CH621901A5

CH621901A5 - Method and device for transmitting a data signal

Info

Publication number: CH621901A5
Application number: CH936477A
Authority: CH
Inventors: Colin Finch
Original assignee: Australasian Training Aids Pty
Priority date: 1976-07-28
Filing date: 1977-07-28
Publication date: 1981-02-27
Also published as: SE7708611L; SE428513B; GB1578227A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Verfahren gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 und auf eine Vorrichtung zum Durchführen des Verfahrens. The present invention relates to the method according to the preamble of claim 1 and to an apparatus for performing the method.

Es sind Vorrichtungen bekannt, bei denen der HF-Träger eines Signals überwacht wird um zu verhindern, dass Störsignale als binäre Information festgestellt werden. Beispielsweise ist in der US-PS Nr. 3 581 220 eine mit Frequenzumtastung arbeitende Datenübertragungsvorrichtung beschrieben, die einen Trägerdetektor umfasst, der bei Fehlen des Trägersignals einen Multivibrator sperrt, der die Ausgangsdaten der Vorrichtung erzeugt Zur Ausgabe von Ausgangsdaten müssen die binären Daten und der Träger vorhanden sein. In der US-PS Nr. 3 353 102 ist eine mit Frequenzumtastung arbeitende Datenübertragungsanlage beschrieben, bei der der Trägerdetektorkanal einen Datenausgangsverstärker zum Unterscheiden zwischen richtigen Daten und Stör- oder Sprechsignalen steuert Devices are known in which the RF carrier of a signal is monitored in order to prevent interference signals from being detected as binary information. For example, U.S. Patent No. 3,581,220 describes a frequency shift keying data transmission device which includes a carrier detector which, in the absence of the carrier signal, blocks a multivibrator which generates the device output data. The binary data and the carrier must be used to output the output data to be available. US Pat. No. 3,353,102 describes a data transmission system operating with frequency shift keying, in which the carrier detector channel controls a data output amplifier in order to distinguish between correct data and interference or speech signals

Es sind auch Anlagen bekannt, bei denen mehrere Signale vor der Modulation eines Trägers kombiniert werden. Beispielsweise ist in der US-PS Nr. 3 626 417 eine Anlage beschrie- Systems are also known in which several signals are combined before a carrier is modulated. For example, a system is described in US Pat. No. 3,626,417

2 2nd

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

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ben, bei der zum Übertragen von zwei Kanälen ein hybrides Modulationssignal verwendet wird. Dabei wird ein hybrides Trägersignal vom einen Datenkanal frequenzmoduliert und vom anderen Datenkanal amplitudenmoduliert. Der Zweck ist die Verhinderung von Übersprechen zwischen den beiden 5 Datenkanälen, während sie auf einer einzigen Trägerfrequenz übertragen werden. ben, where a hybrid modulation signal is used to transmit two channels. A hybrid carrier signal is frequency-modulated by one data channel and amplitude-modulated by the other data channel. The purpose is to prevent crosstalk between the two 5 data channels while they are being transmitted on a single carrier frequency.

In der US-PS Nr. 2 999 925 ist eine mit Frequenzumtastung arbeitende Datenübertragungsanlage beschrieben, bei der Amplitudenmodulation zum richtigen Decodieren eines binä- i o ren Signals verwendet wird. Dabei wird das Kriterium, welches den Empfang der richtigen Information bestimmt, zur Berücksichtigung von Fading- und/oder Störsignalen im empfangenen Signal geändert. US Pat. No. 2,999,925 describes a data transmission system operating with frequency shift keying, in which amplitude modulation is used to correctly decode a binary signal. The criterion that determines the receipt of the correct information is changed to take fading and / or interference signals into account in the received signal.

In der US-PS 2 707 209 ist eine Anlage beschrieben, die ein i s Tor enthält, das die Annahme eines gestörten oder fehlenden Teils eines binären Signals verhindert, wobei die Frequenz eines Trägersignals in Abhängigkeit des binären Signals verschoben wird. US Pat. No. 2,707,209 describes a system which contains an i s gate which prevents the acceptance of a disturbed or missing part of a binary signal, the frequency of a carrier signal being shifted as a function of the binary signal.

