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REVENDICATIONS
Circuit de protection contre les surintensités dans les commutateurs électroniques utilisés comme hacheurs pour produire une tension polyphasée à partir d'une source de courant continu, ledit circuit de protection étant inséré dans la commande des commutateurs électroniques (Tl-T6), caractérisé par le fait qu'il comprend des portes (10-15) commandant lesdits commutateurs électroniques (Tl-T6), par le fait qu'il comprend un compteur (8) recevant des impulsions d'horloge (6) et qui donne à sa sortie deux signaux séparés par phase, par le fait que des comparateurs de courant,
commandés par des signaux issus de détecteurs de courant (2 et 3) actionnent une bascule (7) lorsque l'amplitude du courant dépasse une valeur limite (IL)9 le signal de sortie de ladite bascule (7) passant dans le compteur (8) d'où il est aiguillé pour bloquer celle des portes (10-15) qui se trouve dans le temps le plus proche de son blocage normal, par le fait que le signal issu de la bascule (7) passe également dans un circuit compensateur (9) branché sur une entrée commune de toutes les portes (10-15) et disposé pour mesurer l'intervalle de temps (t2-t2') entre le moment du blocage prématuré par suite d'une surcharge et le moment du blocage normal en l'absence de surcharge et pour conditionner, à partir de cet instant,
les moments de fermeture de chaque porte (10-15) de façon à maintenir à peu près inchangé cet intervalle en fonction du temps, le tout étant disposé de telle sorte que chaque porte délivre à la sortie un signal de commande répondant aux relations de phase d'un système polyphasé, pour offrir en cas de surcharge une protection dépourvue de phénomènes secondaires nuisibles.
La présente invention a pour objet un circuit de protection contre les surintensités dans les commutateurs électroniques utilisés comme hacheurs pour produire une tension polyphasée à partir d'une source de courant continu.
De tels circuits sont connus, et le brevet suisse No 460935 décrit un moteur à commutation électronique comprenant des moyens de protection contre les surcharges d'origine dynamique. Les moyens de protection décrits comportent une bascule de blocage à seuil et à retour temporisé, commandée par la chute de tension à travers une résistance de mesure. Un tel circuit de protection est très rudimentaire, particulièrement du fait que, le retour de la bascule étant temporisé, il se produit à un instant indéterminé qui n'est pas le plus favorable.
D'autres circuits sont connus, et les fig. 1 à 4 illustrent des circuits de protection contre les surintensités qui permettent d'ouvrir l'élément commutateur au moment où celui-ci est traversé par un courant jugé dangereux, puis de refermer le circuit dès la disparition de la surcharge. Si, au premier abord, I'idée paraît simple, son application fait souvent apparaître des phénomènes secondaires qui peuvent avoir des effets nuisibles sur le bon fonctionnement du montage.
Prenons par exemple le cas d'un convertisseur de fréquence alimenté par une tension continue Uc.c et fournissant à la sortie une tension triphasée obtenue à l'aide d'un pont onduleur formé de six commutateurs électroniques Tl à T6 qui peuvent être aussi bien des transistors ou des thyristors. Nous supposons, pour des raisons de simplicité que Tl à T6 sont des transistors. Chacun de ces transistors est associé à une diode de roue libre Dl à D6 de façon à pouvoir fonctionner avec une charge inductive; I'ouverture et la fermeture de chaque transistor suit une loi de phase bien définie de façon que l'addition de Vbl à Vb6 produit une tension triphasée.
Examinons maintenant les effets nuisibles que l'on peut rencontrer lorsque la protection consiste, en cas de surcharge, à bloquer puis à rétablir le courant de commande selon certains critères de protection.
Premier critère de protection: blocage en cas de dépassement d'une valeur donnée, réenclenchement à partir d'une limite inférieure. Ce critère de protection fait apparaître deux phénomènes gênants, illustrés par les fig. 1 et 2.
