, puisque tous les composants du compteur 10 sont effectivement branchés entre la borne 18 et la borne 14, cette dernière se trouvant par rapport au compteur du côté du fournisseur et non du côté du consommateur, le courant de fonctionnement consommé par le compteur lui-même ne traverse pas le shunt 20 et reste par conséquent sans effet sur les indications du compteur. Cependant, dans de nombreuses applications, la puissance de fonctionnement consommé par le compteur est insignifiante. Dans ce cas, le circuit d'alimentation peut être connecté on tout point situé entre les bornes de courant, c'est-à-dire raccordé à l'une desdites bornes de courant par l'intermédiaire d'une portion correspondante du shunt. Ceci est particulièrement vrai du fait que la tension aux bornes du shunt est typiquement très petite (quelques millivolts) par rapport à la tension entre le fil actif L et le fil de neutre N (typiquement au moins 100 volts) ainsi que par rapport à la tension d'alimentation (typiquement 10 volts).
Plusieurs modifications peuvent être apprtées au compteur 10 des figures 1 et 2. Par exemple, le shunt 20 dans le fil L peut être remplacé par un transformateur détecteur de courant; en effet le circuit 24 étant également raccordé au fil L, les tensions transitoires précédemment mentionnées n'apparaîtront pas entre le primaire et le secondaire de ce transformateur. En outre, le moteur pas à pas 52 et le thyristor T1 peuvent être remplacés par un organe piëzo-électrique susceptible de fléchir sous l'action de chaque impulsion produite à la sortie 50, le compteur 54 étant agencé de façon à être entraîné par ce mouvement de flexion. Un tel dispositif est décrit plus en détail dans la demande de brevet français n° 7621224 déposée le 12 juillet 1976 et publiée sous le n° 2358709.
Par ailleurs, le thyristor T1, le moteur pas à pas 52 et le compteur 54 peuvent être remplacés par un compteur ou registre électronique du type capable de conserver son contenu même losrsque l'alimentation est temporairement interrompue", par exemple un compteur ou un registre utilisant des techniques de mémoire à bulles magnétiques ou MNOS, et un système d'affichage électronique à plusieurs chiffres, par exemple du type à cristaux liquides ou à diodes électro-luminescentes, à sept segments, branché de façon à afficher le contenu du compteur ou du registre.
En outre, l'alimentation du circuit 24 peut être réalisée sous toute autre forme convenable n'employant pas de transformateur, et par exemple une forme selon laquelle une seule tension d'alimentation est engendrée par rapport à la borne 14 et au fil L. Dans ce cas, bien entendu certaines modifications correspondantes doivent être apportées au circuit 24. Le circuit 24 peut également être modifié en remplaçant le convertisseur tension-fréquence 62 par un convertisseur analogique-numérique, adapté à échantillonner la tension Vz à
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un taux prédéterminé et pour additionner algébriquement les signaux numériques résultant de ces échantillonnages dans le compteur 54 (ou tout autre moyen d'accumulation).
La figure 3 représente un autre mode de réalisation du circuit 24 des figures 1 et 2, ce mode de réalisation étant repéré d'une façon générale par la référence 124. Le circuit 124 comprend un multiplicateur 160, un convertisseur tension-fré-quence 162 et un compteur bidirectionnel 164 agencés d'une manière analogue à l'organisation du multiplicateur 60, du convertisseur 62 et du compteur 64 du circuit 24, et possède des entrées 126,130,134,138,140,142 et une sortie 150 qui correspondent respectivement aux entrées 26,30,34,38,40, 42 et à la sortie 50 du circuit 24. Cependant, le branchement du circuit 124 dans le compteur 10 est légèrement différent comme il va être apparaître ci-après.
Le multiplicateur 160 est du type à transconductance variable et comporte une première et une deuxième paire de transistors NPN accouplés par leurs émetteurs, TRI, TR2, et TR3, TR4, respectivment. Les bases des transistors TRI, TR3 sont raccordées en commun et connectées à l'entrée 130 du circuit 124, tandis que les bases des transistors TR2 et Tr4 sont également communes et connectées à l'entrée 126. Les entrées 126 et 130 sont directement reliées aux points 28 et 32 respectivement du shunt 20, la résistance RI de la Fig. 1 étant omise.
Les émetteurs communs des transistors TRI, TR2 et des transistors TR3, TR4 sont raccordés, par l'intermédiaire de résistances respectives égales R21, R22, à l'entrée d'alimentation négative 142. La résistance R3 des figures 1 et 2 est également omise, de sorte que l'entrée 134 du circuit 124 est reliée extérieurement à la seule borne 18 (par l'intermédiaire de la résistance relativement élevée R2). L'entrée 134 est raccordée intérieurement, par l'intermédiaire de la combinaison-série d'un commutateur à semi-conducteur S10 et d'une résistance R23, aux émetteurs communs des transistors TRI, TR2 et par l'intermédiaire d'un autre commutateur à semi-conducteur SI 1 à l'entrée inversante d'un amplificateur différentiel 180. Les commutateurs S10 et SI 1 fonctionnent en opposition de phase sous l'action de signaux rectangulaires respectifs de rapport marque - espace 1:1 ainsi qu'il sera expliqué ci-après. La sortie de l'amplificateur 180 est reliée, par l'intermédiaire de résistances respectives R24, R25 de valeurs égales aux résistances R21, et R22, à son entrée inversante et aux émetteurs communs des transistors TR 1, TR2, tandis que l'entrée non inversante de l'amplificateur 180 est raccordée, par l'intermédiaire de la combinaison parallèle d'un condensateur C10 et d'une diode à polarisation directe D18, à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140 et, par l'intermédiaire d'une résistance R26, à l'entrée d'alimentation négative 142. Les collecteurs des transistors TRI et Tr4 sont raccordés en commun en 182, tandis que les collecteurs des transistors TR2, Tr3 sont raccordés en commun en 184, les points 182, 184 formant la sortie du multiplicateur 160. Les points 182, 184 sont reliés par l'intermédiaire de résistances respectives égales R27, R28 à une extrémité d'une châine de plusieurs (par exemple six) diode branchées en série D10 à D15, l'autre extrémité de cette chaîne de diodes étant raccordée aux bases respectives d'une paire de transistors PNP TR5, TR6. Les bases des transistors TR5, TR6 sont raccordées, par l'intermédiaire d'une résistance R29, à l'entrée d'alimentation positive 138, et les émetteurs de ces transistors sont reliés à l'entrée 138. Les collecteurs des transistors TR5 et TR6 sont raccordés aux points 182 et 184 respectivement. Les points 182, 184 sont connectés aux entrées inversantes et non inversantes respectivement d'un amplificateur différentiel 186, ces entrées constituant l'entrée du convertisseur tensionfré-quence 162. La sortie de l'amplificateur 186 est branchée en contre-réaction sur son entrée inversante par l'intermédiaire d'un condensateur C11 pour former un intégrateur, et est également raccordée par l'intermédiaire d'une résistance R30 à l'entrée d'un détecteur de niveau de tension 188. L'entrée du détecteur 188 est connectée par un condensateur C12 à l'entrée d'alimentation négative 142, tandis que la sortie du détecteur 188 est connectée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 190. La sortie de mise à un du bistable 190 est connectée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 192 cadencé, dont la sortie de la mise à un est raccordée à l'une des entrées d'une porte ET a deux entrées 194. L'entrée d'horloge du circuit bistable 192 et l'entrée de remise à zéro du circuit bistable 190 sont branchées de façon à recevoir les signaux d'horloge respectifs CL1 et CL2 produit par un générateur d'impulsions d'horloge 196, et l'autre sortie de la porte ET 194 est branchée de façon à recevoir le signal d'horloge CL1 par l'intermédiaire de deux inverseurs en cascades 198, 199. Le générateur d'impulsions d'horloge comporte un oscillateur à commande par cristal (non représenté) ayant une fréquence de fonctionnement typiquement de 32 768 Hz, et un diviseur de fréquence et des circuits de validation (non représentés) agencés de manière connue pour produire des signaux d'horloge CL1 et CL2 à une fréquence commune, typiquement 8192 Hz présentant les formes d'ondes représentés à la Fig. 4. La sortie de la porte ET 194 est connectée à l'entrée de commande d'un commutateur à semiconducteur S12 qui se trouve branché entre une source de tension de référence négative 200, semblable à la source -VR de la Fig. 2, et une extrémité d'une résistance R31. L'autre extrémité de la résistance R31 est raccordée à la base d'un transistor NPN TR7, et, par l'intermédiaire d'une résistance R32, à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140. La résistance R32 est montée extérieurement au circuit 124, en contact thermique avec le shunt 20, à la place de la résistance RI des Fig. 1 et 2; le circuit 124 est pourvu d'une entrée supplémentaire 218 à cet effet. L'émetteur du transistor TR7 est relié à l'émetteur d'un transistor NPN TR8 pour former une autre paire à émetteurs couplés, les émetteurs communs étant raccordés par l'intermédiaire d'une résistance de précision R33 à la source de tension de référence 200. La base du transistor TR8 est reliée à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140 par l'intermédiaire de la résistance R34 et à l'entrée d'alimentation négative 142 par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance R35 et d'une résistance réglable RVI. Les collecteurs des transistors TR7, TR8 sont connectés aux entrées inversantes et non inversantes respectivement de l'amplificateur 186. La sortie de la porte ET 194 constitue la sortie du convertisseur tensionfréquence 162 et est raccordée par l'intermédiaire d'un amplificateur tampon 202 à l'entrée de comptage 203 du compteur bi-directionnel 164. Le compteur 164 est un compteur binaire à 12 bits du type préajustable, et possède une entrée de commande de comptage-décomptage 204, une entrée de préajustement 206, et un ensemble d'entrées 208 auxquelles un signal numérique représentatif d'un compte préajusté sélectionné est appliqué en permanence. Le compteur 164 possède également un ensemble de sorties 210 qui sont connectées à un décodeur 212 destiné à produire une impulsion de sortie lorsque le compteur atteint un compte prédéterminé. La sortie du décodeur 212 est raccordée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 214 dont la sortie de remise à zéro est branchée pour recevoir le signal d'horloge CL1 inversé, par exemple en provenance de l'inverseur 198. La sortie de mise à un du circuit bistable 214 est raccordée à l'entrée de préajustement 206 du compteur 164 et constitue la sortie 150 du circuit 124.