In der US-PS 3 305 635 ist eine Anlage beschrieben, welche 20 Vielfachtonsignale in Kombination mit Datenbits überträgt. In der US-PS Nr. 2118 987 ist ein Sender mit Frequenzumtastung beschrieben, der zwei Trägerfrequenzoszillatoren umfasst, A system is described in US Pat. No. 3,305,635 which transmits 20 multi-tone signals in combination with data bits. No. 2118,987 describes a transmitter with frequency shift keying, which comprises two carrier frequency oscillators,

deren Frequenzen sich nur ganz wenig voneinander unterscheiden. Der Empfänger dieses Systems verwendet einen Hilfsos- 25 zillator, dessen Signal den empfangenen Signalen zur Erzeugung zweier Audiofrequenzsignale überlagert wird. whose frequencies differ very little from each other. The receiver of this system uses an auxiliary oscillator, the signal of which is superimposed on the received signals to generate two audio frequency signals.

Die US-PS Nr. 2 733 299 beschreibt die Verwendung eines Sicherheitssignals bei einer Multifrequenzsignalleitung, wenn keines der beiden normalen Tonsignale vorhanden ist. 30 U.S. Patent No. 2,733,299 describes the use of a security signal on a multi-frequency signal line when neither of the two normal audio signals is present. 30th

Eine weitere Signalübertragungsanlage ist in der US-PS Nr. 3 486117 beschrieben, bei der ein Frequenzumtaster für die Übertragung von Telegraphiesignalen binäre Daten zum Umtasten der Trägerfrequenz verwendet. Das resultierende Signal wird dabei mit der Datenfrequenz oder einer Frequenz, 35 die grösser als die Datenfrequenz ist, moduliert, um die Fehlerhäufigkeit bei der Übertragung zu verringern. Another signal transmission system is described in US Pat. No. 3,486,117, in which a frequency shift key for transmitting telegraphy signals uses binary data to shift the carrier frequency. The resulting signal is modulated with the data frequency or a frequency 35 that is greater than the data frequency in order to reduce the frequency of errors during transmission.

Schliesslich beschreibt die US-PS Nr. 9 276 421 eine Tele-graphieanlage, bei der eine Funkenstrecke mit einer speziellen Frequenz geschaltet wird und Stimmgabeln zur Amplituden- to modulation der Schaltsignale verwendet werden. Finally, US Pat. No. 9,276,421 describes a tele-graphics system in which a spark gap is switched with a special frequency and tuning forks are used to amplitude-modulate the switching signals.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung anzugeben, die gestatten, eine zuverlässige Übertragung eines Datensignals durchzuführen. It is an object of the invention to provide a method and an apparatus which allow reliable transmission of a data signal.

Das Verfahren nach der Erfindung ist durch die im Kenn- « zeichen des Patentanspruches 1 angeführten Merkmale gekennzeichnet. The method according to the invention is characterized by the features stated in the characterizing part of patent claim 1.

Die Vorrichtung nach der Erfindung ist durch die im Kennzeichen des Patentanspruches 12 angeführten Merkmale gekennzeichnet. 50 The device according to the invention is characterized by the features stated in the characterizing part of patent claim 12. 50

Nachfolgend wird anhand der beiliegenden Zeichnungen ein Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. In den Zeichnungen zeigt: An embodiment of the invention is described below with reference to the accompanying drawings. In the drawings:

Fig. la bis lc Wellenformen von Signalen, die von der Vorrichtung nach der Fig. 2 übertragen werden, 55 La to lc waveforms of signals transmitted by the device of FIG. 2, 55

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines frequenzmodulierten Senders zum Erzeugen der in der Fig. 1 dargestellten Signale, Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Empfängers, und Fig. 4,5 und 6 die Einzelheiten der Schaltung des Empfängers nach der Fig. 2. m 2 shows a block diagram of a frequency-modulated transmitter for generating the signals shown in FIG. 1, FIG. 3 shows a block diagram of a receiver, and FIGS. 4, 5 and 6 show the details of the circuit of the receiver according to FIG. 2. m

Die Fig. la zeigt ein binäres Datensignal mit zwei Span-nungszuständen. Der Informationsgehalt dieses Signals ist für die vorliegende Erfindung nicht wesentlich. Das Datensignal kann jedoch Prüfbits umfassen und die binäre Information kann in bekannter Form vorliegen, beispielsweise eine bestimmte 65 Anzahl Bit in jedem zu übertragenden Abschnitt umfassen. FIG. 1 a shows a binary data signal with two voltage states. The information content of this signal is not essential for the present invention. However, the data signal can comprise test bits and the binary information can be in a known form, for example a certain number of bits in each section to be transmitted.

