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PATENTANSPRÜCHE
1. Schaltung zur Erhöhung der wirksamen Güte einer Schwingkreisanordnung, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis durch einen Verstärker mit negativem Eingangswiderstand entdämpft ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1 zur Erhöhung der wirksamen Güte eines Serieresonanzkreises, dadurch gekennzeichnet, dass in Serie mit dem Schwingkreis (Cl, L) ein Operationsverstärker (4) angeschaltet wird, dessen Ausgang über Widerstände R2', R2", R2"') mit dessen Eingängen (+, -) verbunden ist.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einem Teilwiderstand (R2") der Rückkopplungswiderstände ein temperaturabhängiger Widerstand (R2"') parallelgeschaltet ist, um die Temperaturabhängigkeit der Schwingkreiselemente zu kompensieren.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erhöhung der wirksamen Güte einer Schwingkreisanordnung.
Es kommt relativ häufig vor, dass die Selektivität von Einkreisfiltern hinreichend wäre, um sie als Bandpassfilter zu verwenden, um zum Beispiel eine Pilotfrequenz oder einen Begleitton auszufiltern. Falls ein Begleitton auszufiltern ist, der unterhalb des normalen Sprachbandes von 300 Hz bis 3,4 kHz übermittelt wird, muss das Filter bei einer verhältnismässig tiefen Frequenz in Resonanz sein. Bei so tiefen Frequenzen ist es jedoch meistens nicht möglich, bei einem einkreisigen Spulenfilter, das heisst einem LC-Glied, eine Spule herzustellen, die ein geringes Volumen und ein kleines Gewicht und trotzdem eine für die Filteraufgabe hinreichende Eigengüte aufweist.
Um diese Schwierigkeiten zu umgehen, wird gemäss der Erfindung vorgeschlagen, den Schwingkreis durch einen Verstärker mit negativem Eingangswiderstand zu entdämpfen.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun anhand der Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigt:
Figur 1 ein Prinzipschema der vorliegenden Schaltung in einer Anwendung auf einen Serieresonanzkreis und
Figur 2 ein Schema einer Ausführungsform gemäss dem Prinzip von Figur 1.
Die in Figur 1 im Prinzip gezeigte Schaltung weist einen negativen Eingangswiderstand an den Eingangsklemmen 1, 1 auf. An den Eingangsklemmen 1, 1' ist eine Wechselspannungsquelle 3 mit einer Spannung Uo angeschlossen, während an den Ausgangsklemmen 2, 2 eine gestrichelt angedeutete Nutzvorrichtung angeschlossen ist. Zwischen der Quelle 3 und der Klemme list ein Serieresonanzkreis eingefügt, der im Resonanzfalle durch einen rein ohmschen Widerstand Rv, nämlich durch seinen Verlustwiderstand ersetzt werden kann.
Der zwischen den Klemmen 1 und 1' wirksame negative Widerstand besteht aus einem Operationsverstärker 4, dessen invertierender Eingang (-) mit der Klemme 1 und dessen nicht invertierender Eingang (+) am Abgriff eines aus Widerständen Rl und R2 bestehenden Spannungsteilers, der zwischen dem mit der Klemme 2 verbundenen Ausgang des Verstärkers 4 und Erde angeschlossen ist, verbunden ist. Weiter ist die Klemme 2 noch über einen Widerstand R3 mit dem invertierenden Eingang verbunden.
Es soll nun der wirksame Widerstand Rs des Serieresonanzkreises mit nachgeschaltetem Verstärker näher betrachtet werden. Neben der bereits erwähnten Spannung Uo der Wechselspannungsquelle 3 sind noch weitere Spannungen durch Pfeile angegeben, nämlich Ul als Differenzspannung zwischen dem nicht invertierenden und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 4, U2 als Ausgangsspannung des Verstärkers bezogen auf Erde und als (U(+) und U(¯)) die auf Erde bezogenen Spannungen am nicht invertierenden bzw. am invertierenden Eingang des Verstärkers 4. Die Verstärkereingangsströme werden praktisch gleich Null angenommen. Wenn der Verstärkungsgrad des Verstärkers mit v bezeichnet wird
EMI1.1
Es können nun folgende Spannungsbeziehungen aufgestellt werden.