Les signaux de commande en opposition de phase précédemment mentionnés pour la commande des commutateurs S10, S11 sont engendrés par un circuit 216 comportant une résistance de valeur élevée R35 (typiquement 680 K Q ) brans
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chée entre la borne 18 du compteur 10 et une autre entrée 220 du circuit 124. L'entrée 220 est reliée par l'intermédiaire d'un condensateur C13 à l'entrée d'alimentation négative 142, et par l'intermédiaire de la combinaison en série d'une résistance R36 et d'un amplificateur rectangularisateur 222 à l'en- s trée d'horloge d'un circuit bistable cadencé 224. La sortie de mise à un du circuit bistable 224 est reliée à l'entrée de comande du commutateur SI0 et à l'entrée de commande de comptage-décomptage 204 du compteur 164, tandis que la sortie de remise à zéro de ce circuit bistable est reliée à l'en- io trée de commande du commutateur SI 1 et à son entrée de mise à un.
Le fonctionnement du circuit 124 est le suivant:
Tout d'abord, l'amplificateur rectangularisateur 222 du circuit 216 produit un signal d'ondes rectangulaires dont la îs fréquence est égale à la fréquence de la tension V entre les fils L et N (c'est-à-dire la fréquence normale de ligne de 50 ou de 60 Hz). Ce signal d'ondes rectangulaires est appliqué au et devisé en fréquence par le circuit bistable 224, lequel produit à ses sorties de mise à un et de remise à zéro, respectivement, 20 des signaux rectangulaires en opposition de phase de rapport marque-espace 1:1 et dont la fréquence est égale à la moitié de celle de la ligne. Ces deux signaux en opposition de phase, qui seront, supposés pour la suite être à 25 Hz, provoquent alternativement la conduction et la non conduction des com- 25 mutateurs S10 et S11 en opposition de phase, c'est-à-dire que, lorsque le commutateur S10 est passant, le commutateur S11 ne l'est pas et vice-versa. La résistance R2 permet de faire passer un courant I x proportionnel à la tension V entre les fils L et N, lequel courant constitue une première entrée du 30 multiplicateur à transconductance variable 160 du circuit 124. Ainsi la résistance R2 est susceptible, par l'intermédiaire des comutateurs S10, SI 1 tour à tour, de faire varier le courant passant dans les émetteurs branchés en commun des transistors TRI, TR2, d'une quantité égale à ïx, la polarité de 35 cette variation de courant étant inversée, durant chaque demi-cycle alternatif des ondes rectangulaires en opposition de phase pour lesquelles le commutateur S11 est conducteur, par l'amplificateur inverseur de gain unitaire formé autour de l'amplificateur 180. Cette variation de courant produit une 40 variation correspondante de la transconductance des transistors TRI, TR2.
Le shunt 20 donne naissance entre ces points 28 et 32,
comme expliqué plus haut, à une tension Vy dont l'amplitude instantanée est proportionnelle à l'amplitude instantanée du 45 courant I passant dans le conducteur L. La tension Vy est également appliqué au multiplicateur 160, entre les bases respectives des transistors TRI, TR2.
Les transistors TRI et TR2 tendent par conséquent à produire une tension de sortie Vo entre leurs collecteurs respectifs so (c'est-à-dire entre les points 182,184) proportionnelle au produit Vv Ix. Si les transistors TRI et TR2 étaient utilisés seuls cette tension de sortie contiendrait une composante de mode commun importante et indésirable, et les transistors TR2 et TR3 sont prévus pour éliminer pratiquement cette compo- 55 sante de mode commun. Ceci résulte du fait qu'ils reçoivent la même tension d'entrée Vy, mais que le branchement de leur sortie (c'est-à-dire leurs collecteurs) est croisé avec celui de la sortie (c'est-à-dire des collecteurs) des transisteurs TR 1, TR2.
La tension Vo est combinée algébriquement aux points 182, 60 184 avec une tension de déclage qui tend à être produite par les transistors TR7, TR8 du convertisseur tension-fréquence 162 lorsque le commutateur S12 n'est pas passant. Cette tension de décalage est réglée au moyen de la résistance variable RV1 de façon à être négative et plus grande que la valeur normale de pleine échelle négative de Vo, de sorte que la différence de tension appliquée à l'intégrateur formé autour de l'amplificateur 186 (c'est-à-dire appliquée à l'entrée du convertisseur 162) lorsque le commutateur S12 n'est pas conducteur est toujours négative. Cette différence de tension provoque par conséquent la croissance de la sortie de l'amplificateur 186 selon une rampe positive, dont la pente dépend de son amplitude, pour déclencher le détecteur 188.
Le détecteur 188, lorsqu'il est déclenché, met à un le circuit bistable de 190 lequel à son tour conditionne le circuit bistable 192 pour être mis à un par le prochain flanc montant du signal d'horloge CL1 (tel que repéré par A sur la Fig. 4). Le circuit bistable 192 valide la porte ET 194, de sorte que le commutateur S12 est rendu passant par le même flanc montant du signal d'horloge CL1. Le flanc d'horloge montant suivant de CL2, repéré par B sur la Fig. 4, remet à zéro le circuit bistable 190, conditionnant ainsi le bistable 192 dans un état prêt à être remis à zéro par le prochain flanc montant du signal d'horloge CL1. La remise à zéro du circuit bistable 192 invalide la porte ET 194, coupant ainsi à nouveau la conduction du commutateur S12. Le commutateur S12 est donc rendu passant pendant une période de temps définie de façon précise et égale à une demie période du signal d'horloge CL1. Lorsque le commutateur S12 est passant, il modifie la tension de décalage mentionnée ci-dessus produite par les transistors TR7, TR8 d'une quantité définie de façon précise et suffisante pour donner un signe positif à la différence de tension mentionnée précédemment et provoquer ainsi la décroissance de la sortie de l'amplificateur 186 selon une rampe négative jusqu'à un niveau inférieur au niveau de détection du détecteur 188. Lorsque le commutateur S12 est à nouveau coupé, la même séquence d'événements se reproduit. On remarquera que la fréquence maximale à laquelle le commutateur S12 peut être rendu passant, c'est-à-dire la fréquence maximale de sortie du convertisseur 162, est 8192 Hz. La résistance variable RV1 est réglée de telle sorte que lorsque le shunt 20 est traversé par un courant nul, la fréquence de sortie du convertisseur est à peu près moitié de la fréquence maximale c'est-à-dire 4096 Hz. Ainsi, lorsque le courant passant dans le shunt n'est pas nul, la tension résultante Vo qui tend à être produite par les transistors TRI, TR2 modifie la différence de tension mentionnée précédemment d'une quantité correspondante, de sorte que la fréquence de fonctionnement du commutateur S12 croît ou décroît à partir de 4096 Hz selon que Vo est négative ou positive respectivement et d'un montant correspondant à l'amplitude de produit V. I. Le convertisseur tension-fréquence 162 produit ainsi à sa sortie (c'est-à-dire à la sortie de la porte ET 194) un signal impulsionnel dont la fréquence est fonction de l'amplitude du produit V.l. Les impulsions du signal impulsionnel produit par le convertisseur 162 sont appliquées à et comptées par le compteur bi-directionnel 164. On se rappellera que le signal d'ondes rectangulaires à 25 Hz qui commande le commutateur SI 1 commande également le sens de comptage du compteur 164, en sorte que le compteur compte lorsque le commutateur S10 est conducteur et décompte lorsque le commutateur SI 1 est conducteur. Ainsi, puisque les commutateurs S10 et S11 modifient également la polarité du rapport Vo/V, le nombre N d'impulsion délivrées au compteur 164 pendant une période du signal rectangulaire 25 Hz commençant au temps ti est donné par ti + T/2
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ti + T/2
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qui se simplifie en f tl + T
N=^ V.I.dt
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où: fo est la fréquence des impulsions lorsque 1 = 0;
T est la période des signaux rectangulaires à 25 Hz; et k est une constante de proportionnalité.
Ainsi, le nombre d'impulsions compté par le compteur 164 est proportionnel à l'intégrale de temps du produit V.l. On remarquera que le compteur 164 a une capacité de 212, soit 4096. Cependant, chaque fois que le compteur 164 atteint un niveau de compte prédéterminé, typiquement les de sa capacité (c'est-à-dire un compte de 3584), le décodeur 212 produit une impulsion de sortie qui ramène le compteur à son compte pré-ajusté, lequel est typiquement choisi de façon à représenter '/s de sa capacité totale (c'est-à-dire un compte de 512). Ainsi, bien que le compteur 164 soit capable à la fois de compter et de décompter, il ne peut traverser le niveau de compte prédéterminé qui produit une impulsion à la sortie 150 que lorsqu'il est en situation de comptage. Autrement dit, s'il compte jusqu'au niveau de 3584 et produit une impulsion de sortie puis commence immédiatement à décompter, le décomptage démarrera à partir du compte préajusté de 512. On évite ainsi la production d'impulsions de sortie non authentiques à la sortie 150. Les impulsions apparaissant à la sortie 150 sont comptées comme on l'a décrit à propos des Fig. 1 et 2, leur total représentant la quantité totale d'énergie distribuée par les fils L et N. Pour le bon fonctionnement du circuit 124, il est souhaitable que les caractéristiques (tel que le gain en courant) des transistors TRI à TR4 et TR7, TR8 soient soigneusement appareillées; cependant, le circuit 124 étant réalisé sous la forme d'un dispositif à circuit intégré unique ainsi qu'on l'a décrit à propos du circuit 24 des Fig. 1 et 2, cette condition est relativement et facilement à réaliser en pratique. Le circuit 124 présente plusieurs avantages importants parmi lesquels le plus significatif est peut être la façon dont les dérives et décalages d'origine thermique inhérents au multiplicateur à transconductance variable 160 s'annulent mutuellement. Ainsi, si l'on considère l'équation (7), dans la même période du signal rectangulaire 25 Hz auquel il est fait référence dans l'équation (7), ces dérives et décalages peuvent être considérés comme avant des amplitudes constantes, de sorte qu'ils ont simplement pour effet de modifier fo d'une petite quantité constante; ils s'éliminent par conséquent avec fo par l'effet des commutateurs S10 et S11 et là modification correspondante du sens de comptage dans le compteur 164. En outre, on remarquera que les transistors TR7, TR8 fonctionnent effectivement come un multiplicateur analogue à celui qui est formé par les transistors TRI à TR4, de manière à produire un signal de référence utilisé en opposition audit signal fonction du produit (Vo) engendré par les transistors TRI à TR4. Ainsi, d'éventuelles erreurs résultant de changements à long terme, c'est-à-dire du vieillissement, des caractéristiques des transistors TRI à TR4 tendent à être annulées par des changements correspondants des caractéristiques des transistors TR7, TR8 en raison de la bonne correspondance mentionnée précédemment des caractéristiques de ces transistors obtenue grâce à la réalisation en circuit intégré. Les erreurs résultant des variations de température du shunt 20 sont pratiquement éliminées par la résistance R32 qui, montée en contact thermique avec le shunt et possédant sensiblement le même coefficient de variation de résistivité avec la température, modifie le signal de référence appliqué en réaction par les transistors TR7, TR8 lorsque le commutateur S12 est passant, proportionnellement à la modification de la valeur de la résistance du shunt qui résulte de la température. Les transistors TR5 et TR6 fonctionnent comme des générateurs à courant constant de façon à maintenir les courants respectifs aux points 182,184 en provenance de l'entrée d'alimentation positive 138 à des valeurs sensiblement constantes et égales déterminées par la moyenne des tensions respectives en ces points. Cependant, si on le désire, on peut remplacer les transistors TR5, TR6 et leurs circuits de polarisation associés par deux résistances de valeur égales branchées entre l'entrée 138 et les points 182, 184 respectivement. Une autre modification qui peut être apportée au circuit 124 consiste à éliminer l'amplificateur 180 et les résistances associées R24 à R26 et le condensateur CIO et à connecter la sortie du commutateur S11 aux émetteurs communs des transistors TR3 et TR4 en sorte que les commutateurs S10 et SI 1 fonctionnent de manière à inverser la polarité effective du courant Ix appliqué au multiplicateur 160. Le circuit 124 peut également être modifié en remplaçant le convertisseur 162 par un convertisseur analogique-numérique, comme on l'a indiqué à propos du circuit 24, auquel cas la polairité avec laquelle les signaux numériques produits par ce convertisseur sont accumulés dans le compteur 164 (ou autre moyen d'accumulation) serait périodiquement inversées par le signal rectangulaire 25 Hz approprié.