Fig. lb zeigt die gleiche binäre Information, jedoch mit einem aufgedrückten Signal relativ hoher Frequenz. Dieses Fig. Lb shows the same binary information, but with a signal pressed relatively high frequency. This

Signal wird nachfolgend als Sicherheitstonsignal bezeichnet. Fig. lc zeigt einen mit dem Signal nach der Fig. lb frequenzmodulierten Träger. Die Sicherheitstonsignalkomponente wird auf den modulierten Träger durch die kleinen Amplitudenmodulationen am oberen und unteren Rand der Wellenform nach der Fig. lc gebildet. Das frequenzmodulierte Signal nach der Fig. 1 c wird vom Sender nach der Fig. 2 gesendet und vom Empfänger nach den Fig. 3 bis 6 empfangen. The signal is referred to below as the security tone signal. FIG. 1 c shows a carrier which is frequency-modulated with the signal according to FIG. 1 b. The security tone signal component is formed on the modulated carrier by the small amplitude modulations at the top and bottom of the waveform according to FIG. 1c. 1 c is transmitted by the transmitter according to FIG. 2 and received by the receiver according to FIGS. 3 to 6.

Die Trägerfrequenz liegt vorzugsweise im Band von 27 bis 33 MHz. Die Taktfrequenz des binären Datensignals beträgt 10 kHz. Die drei Teile des gesendeten Signals besitzen somit verschiedene Frequenzcharakteristiken. Die Amplitude des Sicherheitstonsignals ist verglichen mit der Amplitude des binären Datensignals klein und beträgt vorzugsweise 5% der Amplitude des Datensignals. Die Frequenzmodulation des Trägers erfolgt vorzugsweise durch Frequenzumtastung. The carrier frequency is preferably in the band from 27 to 33 MHz. The clock frequency of the binary data signal is 10 kHz. The three parts of the transmitted signal thus have different frequency characteristics. The amplitude of the security tone signal is small compared to the amplitude of the binary data signal and is preferably 5% of the amplitude of the data signal. The carrier is preferably frequency modulated by frequency shift keying.

Die Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild eines Senders, der ein Signal von der in der Fig. 1 c dargestellten Art erzeugt. Der Sender umfasst einen Oszillator 100, der das Sicherheitstonsignal erzeugt und einen Generator 102 bekannter Art zur Erzeugung binär codierter Signale, die die zu sendende Information darstellen. Die Ausgangssignale des Oszillators 100 und des Generators 102 werden den Eingängen eines Summierverstärkers 104 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 104 ist die binäre Information mit aufgedrücktem Sicherheitstonsignal, wie es in der Fig. lb dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Verstärkers 104 gelangt zu einem Frequenzmodulator 106, in dem das Trägersignal eines Oszillators 108 frequenzmoduliert wird. Das modulierte Trägersignal wird in einem HF-Verstärker 110 verstärkt und das verstärkte Signal einer Antenne 112 zugeführt. Das von der Antenne gesendete Signal zeigt die Fig. lc. FIG. 2 shows the block diagram of a transmitter that generates a signal of the type shown in FIG. 1 c. The transmitter includes an oscillator 100 which generates the security tone signal and a generator 102 of a known type for generating binary coded signals which represent the information to be transmitted. The output signals of the oscillator 100 and the generator 102 are fed to the inputs of a summing amplifier 104. The output signal of amplifier 104 is the binary information with the safety tone signal pressed on, as shown in FIG. 1b. The output signal of amplifier 104 arrives at a frequency modulator 106, in which the carrier signal of an oscillator 108 is frequency modulated. The modulated carrier signal is amplified in an RF amplifier 110 and the amplified signal is fed to an antenna 112. The signal transmitted by the antenna is shown in FIG. 1c.