Supposons qu'à l'instant t = tl, le transistor Tl est traversé par une surintensité: on bloque Ti, et le courant, supposé suffisamment inductif, est repris par la diode de roue libre D1. Lorsque le courant aura suffisamment baissé, on réenclenche Ti, au moment où la diode
Dl n'a pas nécessairement fini de conduire. Comme Dl ne peut pas se bloquer instantanément (comme toutes les diodes de puissance, elle demande un certain temps de blocage qui peut atteindre plusieurs dizaines de microsecondes), on aura alors un court-circuit sur la source d'alimentation provoqué par la conduction simultanée de Tl et Dl, d'où des pertes à l'amorçage pour Tl qui peuvent être considérables si la tension d'alimentation Uc.c est élevée.
Très souvent, chaque transistor commutateur comporte une cellule de protection en vue de diminuer les pertes au blocage (fig. 3).
Cette cellule comprend dans tous les cas un condensateur Cl, C4, une résistance Ri, R4 et une diode D1', D4'. Il apparaît alors clairement que lors du réallumage de T1 après la disparition de la surcharge, et dès que Dl redevient bloquée, Tl se trouve traversé par le courant chargeant le condensateur C4. Là encore, selon les valeurs
Uc.c et de C4, I'énergie que doit supporter Tl est loin d'être négligeable, d'où un danger supplémentaire pour Ti.
Second critère de protection: déclenchement au moment de la surcharge, puis attente au moins jusqu'à la fin de la période de conduction normale pour réenclencher. Ce procédé permet d'éviter les phénomènes exposés au premier critère, par contre il entraîne souvent une perte de puissance importante.
Le premier effet, le plus évident, apparaît clairement sur les diagrammes de la fig. 2: le déclenchement se produit à l'instant t tl. Pour le transistor TI, la perte de conduction dure de t2 à tl. Par contre, pour le transistor T2, elle dure de t3 à tl, ce qui est considérable. On peut en plus constater une perte de puissance du convertisseur, qui est due au phénomène illustré par la fig. 4. Dans cette figure, Vbl est la tension de commande de T1, qui est conducteur pour Vbl > 0,
Vb4 est la tension de commande de T4, qui est conducteur pour
Vb4 > 0,et
Iu est le courant dans la phase U, obtenu par les conductions successives de Ti, Dl et de T4, D4.
Le fonctionnement est supposé normal jusqu'à l'instant tl. A partir de tl, le courant augmente par suite d'une surcharge extérieure par exemple. La courbe inférieure de la fig. 4 représente, en trait continu, I'allure du courant I dans une phase en fonctionnement normal, c'est-à-dire sans surcharge, et, en pointillé, le même courant en cas de surcharge avec intervention du dispositif de protection. Soit
IL la valeur limite du courant à partir de laquelle doit se bloquer le transistor conducteur. Jusqu'au temps tl, le courant reste toujours inférieur à IL Après t = tl, le courant devient plus important et aurait déjà atteint la valeur limite IL à l'instant t2', ce qui provoque le blocage du transistor T1, à l'instant t2' déjà: le courant traversant Tl aura parcouru la portion AB' pendant la durée t2'-tl.
Remarquons que, sans la surcharge, le courant ne serait coupé qu'à l'instant t2 et l'amplitude aurait seulement atteint le point B. En bloquant T1 au temps t2', la diode Dl reprend le courant au même instant, pour cesser de conduire au temps t3'. Le transistor T4 se met donc à produire déjà au temps t3' et aura atteint la valeur limite IL à l'instant t4', on bloque donc T4, ce qui fait conduire la diode D4 au temps t4' au lieu de t4, etc.
Bref, une fois la protection entrée en action, on assiste à un phénomène de réduction du temps de conduction de tous les semiconducteurs, phénomène d'autant plus gênant parce que cumulatif; on remarque en effet que:
t2-t2' < t3-t3' < t4-t4' ( etc.
ce qui fait qu'au bout de quelques cycles, le temps de conduction de
chaque semi-conducteur se réduit à une valeur dérisoire, I'amplitude du courant est bien limitée à IL, mais sa valeur efficace se trouve considérablement diminuée.