Du fait que la fréquence des signaux rectangulaires qui commandent les commutateurs S10, S11 et la direction du comptage par le compteur 164 n'est pas critique, on peut apporter une autre modification au circuit 124 en remplaçant le circuit 216 par un circuit de division de fréquence par 256 branché pour recevoir le signal d'horloge CL 1 ou C12 en provenance du générateur d'impulsions d'horloge 196 et un circuit bistable de division par deux branché pour recevoir la sortie du circuit de division par 256. Ce circuit bistable produit deux ondes rectangulaires en opposition de phase à 16 Hz qui peuvent être utilisées à la place des ondes rectangulaires 25 Hz. Il faut noter que la technique d'élimination de la dérive décrite à propos du circuit 124 peut être utilisée avec des modifications mineures dans d'autres circuits comportant des multiplicateurs, par exemple dans le circuit 24 de la Fig. 2.
La figure 3C représente un circuit de protection contre les surcharges qui peut être facilement incorporé dans le circuit 124. Ce circuit de protection contre les surcharges est repéré d'une façon générale par 230 et comprend un compteur bidirectionnel binaire 232 du type pré-ajustable. Le compteur 232 possède une entrée de comptage 234 qui est raccordée à la sortie de l'amplificateur 202 de la figure 3B, une entrée préajustée 236 connectée à la sortie d'une porte OU à deux entrées 238 et un ensemble d'entrées 240 auxquelles est appliqué de façon permanente un signal numérique représentatif d'un niveau de compte préajusté désiré. Le compteur 232 possède également un ensemble de sorties de comptage 242 qui sont raccordées à un décodeur 244 agencé pour produire une impulsion de sortie lorsque le compteur 232 atteint un niveau de compte pré-déterminé. La sortie du décodeur 244 est connectée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 246 dont la sortie de mise à un reliée à une entrée de la porte OU 238. L'autre entrée de la porte OU 238 est branchée pour recevoir l'un des signaux 25 HZ en provenance du circuit de la figure 3B par l'intermédiaire d'un circuit de division de fréquence par cinq 247 et d'un circuit de mise en forme 248.
L'entrée de remise à zéro du circuit bi-stable 246 est reliée à une source de tension convenable (par exemple le conducteur d'alimentation positive 138) par l'intermédiaire d'un bouton-poussoir de remise à zéro 249, accessible à l'extérieur du boîtier 12 du compteur 10, tandis que la sortie de mise à un de ce circuit bi-stable est également raccordée par l'intermédiaire d'un amplificateur convenable 250 à une sortie 252 du circuit 124. Cette sortie 252 est reliée à un coupe-circuit (non représenté) granché dans les fils L et N du côté consommateur du compteur 10. Le coupe-circuit peut si on le désire être s
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incorporé dans le compteur 10, c'est-à-dire disposé à l'intérieur du boîtier 12, auquel cas le bouton-poussoir 249 peut également servir de bouton de réenclenchement du coupe-cir-cuit. En fonctionnement, le compteur 232 compte les mêmes impulsions que celles comptées par le compteur 164 de la figure 3 B. Cependant, le compteur 232 est remis à son compte pré-ajusté toutes les 200 milli-secondes par les impulsions 5 Hz en provenance du circuit de division 247 et du circuit de mise en forme 248 et ne peut ainsi pas compter de façon continue pendant plus de 200 milli-secondes à la fois.
Le compte pré-déterminé pour lequel le décodeur 244 produit une impulsion de sortie est choisi de telle sorte que le compteur 232 n'atteigne pas ce compte pré-déterminé dans les conditions de charge maximale normale (c'est-à-dire lorsque la charge maximale permise est branché aux fils L et N du côté consommateur du compteur 10), mais atteigne le dit compte pré-déterminé lorsque les conditions de charge maximale normale sont dépassées d'un montant spécifié, c'est-à-dire lorsqu'une surcharge se produit. Lorsqu'un telle surcharge se produit et que le compteur 232 atteint par conséquent le niveau pré-déterminé, l'impulsion de sortie produite par le décodeur 244 provoque la mise à un du circuit bi-stable 246 lequel à son tour déclenche le coupe-circuit mentionné précédemment par l'intermédiaire de l'amplificateur 250 prévu à cet effet, provoquant ainsi la coupure de l'alimentation en énergie électrique du consommateur. Le circuit bistable 246 ramène également le compteur 232 à son compte pré-ajusté par l'intermédiaire de la porte OU 238. Une fois que la cause de la surcharge a été trouvée et éliminée, l'alimentation en énergie électrique peut être rétablie à l'aide du bouton de réenclenchement 249.
La figure 5 représente un autre mode de réalisation simplifié de l'alimentation destinée au circuit 24 ou 124. Dans l'alimentation de la figure 5, la borne 18 n'est pas connectée directement au fil de référence ou de neutre N, mais est reliée à une extrémité d'une résistance de valeur relativement faible R40 dont l'autre extrémité est connectée directement au fil N par une borne 118. Un dispositif de pointes 260 constitué par un varistor ou résistance sensible à la tension du type ZnO, est branché entre la borne 18 et la borne 14, et limite la tension entre ces deux bornes à une valeur maximale typiquement d'environ 600 volts.
La borne 18 est raccordée, par l'intermédiaire d'un condensateur C20 et de deux diodes de Zéner de sens opposés en série Z3, Z4, à la borne 14. Ces diodes de Zéner permettent de limiter l'amplitude de la tension alternative à la jonction J du condensateur C20 et des diodes Zéner à une valeur faible, typiquement environ 8 volts. La jonction J est reliée à la borne 14 par la combinaison série d'une diode D20 et d'un condensateur C21 et par l'intermédiaire de la combinaison série d'une diode D21 et d'un condensateur C22, les diodes D20 et D21 étant branchées en sens opposés.
Une tension d'alimentation continue positive + Vs d'environ +7 V est ainsi produite à la cathode de la diode D20, tandis qu'une tension d'alimentation continue négative - Vs d'environ -7 V est produite à l'anode de la diode en D21.
Le compteur électronique d'énergie électrique des figures 6 et 7 est repéré d'une façon générale par 10 g dans la figure 6 et il est semblable à bien des égards au compteur 10 de la figure 1. En outre, le compteur 10 g comporte un circuit électronique intégré 124 g semblable au circuit 124 g des figures 3 A et 3C. En conséquence, dans la description des figures 6 et 7 qui va suivre, les éléments correspondant aux éléments des figures 1 et 3 porteront des références correspondantes et seuls les points de différence vont être décrits en détail.
Dans le compteur 10 g de la figure 6, l'entrée du circuit 124 g est reliée à la borne 16 par l'intermédiaire d'une résistance de faible valeur R 60 et à l'entrée 134 par une autre résistance R62, tandis que l'entrée 130 est reliée à la borne 14. L'entrée 134 du circuit 124 g, au lieu d'être directement raccordée à la jonction 36 des résistance R2 et R3, lui est reliée par l'intermédiaire d'une résistance variable RV10. L'extrémité de la résistance R2 la plus éloignée de la jonction 36 est reliée à la borne 18 elle-même connectée à la borne 118 par une résistance R64, et à la borne 16 par un varistor 502 limiteur de pointe du type ZnO.
La borne 118 est racordée par l'intermédiaire de résistances R65, R66 et d'un condensateur C30 en série à l'anode d'une diode D30 et à la cathode d'une diode D31. Un autre varistor limiteur de pointe 504 du type ZnO est branché entre la borne 16 et la jonction de la résistance R65 du condensateur C30. La cathode de la diode D30 et l'anode de la diode D31 sont toutes deux reliées à la borne 16 par des combinaisons parallèles respectives d'une diode Zéner et d'un condensateur de lissage, Z6 avec C31, et Z7 avec C32; elles constituent ainsi respectivement des points d'alimentation positifs et négatifs par rapport à la borne 16 et, sont respectivement raccordées aux entrées d'alimentation positive, négative 138,142, du circuit 124 g, la borne 16 étant reliée à l'entrée d'alimentation de tension nulle de ce circuit.
La cathode de la diode D30 est aussi connectée par l'intermédiaire d'une diode électro-luminescente 508 et d'un solé-noide 510, respectivement à une sortie auxiliaire 512 et à la sortie 150 du circuit 124 g. Le solénoide 510 fait partie d'un compteur totalisateur à solénoide conventionnel 516 du type utilisé dans les compteurs de facturation de téléphone.
Le circuit 124 g comporte également deux entrées 520,521 entre lesquelles est branché un cristal 518 faisant partie de l'horloge 196 à l'intérieur du circuit 124 g, deux entrées 522, 523 entre lesquelles est branché le condensateur Cl 1 du convertisseur tension-fréquence 162, et deux entrées 524,525 entre lesquelles est branché la résistance variable R VI du convertisseur 162.
Le circuit 124 g est représenté en plus de détails sur la figure 7, sur laquelle le multiplicateur à transconductance variable, le convertisseur tension-fréquence et le compteur bi-directionnel sont à nouveau repérés par les références 160, 162 et 164 respectivement.