Die Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines Empfängers zum Empfangen des Signals nach der Fig. lc. Der Empfänger nach der Fig. 3 nimmt nur solche Signale als binäre Information an, die, wie in der Fig. lc dargestellt, moduliert sind und lässt keine Störsignale durch. Der Eingangskreis des Empfängers entspricht dem Eingangskreis von üblichen FM-Empfängern und ist für den Empfang eines schmalen Frequenzbandes fest eingestellt. FIG. 3 shows the block diagram of a receiver for receiving the signal according to FIG. 1c. The receiver according to FIG. 3 only accepts such signals as binary information which are modulated, as shown in FIG. 1c, and does not allow interference signals to pass through. The input circuit of the receiver corresponds to the input circuit of conventional FM receivers and is permanently set for the reception of a narrow frequency band.

Auf den Eingangskreis folgen drei Signalkanäle, nämlich: Three signal channels follow the input circuit, namely:

(1)der Datenkanal, (1) the data channel,

(2) der Sicherheitstonkanal, und (2) the security sound channel, and

(3) der Trägerpegelkanal. (3) the carrier level channel.

Zur Ausgabe eines Datenausgangssignals am rechtseitigen Ende der Schaltung nach der Fig. 3 müssen in allen drei Kanälen gleichzeitig bestimmte Signale vorhanden sein. To output a data output signal at the right-hand end of the circuit according to FIG. 3, certain signals must be present in all three channels at the same time.

Der frequenzmodulierte HF-Träger im Bereich von 27 bis 33 MHz gelangt über eine Breitbandempfangsantenne 200 und eine Antennenanpassstufe 202 zu einem zweistufigen HF-Band-passfilter 204. Zur Spiegelfrequenzunterdrückung im Bandpassfilter 204 ist eine Spiegelfrequenzfalle 206 vorgesehen. Das Ausgangssignal des Filters 204 wird zwei in Kaskade geschalteten HF-Verstärkern 208 und 210 zugeführt. Jedem der Verstärker 208 und 210 ist eine Spiegelfrequenzfalle 212 bzw. 214 zugeordnet und der Verstärker 210 besitzt eine Einrichtung zur Einstellung der HF-Verstärkung. Der Einstellbereich beträgt etwa 30 dB. The frequency-modulated RF carrier in the range from 27 to 33 MHz reaches a two-stage RF bandpass filter 204 via a broadband reception antenna 200 and an antenna matching stage 202. An image frequency trap 206 is provided in the bandpass filter 204 for image frequency suppression. The output signal of filter 204 is fed to two cascaded RF amplifiers 208 and 210. Each of the amplifiers 208 and 210 is assigned an image frequency trap 212 or 214 and the amplifier 210 has a device for setting the RF amplification. The setting range is approximately 30 dB.

Das Ausgangssignal des HF-Verstärkers 210 wird in einem Mischer 218 mit dem Ausgangssignal eines Hilfsoszillators 220 kombiniert. Der Oszillator 220 ist auf eine feste Frequenz abgestimmt. Das ZF-Signal des Mischers 218 wird einem ZF-Bandfil-ter 222 und einem ZF-Begrenzerverstärker 224 zugeführt. Der Verstärker 224 begrenzt die Spannung des an die folgenden Stufen gelieferten ZF-Signals. Die Mittelfrequenz des ZF-Signals beträgt etwa 460 kHz. The output signal of the RF amplifier 210 is combined in a mixer 218 with the output signal of an auxiliary oscillator 220. The oscillator 220 is tuned to a fixed frequency. The IF signal from the mixer 218 is fed to an IF band filter 222 and an IF limiter amplifier 224. The amplifier 224 limits the voltage of the IF signal supplied to the following stages. The center frequency of the IF signal is approximately 460 kHz.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 224 wird dem Eingang eines abgestimmten FM-Quadraturdetektors 226 und dem Eingang eines Trägerpegeldetektorkanals zugeführt. Das Audio- The output of amplifier 224 is applied to the input of a tuned FM quadrature detector 226 and to the input of a carrier level detector channel. The audio

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frequenzausgangssignal des Diskriminators im Verstärker 224 ist relativ breitbandig, wird jedoch durch die Bandbreite des Detektors 226 etwas begrenzt. Das breitbandige Ausgangssignal des Detektors 226 geht durch einen Audiofrequenzbreitbandverstärker 228 und wird dann auf zwei Kanäle aufgeteilt, s von denen der erste der Datenkanal und der zweite der Sicherheitstonkanal ist. frequency output signal of the discriminator in the amplifier 224 is relatively broadband, but is somewhat limited by the bandwidth of the detector 226. The broadband output of detector 226 passes through an audio frequency wideband amplifier 228 and is then split into two channels, s the first of which is the data channel and the second of which is the security tone channel.