La présente invention, telle que définie par la revendication, se propose d'éviter les inconvénients exposés plus haut au moyen d'un dispositif qui, dès la détection d'une surcharge, bloque celle des portes alors conductrices, et elle seule, qui se trouve, dans le temps, la plus proche de son blocage normal, c'est-à-dire celle qui aura conduit pendant le plus longtemps. La porte prématurément bloquée ne sera rendue de nouveau conductrice qu'au début de son cycle suivant, même si la surcharge avait disparu entre-temps, le déphasage entre la tension de commande et le courant collecteur d'une porte prématurément bloquée n'étant pas affecté par l'entrée en action du dispositif de protection.
La fig. 5 montre à titre d'exemple un schéma du circuit selon l'invention. En 1 est représentée la résistance d'ajustement du courant limite IL raccordée à deux comparateurs de courant 4 et 5, qui sont également raccordés à deux détecteurs de courant 2 et 3. Les deux sorties respectives des deux comparateurs sont amenées ensemble à une bascule 7. Un organe générateur d'impulsions d'horloge 6 envoie ses impulsions à une deuxième entrée de la bascule 7, à un compteur 8 et à un circuit compensateur 9. La sortie de la bascule 7 est branchée sur une deuxième entrée du compensateur 9 et sur une deuxième entrée du compteur 8, lequel donne à ses sorties six signaux présentant entre eux des relations de phases bien définies. Les six transistors Tl à T6 sont commandés respectivement par l'une des portes 10 à 15.
L'une des deux entrées de chaque porte est reliée respectivement à une des sorties du compteur 8.
Le fonctionnement est le suivant: les comparateurs de courant 4 et 5 commandés par les signaux issus de détecteurs de courant 2 et 3 actionnent la bascule 7 lorsque l'amplitude de courant dépasse la valeur limite IL Le signal de sortie de la bascule 7 passe dans le compteur 8, d'où il sera aiguillé sur l'une des portes 10 à 15 qu'il faut bloquer selon les critères définis plus haut, le blocage d'une porte impliquant le blocage du transistor correspondant.
Le signal issu de la bascule 7 passe également dans le circuit compensateur 9, dont le rôle consiste, d'une part, à mesurer l'intervalle de temps entre le moment du blocage prématuré par suite d'une surcharge et le moment du blocage normal si la surcharge n'existe pas (intervalle t2-t2' de la fig. 4) et, d'autre part, à tenir compte de cette valeur et conditionner à partir de cet instant les moments de fermeture de chaque porte de façon à maintenir à peu près inchangé cet intervalle (t2-t2') en fonction du temps. Cela permet d'éviter le phénomène cumulatif déjà signalé et écarte du même coup l'inconvénient d'une baisse de la puissance en cas de fonctionnement du dispositif de protection.
La sortie du circuit compensateur 9 est reliée à la seconde entrée des portes 10 à 15. Ainsi conçue, chaque porte délivre à la sortie un signal de commande qui répond à des relations de phase bien établies, de façon que l'ensemble forme un système polyphasé tout en offrant, en cas de surcharge, une protection efficace dépourvue de phénomènes secondaires nuisibles.