Dans le multiplicateur 160 (figure 7A), les commutateurs S10, SI 1 et leurs circuits associés de la figure 3 (lesquels commutateurs et circuits associés inversent périodiquement la polarité du signal du multiplicateur représentatif de la tension V entre les fils L et N) sont remplacés par un circuit hacheur comprenant quatre transistors TRI 1 à TRI4, chacun ayant son collecteur raccordé à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140. Les bases des transistors TRI 1, TR 13 sont connectées à un point commun 530 par deux résistances respectives R70, R71, tandis que les bases des transistors TRI 2, TR14 sont raccordées à un point commun 532 par l'intermédiaire de résistances respectives R72, R73. Les émetteurs des transistors TRI 1, TRI4, sont reliés par des résistances de valeurs égales R74, R75 à l'entrée 134 du circuit 124 g, et, par l'intermédiaire de deux résistances suplémentaires R76, R77 de valeurs égales à celle des résistances R74, R75 à des points de sortie du hacheur 534,536. Les émetteurs des transistors TR12, TR13 sont reliés aux points 534 et 536 respectivement par des résistances égales R78, R79 dont la valeur commune est de 1,5 fois celle de la valeur commune des résistances R74, R77.
Les points de sortie du circuit hacheur 534,536 sont reliés aux bases des transistors TR15, TR16, dont les collecteurs sont connectés à l'entrée d'alimentation positive 138, et dont les émetteurs sont reliés aux bases des transistors respectifs TRI7, TRI8. Les connecteurs des transistors TRI7, TRI8 sont respectivement reliés aux émetteurs communs des transistors TR 1, TR2 et aux émetteurs communs des transistors s
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TR3, TR4, tandis que leurs émetteurs sont raccordés par des résistances R80, R81 de valeurs égales à celle des résistances R74 à R77, au collecteur d'un transistor TRI9. Le transistor TR 19 a son émetteur connecté à la source de référence de tension de référence négative 200, et est agencé pour fonctionner comme une source à courant constant à l'aide d'une résistance R82 branchée entre sa base et l'entrée d'alimentation de tension nulle 140 et un transistor TR20 connecté comme une diode (c'est-à-dire avec son collecteur et sa base reliés en commun) entre la base et l'émetteur du transistor TR19. Les résistances R21, R22 du circuit 124 de la figure 3 sont omises du circuit 124 g.
Les transistors TR5, TR6 du circuit 124 de la figure 3, et leurs circuits associés sont remplacés par deux résistances R82, R83 raccordés aux points 182 et 184 respectivement à l'entrée d'alimentation positive 138 et deux résistances R84, R85 connectées à partir des points 182,184 respectivement à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140.
Dans le convertisseur tension-fréquence 162, le commutateur S12 est remplacé par un transistor de commutation TR21, la résistance R35 est omise et la résistance variable RV1 est connectée en série avec un autre transistor de commutation TR22 entre la base du transistor TR8 et la source de tension de référence négative 200. En outre, et comme représenté sur la figure 7B, la porte ET 194 et les inverseurs 198, 199 ont été omis, et le signal d'horloge CL1 est appliqué à l'entrée de remise à zéro du circuit bi-stable 192. La sortie Q du circuit bi-stable 192 constitue maintenant la sortie du convertisseur 162 et est par conséquent raccordée à la base du transistor de commutation TR21. La sortie Q du circuit bistable 192 est également raccordée à une entrée d'une porte ET à deux entrées 540, dont la sortie est reliée à la base du transistor de commutation TR22.
La sortie du convertisseur tension-fréquence 162 (figure 7B) est raccordée à une entrée d'une porte OU EXCLUSIVE 542, dont l'autre entrée est connectée à la sortie d'une porte ET à deux entrées 544. La porte ET 544 est branchée pour recevoir le signa! d'horloge CL1 et un signal d'horloge à 4096 Hz produit par division de la fréquence d'horloge CL1 par deux dans un circuit bi-stable 546. La sortie de la porte OU EXCLUSIVE 542 est raccordée à une entrée d'une porte ET 548, à deux entrées, dont l'autre entrée est branchée pour recevoir le signal d'horloge CL2. La sortie de la porte ET 548 est reliée à l'entrée de comptage 203 du compteur 164.
Le compteur 164 est un compteur à huit bits, en sorte que sa capacité est de 256. Il est pré-ajusté à un compte de 64, déterminé par les signaux appliqués à ses entrées 208. Le décodeur 212 a une première sortie 550 sur laquelle il produit un signal de sortie lorsque le compteur 164 atteint le compte de 240 tandis qu'il compte vers le haut (comptage), et une deuxième sortie 552 sur laquelle il produit un signal de sortie lorsque le compteur 164 atteint la valeur 2, lorsqu'il compte vers le bas, (décomptage). La sortie 550 est reliée au circuit bi-stable 214, tandis que la sortie 552 est reliée à une entrée d'une porte OU à deux entrées, 554. L'autre entrée et la sortie de la porte OU 554 sont reliées respectivement à la sortie Q du circuit bistable 214 et à l'entrée de pré-ajustée 206 du compteur 164.
La sortie Q du circuit bi-stable 214, est également reliée à l'entrée de comptage d'un simple compteur binaire à cinq bits 556. Le compteur 556 a une sortie principale 558 sur laquelle il produit un signal de sortie lorsque il atteint le compte de 16 et une sortie auxiliaire 560 (en fait la sortie de son premier étage binaire) sur laquelle il produit un signal de sortie à la moitié de la fréquence du signal appliqué sur son entrée de comptage. La sortie 560 est connectée par l'intermédiaire d'un amplificateur 562 à la sortie 512 du circuit 124 g. La sortie 558 est reliée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 564 dont l'entrée de remise à zéro, est branchée pour recevoir le signal d'horloge CL1. La sortie Q du circuit bistable 564 est reliée à la sortie de remise à zéro du compteur 556 et à la sortie de mise à un d'un circuit bi-stable 566 dont la sortie Q est connectée à l'entrée de mise à un d'un circuit bi-stable 568.
La sortie de mise à un du circuit bi-stable 568 est reliée à l'autre entrée de la porte ET 540, à l'entrée de remise à zéro du circuit bi-stable 566 et à une entrée d'une porte ET à deux entrées 570. L'entrée d'horloge du circuit bi-stable 568, et l'autre entrée de la porte ET 570 sont branchée pour recevoir un signal de référence rectangulaire à 8 Hz, ainsi qu'on le verra ci-après, tandis que la sortie de la porte ET 570 est connectée par un amplificateur 572 à la sortie du circuit 124 g.
Les signaux en opposition de phase pour la commande du circuit hacheur formé par les transistors TRI 1 à TRI4 (on rappelle que l'un de ces signaux commande également le sens de comptage du compteur 164) sont élaborés à partir du signal rectangulaire de 4096 HZ à la sortie Q du circuit bistable 546 au moyen d'un circuit 574 de division de fréquence par 256. La sortie du circuit diviseur 574 est reliée à l'entrée d'horloge d'un circuit bi-stable 576 et, par un inverseur 577 à l'entrée de remise à zéro d'un circuit bi-stable 580. Les entrées de mise à un et de remise à zéro du circuit bi-stable 576 sont respectivement branchées pour recevoir un signal logique permanent de niveau un et un signal d'horloge CL3, ce dernier étant seulement une copie inversée du signal d'horloge de base à 32 768 HZ à partir duquel les signaux d'horloge CL1 et CL2 sont élaborés à l'intérieur du générateur d'impulsions d'horloge 196.
La sortie Q du circuit bi-stable 576 est reliée aux entrées d'horloge respectives d'un circuit bi-stable 578 et du circuit bi-stable 580, tandis que la sortie Q du circuit bi-stable 578 est reliée à une entrée d'une porte NON ET 581 à deux entrées. La sortie Q du circuit bi-stable 578 est raccordée à son entrée de mise à un, et à la fois à l'entrée d'horloge du circuit bistable 568 et à l'autre entrée de la porte ET 570. La sortie de la porte NON ET 581 est reliée à l'entrée de mise à un du circuit bi-stable 580, dont la sortie Q est connectée à l'entrée d'horloge d'un circuit bi-stable 582. L'autre entrée de la porte NON ET 581 est raccordée à la sortie d'une porte OU EXCLUSIVE 584 dont les deux entrées sont connectées à des sorties respectives de deux autres portes OU EXCLUSIVE 585, 586. Les quatre entrées des portes 585, 586, sont reliées aux sorties respectives des quatre bits les moins significatifs du compteur 164.
Les signaux de commande de hacheur en opposition de phase susmentionnées sont produits aux sorties Q et Q du circuit bi-stable 582, lesquelles sorties sont donc reliées aux points 530 et 532 respectivement de la figure 7A. La sortie Q du circuit bi-stable 582 est également connectée à une entrée d'une porte OU EXCLUSIVE 588, dont l'autre entrée est reliée à la sortie de la porte ET 544 et dont la sortie est connectée à l'entrée de commande de comptage-décomptage 204 du compteur 164.
Le principe de fonctionnement du circuit 124 g de la figure 7 et par conséquent 10 g de la figure 6 est essentiellement semblable à celui du circuit 124 de la figure 3 et du compteur de la figure 1, si bien que seules les différences les plus marquantes seront explicitées en détail.
Les résistances R60 et R62 branchées entre la borne 16 et l'entrée 134 du circuit 124 g, avec leur jonction reliée à l'entrée 126, permettent de décaler très légèrement la tension représentative du courant entre les entrées 126, 130, de manière que, lorsque aucune énergie n'est transmise par l'intermédiaire des fils L et N, le circuit 124 g reçoive des signaux d'entrée indicatifs d'une énergie négative ou inverse de niveau très faible. Ainsi, le compteur 164 tend à décompter s
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très lentement mais chaque fois que son compte décroît jusqu'à la valeur deux, le décodeur 212 le ramène à son compte pré-ajusté de 64. On remarquera que cette disposition garantit que lorsqu'aucune énergie n'est transmise par l'intermédiaire des fils L et N, même pendant des périodes de temps prolongées, il est impossible que le circuit 124 g produise des impulsions de sortie susceptibles d'accroître le compte emmagasiné dans le totalisateur 516.
L'effet du léger décalage créé par les résistances R60, R62 est compensé, lorsque les fils L et N délivrent de l'énergie, par un réglage approprié des résistances variables RV10, RV1 durant la calibration du compteur.
Dans le circuit hacheur formé autour des transistors TRI 1 à TRI4, les signaux d'ondes rectangulaires en opposition de phase appliqués aux points 530 et 532, dont l'élaboration sera décrite plus loin, sont susceptibles, de rendre les transistors TR 11, TR 13 passant en bloquant les transistors TR 12, TR 14, et vice versa alternativement à la fréquence de 8 Hz. Ainsi une tension V'x représentative de la tension V entre les fils L et N, apparaît alternativement aux points 534 et 536 et se trouve ainsi appliquée alternativement aux bases respectives des transistors TRI 5, TRI6. On notera que l'impédance de source présentée à la base de chacun des transistors TRI 5, TRI6 est constante quelle que soit la coupe des transistors TRI 1 à TRI4 qui est passante grâce au choix des valeurs relatives des résistances R74 à R79.