Im Datenkanal werden vom Ausgangssignal des Verstärkers 228, welches Signal die digitale Information mit einer Taktfrequenz von 10 kHz enthält, der das 10-kHz-Sicherheitston- i o signal überlagert ist, durch das Audiofrequenztiefpassfilter 230 die Komponenten mit einer Frequenz von über 100 Hz abgetrennt. Das Ausgangssignal des Filters 230 enthält die binären Daten ohne das Sicherheitstonsignal und ohne die Komponenten hoher Frequenz der Datenbits. Das Ausgangssignal hat : 5 angenähert Sinusform und wird einem Impulsverstärker und Impulsformer 232 zugeführt, der das Signal wie dargestellt umformt. Das wiederhergestellte binäre Datensignal wird dem einen Eingang eines UND-Tores 234 zugeführt. In the data channel, the components with a frequency of over 100 Hz are separated by the audio frequency low-pass filter 230 from the output signal of the amplifier 228, which signal contains the digital information with a clock frequency of 10 kHz, on which the 10 kHz security tone signal is superimposed. The output of filter 230 contains the binary data without the security tone signal and without the high frequency components of the data bits. The output signal has: 5 approximately sinusoidal form and is fed to a pulse amplifier and pulse shaper 232, which converts the signal as shown. The restored binary data signal is fed to one input of an AND gate 234.

Das Signal des Verstärkers 228 wird auch dem Sicherheits- 20 tonkanal zugeführt und geht zuerst durch ein Hochpassfilter 236A in dem die niederfrequenten Komponenten unter etwa 7 kHz entfernt werden. Das Ausgangssignal des Filters 136A enthält im wesentlichen das Sicherheitstonsignal von 10 kHz und hochfrequente Spitzen von den Übergängen zwischen den 25 Datenbits. Dieses Signal wird einem Begrenzer 236B zugeführt, der das Signal auf einen Wert von etwa 6 V von Spitze zu Spitze verstärkt. Grössere Signale wie die Übergangssignale werden auf 6 V begrenzt. Dadurch enthält das Ausgangssignal des Begrenzers 236B nur das verstärkte wiederhergestellte 30 Sicherheitstonsignal. Dieses Ausgangssignal wird einem Hochpassfilter 238A und dann einem 12-dB/Oktav-Bandpassfilter 238B zugeführt, durch das nur die Signalspitzen des Sicherheitsbandsignals hindurchgehen. Das Ausgangssignal des Filters 238B tritt nur auf, wenn ein 10-kHz-Signal vorhanden ist 35 und wird einem Klemmkreis 240 zugeführt. Der Klemmkreis hält seinen Ausgang auf OV (logische Null), wenn kein Sicherheitstonsignal im Sicherheitstonsignalkanal festgestellt wird und auf +9 V (logische 1), wenn das Sicherheitstonsignal im Sicherheitstonkanal festgestellt wird. Der Zweck des Klemm- 40 kreises 240 wird im einzelnen in Zusammenhang mit dem T rägerpegelsignalkanal beschrieben. The signal from amplifier 228 is also fed to the safety audio channel and first passes through a high pass filter 236A in which the low frequency components below about 7 kHz are removed. The output of filter 136A essentially contains the security tone signal of 10 kHz and high frequency peaks from the transitions between the 25 data bits. This signal is applied to a limiter 236B, which amplifies the signal to a value of approximately 6 V from peak to peak. Larger signals such as the transition signals are limited to 6 V. As a result, the output of limiter 236B contains only the amplified, restored 30 security tone signal. This output signal is fed to a high pass filter 238A and then to a 12 dB / octave band pass filter 238B through which only the signal peaks of the security band signal pass. The output signal of filter 238B only occurs when a 10 kHz signal is present 35 and is supplied to a clamping circuit 240. The clamp circuit holds its output at OV (logic zero) when no security tone signal is detected in the security tone channel and at +9 V (logic 1) when the security tone signal is detected in the security tone channel. The purpose of the clamping circuit 240 is described in detail in connection with the carrier level signal channel.