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CLAIMS
Overcurrent protection circuit in electronic switches used as choppers to produce a polyphase voltage from a direct current source, said protection circuit being inserted in the control of electronic switches (Tl-T6), characterized by the fact that it comprises doors (10-15) controlling said electronic switches (Tl-T6), by the fact that it comprises a counter (8) receiving clock pulses (6) and which gives two signals at its output separated by phase, by the fact that current comparators,
controlled by signals from current detectors (2 and 3) actuate a flip-flop (7) when the amplitude of the current exceeds a limit value (IL) 9 the output signal of said flip-flop (7) passing through the counter (8 ) from which it is switched to block that of the doors (10-15) which is in the time closest to its normal blocking, by the fact that the signal from the flip-flop (7) also passes through a compensating circuit (9) connected to a common input of all the doors (10-15) and arranged to measure the time interval (t2-t2 ') between the moment of premature blocking due to an overload and the moment of normal blocking in the absence of overload and to condition, from this moment,
the closing times of each door (10-15) so as to keep this interval approximately unchanged as a function of time, the whole being arranged so that each door delivers at the output a control signal responding to the phase relationships a polyphase system, to offer protection in the event of overload free of harmful secondary phenomena.
The present invention relates to a circuit for overcurrent protection in electronic switches used as choppers to produce a polyphase voltage from a direct current source.
Such circuits are known, and Swiss patent No 460935 describes an electronically commutated motor comprising means of protection against overloads of dynamic origin. The described protection means include a threshold and timed feedback blocking lever controlled by the voltage drop through a measurement resistor. Such a protection circuit is very rudimentary, particularly because, the return of the rocker being delayed, it occurs at an indefinite time which is not the most favorable.
Other circuits are known, and FIGS. 1 to 4 illustrate overcurrent protection circuits which make it possible to open the switching element when it is crossed by a current deemed dangerous, then to close the circuit as soon as the overload disappears. If, at first glance, the idea seems simple, its application often reveals secondary phenomena which can have harmful effects on the proper functioning of the assembly.
Let us take for example the case of a frequency converter supplied with a direct voltage Uc.c and supplying at the output a three-phase voltage obtained using an inverter bridge formed by six electronic switches Tl to T6 which can be as well transistors or thyristors. We assume, for reasons of simplicity, that Tl to T6 are transistors. Each of these transistors is associated with a freewheeling diode D1 to D6 so as to be able to operate with an inductive load; The opening and closing of each transistor follows a well-defined phase law so that the addition of Vbl to Vb6 produces a three-phase voltage.
Let us now examine the harmful effects that can be encountered when the protection consists, in the event of an overload, of blocking and then restoring the control current according to certain protection criteria.
First protection criterion: blocking if a given value is exceeded, reclosing from a lower limit. This protection criterion reveals two troublesome phenomena, illustrated by FIGS. 1 and 2.
Let us suppose that at time t = tl, the transistor Tl is crossed by an overcurrent: one blocks Ti, and the current, supposed sufficiently inductive, is taken again by the freewheeling diode D1. When the current has dropped enough, Ti is reset, when the diode
He didn't necessarily finish driving. As Dl cannot be blocked instantly (like all power diodes, it requires a certain blocking time which can reach several tens of microseconds), there will then be a short circuit on the power source caused by simultaneous conduction of Tl and Dl, where ignition losses for Tl which can be considerable if the supply voltage Uc.c is high.
Very often, each switching transistor includes a protection cell in order to reduce the blocking losses (fig. 3).
This cell includes in all cases a capacitor C1, C4, a resistor Ri, R4 and a diode D1 ', D4'. It then appears clearly that during the re-ignition of T1 after the disappearance of the overload, and as soon as Dl again becomes blocked, Tl is crossed by the current charging the capacitor C4. Again, depending on the values
Uc.c and C4, the energy which Tl must bear is far from negligible, hence an additional danger for Ti.
Second protection criterion: tripping at the time of the overload, then waiting at least until the end of the normal conduction period to reset. This process makes it possible to avoid the phenomena exposed to the first criterion, on the other hand it often results in a significant loss of power.
The first effect, the most obvious, appears clearly on the diagrams in fig. 2: the trigger occurs at time t tl. For transistor TI, the loss of conduction lasts from t2 to tl. On the other hand, for the transistor T2, it lasts from t3 to tl, which is considerable. We can also note a loss of power of the converter, which is due to the phenomenon illustrated in fig. 4. In this figure, Vbl is the control voltage of T1, which is conductive for Vbl> 0,
Vb4 is the control voltage of T4, which is conductive for
Vb4> 0, and
Iu is the current in phase U, obtained by the successive conductions of Ti, Dl and T4, D4.