Les transistors TR 15 à TR 18, avec les transistors TR 19 et TR20 forment un amplificateur différentiel, les points 534 et 536 constituant les entrées différentielles de cet amplificateur. Ainsi, la tension V'x voit sa polarité effective inversée lorsqu'elle est commutée entre les points 534,536 et, dans chaque cas, elle fait varier les courants respectifs passant dans les émetteurs communs des couples de transistors TRI, TR2 et TR3, TR4 en sens opposé c'est-à-dire en opposition de phase.
La disposition du hacheur formé autour des transistors TRI 1 à TRI4 et de l'amplificateur différentiel formé autour des transistors TRI 5 à TR20 réduit encore davantage les signaux de mode commun indésirables aux points 182,184 ce qui est un facteur permettant d'éliminer les transistors TR5, TR6 du circuit 124 de la figure 3 dans le circuit 124 g.
Pour les valeurs élevées de l'énergie transmise par les fils L et N, la courbe d'erreur du circuit 124 de la figure 3 présente une légère tendance à des valeurs d'erreur négative (mesure d'énergie trop faible). Ceci est corrigé dans le circuit 124 g par la commutation du transistor TR22 en plus du transistor TR21, ce qui permet de réduire effectivement le signal de référence produit par les transistors TR7, TR8 pour opposer le signal de sortie de la couple de transistors TRI, TR2 et TR3, TR4. Le transistor TR22 est commandé par la porte ET 540, qui est validée chaque fois qu'une impulsion de sortie est produite par le compteur 56 pendant une période précise du signal de référence 8 Hz appliqué au circuit bi-stable 568 et en synchronisme avec lui. Ainsi, plus la puissance mesurée est grande, plus fréquemment la porte ET 540 est validée.
Dans certaines circonstances, la fréquence de sortie du convertisseur tension-fréquence 162 peut se comporter comme si elle était verrouillée à un sous-multiple de la fréquence d'horloge. A la puissance nulle, ceci peut quelquefois résulter en une dérive assez rapide du compte dans le compteur 164, par exemple lorsqu'une période de comptage inclut systématiquement une impulsion de plus ou de moins que la période de décomptage suivante. Bien que l'on puisse démontrer qu'à long terme les erreurs causées par ce phénomène de verrouillage s'annulent mutuellement, ce phénomène peut à court terme poser des problèmes, par exemple pendant la calibration. Pour éviter ces problèmes, la phase des signaux en antiphase de commande du hacheur, et le signal de commande de comptage-décomptage du compteur 164 sont inversés sur une base pseudo-aléatoire chaque fois que la parité des quatre bits les moins significatifs du compteur 164 change, ce qui est détecté par les portes OU EXCLUSIVE 584 à 586.
Plus spécifiquement, le circuit bi-stable 546, le circuit diviseur 574 et le circuit bi-stable 576 coopèrent pour diviser la fréquence du signal d'horloge CL1 afin de produire à la sortie Q du circuit bis-table 176 un signal 16 Hz. Le signal 16 Hz est appliqué aux circuits bi-stables 578 et 580, le premier produisant deux versions en opposition de phase du signal de référence rectangulaire de 8 Hz mentionné précédemment et le second produisant à sa sortie Q soit un signal 16 Hz, soit un signal 8 Hz, selon l'état de la sortie de la porte NON ET 581. La sortie de la porte NON ET 581 dépend à son tour de la sortie de la porte OU EXCLUSIVE 584. Chaque transition du 16 Hz au 8 Z et vice versa est synchronisée avec le signal 8 Hz du circuit bi-stable 578.
Le signal à la sortie Q du circuit bi-stable 580 est divisé par deux par le circuit bi-stable 582 pour produire les deux signaux de commande du hacheur en opposition de phase à ses sorties Q et Q. On notera que les transitions mentionnées précédemment entre le 16 Hz et le 8 Hz à l'entrée d'horloge du circuit bi-stable 582 se traduisent par des inversions de phase entre les signaux présents sur ses sorties Q et Q.
Afin de réduire la variation maximale possible du compte dans le compteur 164 pendant une période continue de comptage ou de décomptage, on soustrait une fréquence fixe de 4096 Hz de la fréquence d'impulsions produites par le convertisseur tension-fréquence 162. Ceci est effectué au moyen de la porte ET 544 et de la porte OU EXCLUSIVE 542. La première coopère avec le circuit bi-stable 546 pour produire un train d'impulsions à 4096 Hz dont les impulsions coïncident avec les impulsions de l'horloge CL1, comme le font les impulsions éventuelles produites par le convertisseur 162. La porte 542 réalise les fonctions suivantes:
a) elle produit une impulsion de sortie si le convertisseur 162 produit une impulsion dans l'intervalle entre deux impulsions consécutives du train d'impulsions à 4096 Hz;
b) elle ne produit aucune impulsion si le convertisseur 162 produit une impulsion simultanément avec une impulsion du train d'impulsions à 4096 Hz; et c) elle produit une impulsion de sortie en réponse à chacune des impulsions du train d'impulsions à 4096 Hz qui ne coincide pas avec une impulsion de sortie du convertisseur 162.
La porte OU EXCLUSIVE 588 assure que les impulsions produites conformément à la condition (a) sont comptées par le compteur 164, tandis que les impulsions produites conformément à la condition (c) sont décomptées. Ainsi, lorsque les fils L et N distribuent une énergie nulle, le niveau de compte dans le compteur 164 augmente et diminue d'un bit alternativement.
Comme on l'a déjà indiqué, le décodeur 212 produit un signal de sortie quand le compteur 164 compte jusqu'à deux cent quarante, le dit signal de sortie étant susceptible, par l'intermédiaire du circuit bi-stable 214, d'incrémenter le compte dans le compteur 556. Le compteur 556 produit à son tour des signaux de sortie respectifs sur ses sorties 560,558 pour chaque second et seizième signal de sortie en provenance du décodeur 212. Le signal produit par le compteur 556 sur sa sortie 560 a une fréquence maximale d'environ 10 Hz et est susceptible, par l'intermédiaire de l'amplificateur 562 et de la sortie auxiliaire 512 du circuit 124, d'exciter la diode électro-luminescente 508 (figure 6), de façon à indiquer visuellement que de l'énergie est distribuée par l'intermédiaire des fils L et N et se trouve également mesurée par le compteur 10 g. Le signal sur la sortie 558 du compteur 556 est effectif, par l'intermédiaire des circuits bi-stables 564,566,
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568, de la porte ET 570 et de l'amplificateur 572, pour produire à la sortie 150 du circuit 124 g des impulsions de sortie de durée 62,5 millisecondes synchronisées avec le signal de référence à ondes rectangulaires 8 Hz produit à la sortie Q du circuit bi-stable 578, lesdites impulsions de sortie incrémen-tant le compte du compteur-totalisateur 516 de la figure 6.
Le circuit 124 peut être facilement rendu bi-directionnel, c'est-à-dire susceptible de mesurer l'énergie fournie dans les deux sens par l'intermédiaire de fils tels que les fils L et N. Comme on l'a déjà mentionné, le compteur 164 décompte lorsque la direction dans laquelle l'énergie est fournie s'inverse. On peut donc facilement l'adapter pour que, si le décodeur 112 produit deux signaux successifs sur sa sortie 552 dans un intervalle de temps inférieur à une durée pré-déter-minée, indiquant par là une énergie inverse beaucoup plus grande que la puissance apparente inverse résultant du petit décalage produit par les résistances R60, R62, un circuit de commutation logique relie la sortie Q du circuit bi-stable 582 à la porte 588 au lieu de la sortie Q, inversant en conséquence la phase du signal à l'entrée de commande de comptage-décomptage 204 du compteur 164.
Le compteur électronique d'énergie électrique de la figure 8 est repéré d'une façon générale par 10a, et est représenté branché dans un circuit de distribution d'énergie électrique triphasé consistant en trois fils actifs Ll à L3, un par phase, et un fil de référence ou de neutre N. Comme précédemment, le fournisseur d'énergie et le consommateur sont censés être, à la droite et à la gauche respectivement du compteur 10a, tel que représenté sur la figure 8, les éléments du compteur 10a correspondant aux éléments du compteur des figures 1 et 2 étant désignés par les mêmes références que celles utilisées dans ces dernières figures mais avec des suffixes appropriés tels que a, b ou c.
Le compteur 10a comporte un boîtier (non représenté) de construction similaire à celle du boîtier 12 et qui contient trois paires de bornes 14a et 16a, 14b et 16b, et 14c et 16c, chaque paire étant connectée dans l'un des fils respectifs Ll à L3, et une borne supplémentaire 18a reliée au fil N. Trois shunts 20a, 20b, et 20c, tous sensiblement identiques au shunt 20 sont branchés en série entre les bornes d'une paire respective, par exemple le shunt 20a étant branché entre les bornes 14a et 16a, et trois circuits électroniques 24a, 24b, 24c, sensiblement identiques au circuit 24, sont associés chacun à l'un respectif de ces shunts d'une manière analogue à celle décrite à propos des figures 1 et 2 pour shunt 20 et le circuit 24. Des diviseurs de tension respectifs, comportant chacun deux résistances telles que R2a et R3a sont branchés entre la borne 18a et l'une des bornes respective 14a, 14b, 14c, la jonction de chaque diviseur de tension étant raccordée à l'entrée appropriée du circuit 24a, 24b, 24c, correspondant. Chacune des résistances R2a, R2b, R2c est de valeur relativement forte, typiquement au moins 100 fois celle de la résistance correspondante R3a, R3b, ou R3c. Chacun des circuits 24a, 24b, 24c possède une alimentation respective 25a, 25b ou 25c sensiblement identique à l'alimentation du circuit 24, les résistances de valeur relativement élevée respectives R6a, R6b, R6c de ces alimentations étant toutes raccordées à la borne 18a. Le compteur 10a comporte également un thyristor Tla, un moteur pas à pas 52a et un compteur-totalisateur 54 a sensiblement identiques à ceux de la figure 1. Le thyristor TI a et le moteur pas à pas 52a peuvent être effectivement branchés en série entre le fil L et l'un quelconque des fils Ll à L3, l'anode du thyristor étant effectivement raccordée au dit fil quelconque. On les a représentés par exemple branchés entre les fils N et Ll, l'anode du thyristor étant reliée au fil Ll à la borne 14a.