Uo-loRv+U(¯) = O (1) Durch Umformen und Einsetzen obiger Werte erhält man:
Uo = IoR-Ui(kv-l) (1') ferner: U(¯)+ = = 0 (2) Durch Umformen und Einsetzen erhält man:
EMI1.2
Aus Gleichung (1 ') und (2') folgt:
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Der wirksame Seriekreiswiderstand ist:
EMI1.4
Eingesetzt in Gleichung (3) ergibt sich
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Der Nenner des zweiten Gliedes dieser Formel nimmt in den praktisch vorkommenden Fällen immer negative Werte an, das heisst das zweite Glied wird negativ, also ist der wirksame Seriewiderstand Rs kleiner als der Verlustwiderstand Rv des Schwingkreises.
Der wirksame Seriekreiswiderstand Rs kann jedoch nicht beliebig gewählt werden, da spätestens bei Rs gleich Null Selbsterregung der Schaltung auftritt. Im praktischen Betrieb muss wegen unvermeidlicher Streuung der Komponentenwerte ein positiver Restwert für Rs vorhanden sein, um Selbsterregung zu vermeiden. Werte für den wirksamen Seriewider stand Rs von RVI2 bis Rv/4 lassen sich gut erreichen.
Die in Figur 2 gezeigte Schaltung eines Ausführungsbeispieles weist im Prinzip die gleichen Elemente wie die Schaltung nach Figur 1 auf, wobei gleiche oder analoge Elemente gleich bezeichnet sind. Der Serieresonanzkreis weist hier jedoch die tatsächlichen Elemente Cl und L anstelle des Verlustwiderstandes Rv auf. Der Fusspunkt des Widerstandes Rl ist wechselstrommässig über eine Kapazität C2 an Erde gelegt und gleichstrommässig durch einen aus zwei Widerständen Rs und
R6 bestehenden und zwischen Erde und Speisepotential liegenden Spannungsteiler vorgespannt. Weiter ist der Widerstand R2 der Schaltung nach Figur 1 durch das Netzwerk mit den Widerständen R2', R2" und R2' tt ersetzt, wobei für den Wider- stand R2"' ein temperaturabhängiger Widerstand eingesetzt ist, um die Temperaturabhängigkeit des Wicklungswiderstandes der Induktivität L zu kompensieren. Weiter weist der Ausgang der Schaltung einen Koppelkondensator G auf.
Wenn anstelle eines Operationsverstärkers 4 mit asymmetrischer Speisung ein Verstärker mit erdsymmetrischer Speisung verwendet wird, können die Elemente Rs, R6 und C2, C3 weggelassen und der Fusspunkt von Widerstand Rl kann wie in der Schaltung nach Figur 1 direkt mit Erde verbunden werden.
Im vorliegenden Falle wird die wirksame Güte des Serieschwingkreises bei fo = 200 Hz von 9,4 auf 17,7 angehoben, was für einen vorgesehenen Anwendungsfall eine hinreichende Selektivität ergibt.
Es ist leicht einzusehen, dass die vorliegende Schaltung mit einigen Anpassungen auch für einen Parallelschwingkreis verwendet werden könnte.
Die vorliegende Schaltung ermöglicht also, für einfache Filteraufgaben auch bei tiefen Frequenzen normale LC-Glieder zu verwenden, ohne dass dabei grosse und schwere Spulen in Kauf genommen werden müssen, um eine annehmbare Resonanzschärfe zu erhalten.
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PATENT CLAIMS
1. Circuit for increasing the effective quality of a resonant circuit arrangement, characterized in that the resonant circuit is damped by an amplifier with a negative input resistance.
2. Circuit according to claim 1 for increasing the effective quality of a series resonance circuit, characterized in that an operational amplifier (4) is connected in series with the resonant circuit (Cl, L), the output of which is via resistors R2 ', R2 ", R2"') is connected to its inputs (+, -).
3. Circuit according to claim 2, characterized in that at least one partial resistor (R2 ") of the feedback resistors, a temperature-dependent resistor (R2" ') is connected in parallel to compensate for the temperature dependence of the resonant circuit elements.
The present invention relates to a circuit for increasing the effective quality of an oscillating circuit arrangement.