Operation is assumed normal until time tl. From tl, the current increases due to an external overload for example. The lower curve of fig. 4 represents, in solid line, the shape of the current I in a phase in normal operation, that is to say without overload, and, in dotted line, the same current in the event of overload with intervention of the protection device. Is
IL the limit value of the current from which the conductive transistor must block. Until time tl, the current always remains lower than IL After t = tl, the current becomes more important and would have already reached the limit value IL at time t2 ', which causes the blocking of transistor T1, at instant t2 'already: the current flowing through Tl will have traversed the portion AB' for the duration t2'-tl.
Note that, without the overload, the current would only be cut at time t2 and the amplitude would only have reached point B. By blocking T1 at time t2 ', the diode Dl resumes current at the same time, to stop to drive at time t3 '. The transistor T4 therefore begins to produce already at time t3 'and will have reached the limit value IL at time t4', so T4 is blocked, which causes the diode D4 to time t4 'instead of t4, etc.
In short, once the protection has come into action, there is a phenomenon of reduction of the conduction time of all the semiconductors, a phenomenon all the more troublesome because it is cumulative; we notice that:
t2-t2 '<t3-t3' <t4-t4 '(etc.
which means that after a few cycles, the conduction time of
each semiconductor is reduced to a derisory value, the amplitude of the current is well limited to IL, but its effective value is considerably reduced.
The present invention, as defined by the claim, proposes to avoid the drawbacks exposed above by means of a device which, upon detection of an overload, blocks that of the doors then conductive, and only it, which finds, in time, the closest to its normal blocking, that is to say the one that will have driven for the longest. The prematurely blocked door will not be made conductive again until the start of its next cycle, even if the overload had disappeared in the meantime, the phase difference between the control voltage and the collector current of a prematurely blocked door is not affected by the activation of the protection device.
Fig. 5 shows by way of example a diagram of the circuit according to the invention. At 1 is shown the limit current adjustment resistor IL connected to two current comparators 4 and 5, which are also connected to two current detectors 2 and 3. The two respective outputs of the two comparators are brought together to a flip-flop 7 A clock pulse generator 6 sends its pulses to a second input of flip-flop 7, to a counter 8 and to a compensator circuit 9. The output of flip-flop 7 is connected to a second input of compensator 9 and on a second input of the counter 8, which gives its outputs six signals having well-defined phase relationships between them. The six transistors Tl to T6 are controlled respectively by one of the gates 10 to 15.
One of the two inputs of each door is connected respectively to one of the outputs of the counter 8.
The operation is as follows: the current comparators 4 and 5 controlled by the signals from current detectors 2 and 3 actuate the flip-flop 7 when the current amplitude exceeds the limit value IL The output signal of flip-flop 7 passes through the counter 8, from which it will be directed to one of the doors 10 to 15 which must be blocked according to the criteria defined above, the blocking of a door involving the blocking of the corresponding transistor.
The signal from flip-flop 7 also passes through the compensating circuit 9, whose role consists, on the one hand, in measuring the time interval between the moment of premature blocking due to an overload and the moment of normal blocking if the overload does not exist (interval t2-t2 'in fig. 4) and, on the other hand, to take this value into account and condition from this moment the closing times of each door so as to maintain roughly unchanged this interval (t2-t2 ') as a function of time. This avoids the cumulative phenomenon already reported and at the same time eliminates the disadvantage of a drop in power in the event of the protection device operating.
The output of the compensating circuit 9 is connected to the second input of the doors 10 to 15. Thus designed, each door delivers to the output a control signal which responds to well-established phase relationships, so that the assembly forms a system polyphase while offering, in the event of an overload, effective protection devoid of harmful secondary phenomena.