Les sorties de dépassement respectives des compteurs bidirectionnels des circuits 24b et 24c sont raccordées à des sources de lumière respectives 100 et 101 qui de manière typique peuvent comporter des diodes électro-luminescentes (il faut noter que le terme «lumière» doit s'entendre ici comme incluant la radiation infrarouge). Les sources de s lumière 100 et 101 sont couplées optiquement par des fibres optiques respectives 102 et 103 à des dispositifs respectifs sensibles à la lumière 104,105 dont les sorties respectives sont raccordées à deux entrées d'un circuit d'anti-coincidence à trois entrées 106. La troisième entrée du circuit 106 est rac-î» cordée à la sortie de dépassement du compteur bi-direc-tionnel dans le circuit 24a, tandis que la sortie du circuit 106 est raccordée à l'entrée de commande du thyristor Tla. Les sources lumineuses 100 et 101 tirent l'énergie nécessaire à leur fonctionnement des alimentations respectives des circuits 24b is et 24c, respectivement, tandis que les dispositifs 104,105 et le circuit 106 tirent leur énergie de l'alimentation du circuit 24a.
En fonctionnement, chacun des circuits 24a, 24b, 24c fonctionne de manière exactement analogue à celle décrite à propos des figures 1 et 2 pour produire sur la sortie de dépas-20 sement de son compteur bi-directionnel respectif un train d'impulsion dont le rythme est fonction, comme on l'a décrit précédemment, du produit de la tension entre chacun des fils respectifs Ll, L2, L3 et le fil N et du courant passant dans le fil correspondant. Les trains d'impulsions respectifs issus des 25 circuits 24a, 24b, 24c sont transmis au circuit d'anti coïncidence 106, celui du circuit 24a étant transmis directement et ceux des circuits 24b et 24c, étant transmis par l'intermédiaire des couplages optiques isolants, incluant les fibres optiques 102 et 103 respectivement. Le circuit 106 intercale les impul-3» sions individuelles des trois trains d'impulsions pour garantir que toutes les impulsions sont comptées par le compteur totalisateur 54a. Le compteur totalisateur 54a indique ainsi la quantité totale d'énergie électrique délivrée au consommateur par l'intermédiaire des quatre fils Ll, L2, L3 et N. 35 Du fait que chacun des circuits 24a, 24b, et 24c est raccordé à et «flotte» électriquement avec l'un des fils respectifs LI, L2 et L3, il est protégé des tensions transitoires d'une manière exactement analogue à celle déjà décrite à propos du circuit 24 des figures 1 et 2. L'utilisation des couplages optiques à 40 base de fibres optiques 102 et 103 assure que les trains d'impulsions respectifs issus des circuits 24a, 24b, 24c peuvent être combinés pour le comptage sans altérer sensiblement le haut degré d'isolation électrique entre ces circuits; il permet également à ces circuits d'être physiquement séparés les uns 45 des autres dans le boîtier 12a permettant ainsi de réduire certaines interactions, par exemple de champs magnétiques et se traduit par un assemblage mécanique relativement simple.
Dans le cas plus générale d'un circuit de distribution électrique à N fils, dans lequel N est supérieur à 2, les éléments 50 indispensables du compteur sont (N-l) paires de bornes de courant associées à (N - 1) des fils, (N - 1) shunts, chacun branché entre les bornes de courant d'une paire respective, une autre borne raccordée au Nième fil, (N-l) diverseurs de potentiel résistifs, chacun branché entre la dite borne et une 55 borne de courant sélectionnée d'une paire respective, (N-l) circuits semblables au circuit 24 et (N - 2) couplages isolants pour coupler (N - 2) des circuits à l'étage de sortie commun à thyristor moteur pas à pas et compteur totalisateur.
On peut apporter plusieurs modifications au compteur 10a 60 de la figure 8. Par exemple, les modifications éventuelles du circuit 24 des figures 1 et 2 peuvent être aussi effectuées dans les circuits 24a, 24b et 24c de la figure 8. En outre, chacun des circuits 24a, 24b, 24c pourrait, si on le désirait, tirer son alimentation en énergie d'entre les fils respectifs Ll, L2, L3 et 65 tout autre fil, tandis que le thyristor TI a et le moteur pas à pas 52a peuvent être effectivement branchés en série entre toute paire des fils Ll, L2, L3 et N. Cependant, si l'anode du thyristor est raccordée au fil L, un autre couplage optique doit
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être prévu. En outre, le moteur pas à pas 52a et le thyristor Tla peuvent être modifiés ou remplacés comme on l'a décrit à propos du compteur 10 des figures 1 et 2. Enfin, les circuits 24a, 24b, 24c peuvent être remplacés par des circuits identiques au circuit 124,124 g des figures 3 et 7 respectivement, tandis que les alimentations des circuits 24a, 24b, 24c peuvent être remplacées par des alimentations identiques à celles qui sont illustrées par la figure 5.
Le compteur d'énergie électronique de la figure 9 est repéré d'une façon générale par la référence 10b, et est illustré branché dans un circuit de distribution d'énergie électrique consistant en deux fils actifs LI et L2 et un fil de neutre N. Les tensions alternatives respectives des fils LI et L2 par rapport au fil N sont sensiblement égales en amplitude, typiquement 110V, et, leur différence de phase est de 180°. Comme précédemment, le fournisseur d'énergie et le consommateur sont censés être respectivement à la gauche et à la droite du compteur 10b tel qu'illustré sur la figure 9. En outre, les éléments semblables à ceux des figures précédentes ont été à nouveau désignés par des références semblables mais avec des suffixes appropriés.
Le compteur 10*b comprend un boîtier (non représenté) de construction semblable à celle du boîtier 12 de la figure 1 et qui contient deux paires de bornes 14d et 16d 14d et 16e, chaque paire étant branchée en série dans l'un des fils LI et L2 respectifs. Deux shunts, 20d et 20e, tous deux sensiblement identiques au shunt 20 sont branchés en série entre les paires respectives de bornes 14d 16d et 14c et 16e. Le compteur 10b comporte également un circuit électronique 124a sensiblement identique au circuit 124 de la figure 3; en particulier, le circuit 124a possède des entrées et une sortie repérées par les mêmes chiffres de référence que ceux utilisées à propos de la figure 3 mais pourvus du suffixe a.
Un transformateur de tension d'isolation 300, ayant un enroulement primaire 302 et un enroulement secondaire 304 avec un rapport de nombres de spires égal à 1:1 a son enroulement primaire 302 branché entre les points 28e et 32e du shunt 20e. Une extrémité de l'enroulement secondaire 304 est raccordée au point 28d du shunt 20d tandis que son autre extrémité est raccordée à l'entrée 126a du circuit 124a. Le point 32d du shunt 20d est relié à l'entrée 130a du circuit 124a.
Les entrées d'alimentation 138a, 140a et 142a du circuit 124a sont reliées à une alimentation 306 identique à celle représentée sur la figure 5, la résistance R40 et le conducteur d'alimentation de tension nulle de cette alimentation 306 étant raccordés aux bornes 14e et 14d respectivement.
L'entrée 134a du circuit 124a est connectée par une résistance de valeur élevée R2d à la borne 18 à l'intérieur de l'alimentation 306 tandis que la sortie 150a du circuit 124a est reliée à un thyristor, à un moteur pas à pas et à un compteur-totalisateur (non représentés) agencés d'une manière sensiblement identique à celle décrite à propos de la figure 1.
En fonctionnement, le shunt 20d engendre entre les points 28d et 32d une tension Vg, dont l'amplitude instantanée est proportionnelle au courant Ll passant dans le fil Ll tandis que le shunt 20e engendre une tension Vy2 semblablement fonction du courant passant dans le fil L2. Le transformateur 300 fournit aux bornes de son enroulement secondaire 304 une reproduction isolée de la tension Vy2 qui est ajoutée à la tension Vyl pour produire une tension Vsum proportionnelle à la somme des courants Ii et I2 entre les entrées 126a et 130a du circuit 124a. L'enroulement secondaire 304 du transformateur 300 est connecté de façon que la polarité de cette reproduction isolée de la tension Vy2 soit la même que celle de la tension Vyl en sorte que la tension Vsum est proportionnelle à la somme des valeurs absolues des aplitudes ou modules des courants Ii et h.
La résistance R2d est traversée par un courant lx proportionnel à la somme des tensions respectives VI et V2 des fils LI et L2 par rapport au fil N.
Le circuit 124 fonctionne d'une manière tout à fait ana-5 logue à celle décrite à propos du circuit 124 de la figure 3 et produit une sortie représentative de l'intégrale de temps du produit des signaux Vsum et lx, ledit produit étant proportionnel à (VI +V2) (Ii et I2). Cependant, du fait que les tensions VI et V2 sont égales et en opposition de phase, 10 V1+V2=2V1=2V2, ainsi le produit (V1+V2) (I1 + I2) est aussi proportionnel à la puissance V1I1+V2I2 fournie au consommateur par les fils LI, L2, et N, du fait que ViIi+V2l2=Vi(Ii + h)=V2(Ii + l2). Le compteur 10b produit par conséquent une indication de la quantité totale d'énergie 15 électrique délivrée au consommateur par les fils LI, L2 et N.
Les hautes tensions transitoires mentionnées précédemment qui peuvent se produire entre les fils LI et L2, n'ont pas le même effet sur le transformateur de tension d'isolation 300 que sur les transformateurs de courant d'isolation de l'art 20 antérieur. Il en est ainsi parce que la production de tensions dangereusement élevées aux bornes de l'enroulement secondaire 304 du transformateur 300 est pratiquement empêchée du fait que cet enroulement secondaire est effectivement courtcircuité par la très faible résistance constituée par le 25 shunt 20e branché aux bornes de son enroulement primaire 302.
On remarquera qu'aucune connection entre le compteur 10b et le fil de neutre N n'est nécessaire. Cependant, si on le désire, la résistance R2d seule ou la résistance R40 peuvent 30 être raccordées à une borne reliée au fil N, de sorte que lx est alors proportionnel à VI plutôt qu'à la somme de VI et V2.
Plusieurs autres modifications peuvent être apportées au compteur 10b de la figure 9. Par exemple le circuit 124a peut être remplacé par un circuit semblable au circuit des figures 1 35 et 2 ou au circuit 124 g de la figure 7, tandis que l'alimentation peut être remplacée par une alimentation semblable à celle de la figure 1.
En outre, le thyristor, le moteur pas à pas et le compteur-totalisateur peuvent à nouveau être modifiés ou remplacés 40 comme on l'a expliqué à propos du compteur 10 des figures 1 et 2.
Le compteur d'énergie électronique de la figure 10 est repéré d'une manière générale par 10c et branché dans un circuit de distribution d'énergie électrique consistant en un fil 45 actif L et un fil de neutre ou de référence N (par exemple le circuit de distribution de la figure 1). Le fournisseur d'énergie électrique et le consommateur sont à nouveau censés être placés à la gauche et à la droite respectivement du compteur tel que représenté par la figure 10 et les éléments correspon-50 dant aux éléments des figures précédentes sont désignés par des préférences correspondantes pourvues de suffixes appropriés.