It is relatively common that the selectivity of single-circuit filters would be sufficient to use them as a bandpass filter, for example to filter out a pilot frequency or an accompanying tone. If an accompanying tone has to be filtered out, which is transmitted below the normal voice band of 300 Hz to 3.4 kHz, the filter must resonate at a relatively low frequency. At such low frequencies, however, it is usually not possible to produce a coil with a single-circuit coil filter, that is to say an LC element, which has a small volume and a small weight and nevertheless has an intrinsic quality that is sufficient for the filter task.
In order to avoid these difficulties, it is proposed according to the invention to dampen the resonant circuit by means of an amplifier with a negative input resistance.
An embodiment of the invention will now be explained in more detail with reference to the drawing. The drawing shows:
Figure 1 is a schematic diagram of the present circuit in an application to a series resonance circuit and
Figure 2 is a schematic of an embodiment according to the principle of Figure 1.
The circuit shown in principle in FIG. 1 has a negative input resistance at the input terminals 1, 1. An AC voltage source 3 with a voltage Uo is connected to the input terminals 1, 1 ', while a useful device indicated by dashed lines is connected to the output terminals 2, 2. A series resonance circuit is inserted between the source 3 and the terminal, which can be replaced in the case of resonance by a purely ohmic resistance Rv, namely by its loss resistance.
The negative resistor effective between terminals 1 and 1 'consists of an operational amplifier 4, whose inverting input (-) with terminal 1 and its non-inverting input (+) at the tap of a voltage divider consisting of resistors Rl and R2, which between the the terminal 2 connected output of the amplifier 4 and earth is connected. Terminal 2 is also connected to the inverting input via a resistor R3.
The effective resistance Rs of the series resonance circuit with a downstream amplifier should now be considered. In addition to the voltage Uo of the AC voltage source 3 already mentioned, further voltages are indicated by arrows, namely Ul as the differential voltage between the non-inverting and the inverting input of the amplifier 4, U2 as the output voltage of the amplifier relative to earth and as (U (+) and U (¯)) the voltages related to earth at the non-inverting or inverting input of the amplifier 4. The amplifier input currents are assumed to be practically zero. If the gain of the amplifier is denoted by v
EMI1.1
The following tension relationships can now be established.
Uo-loRv + U (¯) = O (1) By reshaping and inserting the above values you get:
Uo = IoR-Ui (kv-l) (1 ') further: U (¯) + = = 0 (2) By forming and inserting one obtains:
EMI1.2
From equations (1 ') and (2') it follows:
EMI1.3
The effective series circuit resistance is:
EMI1.4
Substituted in equation (3) we get
EMI1.5
The denominator of the second term of this formula always takes negative values in the practical cases, i.e. the second term becomes negative, so the effective series resistance Rs is less than the loss resistance Rv of the resonant circuit.
However, the effective series circuit resistance Rs cannot be chosen arbitrarily, since at the latest when Rs is zero self-excitation of the circuit occurs. In practical operation, because of the inevitable spread of the component values, there must be a positive residual value for Rs in order to avoid self-excitation. Values for the effective series resistance Rs from RVI2 to Rv / 4 can easily be achieved.
The circuit of an exemplary embodiment shown in FIG. 2 has in principle the same elements as the circuit according to FIG. 1, identical or analog elements being identified identically. However, the series resonance circuit here has the actual elements Cl and L instead of the loss resistance Rv. The base point of the resistor Rl is connected to earth via a capacitance C2 and in direct current through one of two resistors Rs and
R6 pre-tensioned voltage divider between earth and supply potential. Furthermore, the resistor R2 of the circuit according to FIG. 1 is replaced by the network with the resistors R2 ', R2 "and R2' tt, a temperature-dependent resistor being used for the resistor R2" 'in order to make the temperature dependence of the winding resistance of the inductor L to compensate. Furthermore, the output of the circuit has a coupling capacitor G.
If, instead of an operational amplifier 4 with asymmetrical supply, an amplifier with earth-symmetrical supply is used, the elements Rs, R6 and C2, C3 can be omitted and the base point of resistor Rl can be connected directly to earth as in the circuit according to FIG.
In the present case, the effective quality of the series resonant circuit is increased from 9.4 to 17.7 at fo = 200 Hz, which results in sufficient selectivity for an intended application.
It is easy to see that the present circuit could also be used for a parallel resonant circuit with some adaptations.
The present circuit thus makes it possible to use normal LC elements for simple filter tasks even at low frequencies without having to accept large and heavy coils in order to obtain an acceptable resonance sharpness.