Le compteur 10c porte un boîtier (non représenté) de construction semblable à celle du boîtier de la figure 1, le boîtier 55 contenant deux bornes de courant 14f et 16f branchées en série dans le fil actif L et une borne 118f connectée au fil neutre N. Un shunt 20f, sensiblement identique au shunt 20 de la figure 1, est branché en série entre les bornes 14f, 16f, les points 28f et 32f de ce shunt étant reliés aux entrées 126b et 60 130b respectivement d'un circuit 124b sensiblement identique au circuit 124 de la figure 3. Les entrées d'alimentation 138b, 140b, et 142b du circuit 124b sont connectées à une alimentation 400 identique à celle de la figure 5, tandis que l'entrée 134b du circuit 124b est raccordée à la borne 18 à l'intérieur 65 de l'alimentation 400 par l'alimentation 400 par l'intermédiaire d'une résistance de forte valeur R2f.
La sortie 150b du circuit 124b peut être sélectivement connéctée par l'intermédiaire d'un commutateur 402 à l'un et
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l'autre de deux registres semblables 404,406 qui sont réalisés à l'aide de techniques de mémoire à bulles magnétiques ou d'emmagazinage MNOS. Ainsi, les impulsions de sortie apparaissant à la sortie 150b contribuent à augmenter le contenu soit du registre 404, soit du registre 406, selon la position du commutateur 402.
Chacun des registres 404,406 est relié à un affichage respectif à plusieurs chiffres du type LED òu LCD à 7 segments (non représenté) qui est agencé pour afficher le contenu de son registre associé, soit de façon continue, soit brièvement en réponse à la mise en œuvre d'un bouton ou d'un commutateur (non représenté) accessible de l'extérieur du boîtier du compteur 10c. Cependant si nécessaire, un seul affichage peut être prévu, les manœuvres successives du bouton ou commutateur précédent provoquant l'affichage séquentiel des contenus respectifs des registres 404,406.
Les registres 404,406 et leur affichage ou affichages associés tirent leur énergie de fonctionnement de l'alimentation 400, les branchements permettant d'obtenir ce résultat ayant été omis sur la figure 10 par mesure de simplicité. Le commutateur 402 fait partie d'un relais de commande à distance 408 du type qui opère en réponse à des signaux de commande codés superposés à la tension alternative normale existant entre les fils L et N, de tel relais étant connus dans la pratique sous le nom de relais de télécommande centralisée. Le relais 408 est également incorporé dans le boîtier du compteur 10c et est sensiblement identique (excepté en ce qui concerne les points spécifiés ci-après) au relais décrit et revendiqué dans notre brevet suisse n° 626 477 ayant pour titre «Relais à commande à distance». Ainsi le relais 408 comporte des circuits 410 identiques à ceux qui sont décrits dans le brevet suisse susmentionné sous réserve des exceptions suivantes:
a) l'alimentation en courant continu a été omise et remplacée par l'alimentation 400, les circuits 410 ayant des entrées d'alimentation 414 et 416 raccordées à l'alimentation 400; et b) l'oscillateur à 32,768 Hz (repéré sous la référence 56 de la figure 5 dans le brevet suisse susmentionné) est omis et un oscillateur sensiblement identique qui fait partie du générateur d'impulsions d'horloge précédemment mentionné pour le circuit 124b est utilisé à sa place. Cet oscillateur est repéré par la référence 412 sur la figure 10 et a une sortie raccordée à une entrée 418 des circuits de relais 410 (ainsi qu'au circuit 124b). On remarquera que dans tous les cas au moins le cristal de l'oscillateur 412 est extérieur à la portion intégrée du circuit 124b, en sorte que pratiquement aucune modification du circuit 124b n'est nécessaire pour inclure le relais 408 dans le compteur 10c.
Le circuit 124b et le circuit du relais 410 ainsi ont un boîtier commun, à une alimentation en énergie commune, et un oscillateur de cadencement commun ce qui représente une économie substantielle.
Les circuits du relais 410 ont une entrée 420 raccordée par une résistance de valeur relativement élevée R50 à la borne 18 à l'intérieur de l'alimentation 400, pour recevoir les signaux de commande codés susmentionnés, et deux sorties 422,424 raccordées aux portes de commande respectives de deux thy-ristors TlpC TI 1. Les anodes respectives des thyristors Tiß'et TI 1 sont reliées par l'intermédiaire de résistances de limitation de courant respectives R51, R52 à la borne 18 dans l'alimentation 400 et sont également reliées l'une à l'autre par une bobine de relais 426 qui commande la position du commutateur 402. Les cathodes respectives des thyristors Tiß'et TI 1 sont raccordées au conducteur d'alimentation de tension nulle de l'alimentation 400.
En fonctionnement, le circuit 124b opère d'une manière exactement analogue à celle décrite plus haut à propos de la figure 3 et, si l'on suppose que le commutateur 402 est dans la position illustrée par la figure 8, le contenu du registre 404 représente la quantité totale d'énergie électrique fournie par les fils L et N au consommateur. Cependant, si l'on désire faire une différence, par exemple, entre l'énergie électrique consommée en heures de pointe et l'énergie électrique consommée en dehors des heures de pointe, par exemple de manière à facturer au consommateur à des taux différents l'énergie électrique consommée pendant ces différentes tranches alors des signaux de commande codés appropriés sont transmis par les fils N et L pour actionner le commutateur 402 du relais 408 aux instantes appropriés, le fonctionnement du relais 408 en réponse à ces signaux codés étant décrit en détail dans le brevet suisse susmentionné.
Ainsi, si les registres 404 et 406 sont utilisés pour enregistrer la consommation d'énergie électrique respectivement aux heures de pointe et en dehors des heures de pointe, et si les heures de pointe sont définies, par exemple, comme allant de 6.00 heures à 18.00 heures, un signal codé destiné à modifier la position du commutateur 402 à partir de la position illustrée est transmis chaque jour à 18.00 heures et un signal codé différent destiné à remettre le commutateur 402 à position illustrée est transmis chaque jour à 6.00 heures. Bien entendu ces instants sont donnés à titre d'exemple seulement et peuvent être changés à volonté. Dans ce cas, la somme des contenus respectifs des registres 404,406 représente la quantité totale d'énergie électrique transmise par les fils L et N au consommateur.
Le relais 408 a été simplifié pour plus de clarté par rapport au relais du brevet suisse susmentionné. Ainsi, outre les modifications concernant son alimentation et l'oscillateur déjà mentionné, le relais 408 en pratique comporte deux commutateurs OUVERT-FERME au lieu du commutateur 402, chacun de ces commutateurs OUVERT-FERME étant commandé par une bobine respective et une paire de thyristors montés comme représenté sur la figure 10. En outre, un autre étage de circuits de protection contre les pointes (résistance 404 et varistor 405 de la figure 4 du brevet suisse susmentionné) est normalement utilisé.
Plusieurs modifications peuvent être apportées au compteur 10c de la figure 10. Par exemple, tout autre mode de réalisation convenable d'un relais de télécommande centralisée peut être utilisé à la place du relais 408. En outre, l'alimentation 400 peut être remplacée par une alimentation du type démontré par la figure 1 tandis que le circuit 124b peut être remplacé par un circuit semblable au circuit 24 des figures 1 et 2 ou au circuit 124g de la figure 7. De plus, les registres 404 et 406 et leur affichage ou leurs affichages associés peuvent être remplacés par la combinaison d'un moteur pas à pas convenable et d'un compteur-totalisateur du type décrit à propos de la figure 1.
Quoique les divers modes de réalisation de dispositifs électroniques conformes à la présente invention qui viennent d'être décrits l'aient été principalement en référence à leur emploi dans des compteurs d'énergie électronique, ils ne sont pas limités à de telles applications. Ainsi les dispositifs électroniques conformes à l'invention peuvent également être à la base de circuits de protection contre les surcharges du type décrit à propos de la figure 3C pour être branchés dans des circuits de distribution d'énergie électrique, ou bien d'autres types de compteurs, par exemple des compteurs de puissance demandée, destinés à être branchés dans de tels circuits de distribution. Dans le cas de compteurs de puissance demandée, on remarquera que le circuit de la figure 3C peut être facilement adapté pour indiquer si la demande moyenne de puissance pendant un intervalle de temps déterminé a dépassé un niveau donné.
s
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
60
65
B
12 feuilles desssins

Claims (33)

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    REVENDICATIONS
    1. Dispositif électronique destiné à être branché dans un circuit multifîlaire de distribution d'énergie électrique à courant alternatif pour produire un signal de sortie fonction de la puissance délivrée par un fournisseur d'énergie électrique à un consommateur par l'intermédiaire de ce circuit, ce circuit comprenant au moins un fil actif, le dispositif comprenant au moins une paire de bornes de prise de courant destinées à être branchées en série dans ledit fil actif, des moyens de détection de courant branchés entre lesdites deux bornes pour produire un signal représentant le courant passant dans ledit fil actif, des moyens de détection de tension pour produire un signal représentant la tension régnant entre ledit fil actif et un autre fil du circuit de distribution, un circuit électronique branché de manière à recevoir le signal représentant le courant et le signal représentant la tension, ce circuit comprenant des moyens pour produire un signal représentant le produit des signaux représentant le courant et la tension respectivement et des moyens pour produire ledit signal de sortie en réponse à ce signal représentant le produit et une alimentation à courant continu dudit circuit électronique, caractérisé en ce que les moyens de détection du courant comprennent un shunt (20) branché entre ladite paire de bornes de prise de courant
    ( 14,16), en ce que les moyens de détection de la tension comprennent une résistance (R2) de valeur relativement élevée, branchée entre le circuit électronique (24,124) et une troisième borne ( 18) agencée pour pouvoir être reliée audit autre fil (N), en ce que le circuit électronique est branché pour recevoir la tension régnant à travers le shunt, ceci par l'intermédiaire de chemins sensiblement non inductifs et de faible résistance, et comprend des composants à semi-conducteur et en ce que l'alimentation à courant continu est agencée pour être branchée sans induction entre le fil actif (L) et l'autre fil (N) du circuit de distribution et pour fournir sa sortie à courant continu par rapport au fil actif, afin d'alimenter le circuit électronique sensiblement à la tension du fil actif et protéger ainsi les composants à semi-conducteur du circuit électronique, contre les transitoires du circuit de distribution.
  2. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit électronique (24; 124) comprend au moins une entrée (30; 130) reliée directement audit shunt (20).
  3. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que la majeure partie du circuit électronique (24; 124) est constituée par un circuit intégré pourvu d'un substrat commun.
  4. 4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite alimentation à courant continu comprend une capacitance (€20) et des moyens redresseurs (D20; D21) disposés en série entre ledit autre fil (N) et une entrée (38; 142) d'alimentation du circuit électronique (24; 124).
  5. 5. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de détection de la tension comprennent une seconde résistance (R3) branchée entre la première résistance (R2) et le fil actif (L) de manière à former avec la première résistance, un diviseur de tension.
  6. 6. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la troisième borne (18) est reliée à l'une des extrémités d'une résistance (R40), de valeur relativement faible, et dont l'autre extrémité est reliée à une quatrième borne (118) agencée pour être reliée directement audit autre fil (N), et en ce qu'un dispositif limiteur de pointe (260) est agencé pour être branché entre la troisième borne et ledit fil actif.
  7. 7. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 5, pour un circuit de distribution comprenant N fils où N est égal à au moins 3, caractérisé par (N-l) paires (14a, 16a; 14b, 16b; 14c, 16c) de bornes de prise de courant, la nième paire étant agencée pour être branchée en série dans le nième fil (LI; L2; L3)oùn= 1 à (N-î), ladite troisième borne (18a) étant agencée pour être branchée au Nième fil (N), par (N-l) moyens détecteurs de courant (20a, 20b, 20c) dont le nième est branché entre la nième paire de bornes de prise de courant pour produire un signal correspondant représentant le courant passant dans le nième fil, par (N-l) moyens de détection de tension (R2a, R3a; R2b; R3b; R2c, R3c), dont le nième est agencé pour produire un signal correspondant, représentant la tension entre le Nième fil et le nième fil, par (N-l) circuits électroniques (24d, 24b, 24c), dont le nième est agencé pour produire le signal de sortie correspondant, en réponse au signal représentant le produit du nième signal représentant un courant avec le nième signal représentant une tension, par (N-l) alimentations (25a, 25b, 25c), dont la nième est agencée pour être branchée sensiblement sans induction entre le nième fil et un autre fil du circuit de distribution et pour produire une sortie à courant continu relativement au nième fil afin d'actionner le nième circuit électronique, et par des moyens (100 à 106, Tla) répondant aux signaux de sortie individuels produits par les (N-l) circuits électroniques pour produire un autre signal de sortie représentant la puissance totale fournie par le circuit de distribution.
  8. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que la nième alimentation à courant continu (25a, 25b, 25c) est agencée pour être couplée entre le nième fil (Ll, L2, L3) et le Nième fil (N).
  9. 9. Dispositif selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que la troisième borne est reliée à l'une des extrémités d'une résistance de valeur relativement faible, dont l'autre extrémité est reliée à une autre borne encore agencée pour être reliée directement au Nième fil, et en ce qu'un nième dispositif limiteur de pointe est agencé pour être relié entre ladite autre borne et le nième fil.
  10. 10. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que lesdits moyens (100-106, Tla) de production dudit autre signal de sortie comprennent au moins (N-2) coupleurs d'isolation électriques (100, 102,104; 101,103,105) pour isoler la partie de sortie de ceux-ci par rapport à au moins (N-2) des circuits électroniques (24b, 24c).
  11. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le ou chacun des coupleurs (100,102,104; 101,103,105) comprend un photocoupleur pourvu d'une fibre optique (102,103).
  12. 12. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 5, pour un circuit de distribution comprenant un premier, un second et un troisième fil, dont le premier constitue ledit fil actif, les tensions alternatives entre les premier et troisième fils d'une part et second et troisième fil d'autre part étant sensiblement égales et déphasées de 180°, caractérisé par une seconde paire de bornes de prise de courant (14e, 16e), destinées à être branchées en série dans le second fil (L2), des seconds moyens de détection de courant comprenant un shunt (20e) branché entre les bornes de la seconde paire, pour produire une tension représentant le courant traversant le second fil, et un transformateur de tension d'isolation (300) comprenant un enroulement primaire (302) branché pour recevoir la tension produite par le shunt (20e) des seconds moyens de détection du courant, et un enroulement secondaire (304) couplé au shunt (20d) des premiers moyens de détection de courant, de manière à ajouter à la tension produite par le shunt des premiers moyens de détection de courant, une tension représentant le courant passant dans le second fil, de manière que le signal représentant le produit et engendré par les moyens (60, 62; 160,162) du circuit électronique (124a) représente le produit de la somme des courants passant respectivement dans les premier et second fils (LI, L2) par la tension régnant entre le premier fil (Ll) et ledit autre fil (L2).
    5
    10
    IS
    20
    25
    30
    35
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    50
    55
    60
    65
    3
    634415
  13. 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'alimentation à courant continu (306) est agencée pour être couplée entre le premier fil (Ll) et le second fil (L2).
  14. 14. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens (60,62; 160,162) de production du signal représentant le produit comprennent un circuit multiplicateur (60; 160) agencé pour produire un signal analogique dont la valeur instantanée dépend du produit des valeurs instantanées des signaux d'entrée reçus par le circuit multiplicateur, et un circuit convertisseur (62; 162) agencé pour convertir le signal analogique en un signal digital représentant la valeur du signal analogique, ce signal digital constituant ledit signal représentant le produit.
  15. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le circuit multiplicateur comprend un multiplieur du type marque-espace (60).
  16. 16. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le circuit multiplicateur comprend un multiplieur à trans-conductance variable (60).
  17. 17. Dispositif selon l'une des revendications 14 à 16, caractérisé en ce que le circuit convertisseur comprend un convertisseur analogique-digital.
  18. 18. Dispositif selon l'une des revendications 14 à 16, caractérisé en ce que le circuit convertisseur comprend un convertisseur (62; 162) agencé pour convertir le signal analogique en un signal d'impulsions dont la fréquence de répétition dépend de l'amplitude du signal analogique, ledit signal d'impulsions constituant ledit signal digital.
  19. 19. Dispositif selon l'une des revendications 14 à 18, caractérisé en ce que lesdits moyens de production du signal de sortie comprennent un moyen accumulateur (64; 164) associé avec les moyens de production du signal représentant le produit (60,62; 160,162) pour recevoir et accumuler les signaux digitaux produits par ces moyens et agencé pour produire une impulsion de sortie lorsque le nombre qu'il a accumulé atteint un total prédéterminé.
  20. 20. Dispositif selon l'une des revendications 14 à 19, caractérisé en ce que les moyens de production du signal de sortie comprennent des moyens (230) répondant audit signal digital pour produire un signal indiquant que la puissance fournie par le circuit de distribution a dépassé un niveau prédéterminé.
  21. 21. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé en ce que les moyens (230) de production du signal d'indication du niveau de puissance comprennent des moyens accumulateurs (232), associés aux moyens (160,162) de production du signal représentant le produit et agencés pour recevoir et accumuler les signaux digitaux produits par ces moyens (160,162), des moyens (247,248) pour ramener périodiquement le contenu des moyens accumulateurs à une valeur initiale, et des moyens (244,246) répondant au contenu des moyens accumulateurs lorsqu'il atteint une valeur prédéterminée, pour produire ledit signal d'indication du niveau.
  22. 22. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que les moyens de production du signal de sortie comprennent des moyens (164) pour accumuler les signaux digitaux produits par le circuit convertisseur (162), ces moyens étant agencés pour produire une impulsion de sortie lorsque le nombre accumulé atteint un total prédéterminé, ces impulsions de sortie constituant ledit signal de sortie, et en ce qu'il comporte des moyens (244,510,511 ; 582, TR 11 à TR 14) pour inverser de façon répétitive et simultanément la polarité effective de l'un des signaux d'entrée du circuit multiplicateur (160) et la polarité dans laquelle les signaux digitaux correspondants sont accumulés de façon à réduire sensiblement les erreurs dans le signal de sortie, qui sont dues à la dérive du circuit multiplicateur.
  23. 23. Utilisation du dispositif selon la revendication 1, dans un compteur d'énergie électrique, caractérisée en ce que l'on utilise ledit signal de sortie pour totaliser l'énergie consommée.
  24. 24. Utilisation selon la revendication 23 du dispositif selon l'une des revendications 19 ou 22, caractérisée en ce qu'on utilise des moyens de comptage et d'affichage (52,54; 510,
    516; 52a, 54a) pour compter les impulsions de sortie des moyens accumulateurs et pour indiquer le nombre d'impulsions comptées.
  25. 25. Utilisation selon la revendication 24, caractérisée en ce que les moyens de comptage et d'affichage comprennent un totalisateur électromécanique (516) pourvu de plusieurs roues d'affichage, un électroaimant (510) branché de manière à être excité en réponse à ces impulsions de sortie, et un organe d'actionnement des roues destiné à actionner ces roues d'affichage en réponse à l'excitation de l'électroaimant.
  26. 26. Utilisation selon la revendication 24, caractérisée en ce que les moyens de comptage et d'affichage comprennent un moteur pas-à-pas (52; 52a) branché de manière à être commandé par lesdites impulsions de sortie et plusieurs roues d'affichage (54,54a) entraînées par le moteur pas-à-pas.
  27. 27. Utilisation selon la revendication 24, caractérisée en ce que les moyens de comptage et d'affichage comprennent un compteur électronique à mémoire non volatile, qui retient le nombre compté inchangé lorsque la fourniture de puissance au compteur est arrêtée momentanément et des moyens d'affichage électroniques à plusieurs chiffres branchés de manière à afficher le nombre emmagasiné dans le compteur.
  28. 28. Utilisation selon l'une des revendications 24 à 27, caractérisée par un relais (408) destiné à être actionné par des signaux de commande codés superposés à la tension alternative de puissance régnant entre deux des fils du circuit de distribution.
  29. 29. Utilisation selon la revendication 28, caractérisée en ce que le relais (408) est un relais statique.
  30. 30. Utilisation selon la revendication 29, caractérisée en ce que le relais (408) est agencé pour recevoir et être activé par l'alimentation à courant continu (400) du ou de l'un des circuits électroniques (124b).
  31. 31. Utilisation selon la revendication 30, caractérisée en ce que le relais (408) et le circuit électronique (124b) se partagent la même alimentation à courant continu (400), et utilisent des impulsions d'horloge fournies par un générateur d'impulsions commun (412) qui génère et applique lesdites impulsions d'horloge à la fois au relais et au circuit électronique.
  32. 32. Utilisation selon l'une des revendications 28 à 31, caractérisée par des seconds moyens de comptage et d'affichage (406) semblables aux premiers, le relais (408) étant agencé pour aiguiller sélectivement les impulsions de sortie vers les premiers ou seconds moyens de comptage et d'affichage en réponse aux signaux codés de commande.
  33. 33. Utilisation selon la revendication 23 du dispositif selon la revendication 20 ou 21, caractérisée en ce que l'on utilise en outre le signal de niveau de puissance pour interrompre le circuit de distribution ceci à l'aide d'un coupe-circuit branché en série avec les fils du circuit de distribution.
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