Das Eingangssignal des Trägerpegelkanals ist ein ZF-Signal mit einer Mittelfrequenz von 460 kHz und einer Abweichung von ± 5 kHz, welche das 10 kHz Sicherheitstonsignal darstellt. 45 Der Träger wird zwischen den Grenzen von 455 und 465 kHz-dem FM-Modulationsbereich umgeschaltet. Die Modulationsfrequenz der Abweichung entspricht angenähert den 50 Hz der Taktfrequenz der binären Daten, wobei dieser Modulation das 10 kHz-Sicherheitstonsignal mit einem Pegel von angenähert 50 5% des Pegels der binären Daten überlagert ist. Das ZF-Signal wird in einem Detektor 242 gleichgerichtet und dann einem Tiefpassfilter 244 zugeführt, welches ein Gleichstromsignal mit entsprechender Anstiegs- und Abfallszeit liefert, das dem einen Eingang eines Pegeldetektors 246 zugeführt wird. Der Detek- 55 tor 246 umfasst einen Komparator, der das vom Filter 244 kommende Signal dauernd mit einem Bezugspegel vergleicht und eine logische Null (0 V) liefert, wenn der Trägerpegel gleich oder kleiner als der Bezugspegel ist und eine logische Eins (+9 V) liefert, wenn das vom Filter 244 kommende Signal gros- 60 ser als der Bezugspegel ist. Der Bezugspegel ist dabei auf einen geeigneten Wert eingestellt. The input signal of the carrier level channel is an IF signal with a center frequency of 460 kHz and a deviation of ± 5 kHz, which represents the 10 kHz security tone signal. 45 The carrier is switched between the limits of 455 and 465 kHz - the FM modulation range. The modulation frequency of the deviation corresponds approximately to 50 Hz of the clock frequency of the binary data, this modulation being superimposed on the 10 kHz security tone signal with a level of approximately 50 5% of the level of the binary data. The IF signal is rectified in a detector 242 and then fed to a low-pass filter 244, which supplies a DC signal with a corresponding rise and fall time, which is fed to the one input of a level detector 246. Detector 556 includes a comparator that continuously compares the signal from filter 244 to a reference level and provides a logic zero (0 V) when the carrier level is equal to or less than the reference level and a logic one (+9 V) ) returns when the signal coming from filter 244 is greater than 60 than the reference level. The reference level is set to a suitable value.

Das Ausgangssignal des Komparators 246 wird an den anderen Eingang des UND-Tores 234 geliefert und dient zur Freigabe dieses Tores für den Durchgang der vom Verstärker 65 232 kommenden binären Daten. Wenn jedoch der Klemmkreis 240 seinen Ausgang auf Erdpotential (0 V) gelegt hat, ist auch der Ausgang des Komparators 246 mit dem Erdpotential verbunden und das Tor 234 gesperrt. Damit binäre Daten durch das Tor 234 gehen können, muss somit im Sicherheitstonkanal das Sicherheitstonsignal vorhanden sein und der Pegel des ZF-Signals im Trägerpegelkanal grösser sein als der Bezugspegel. The output signal of the comparator 246 is supplied to the other input of the AND gate 234 and serves to enable this gate for the passage of the binary data coming from the amplifier 65 232. However, if the clamping circuit 240 has its output connected to earth potential (0 V), the output of the comparator 246 is also connected to the earth potential and the gate 234 is blocked. In order for binary data to pass through gate 234, the security tone signal must be present in the security tone channel and the level of the IF signal in the carrier level channel must be greater than the reference level.

Das Ausgangssignal des Tores 234 wird einem Decodierer zugeführt, der Mittel für eine Paritätsprüfung oder Mittel zum Feststellen von Fehlern besitzen kann. The output of gate 234 is fed to a decoder which may have means for parity checking or means for detecting errors.

Die Fig. 4,5 und 6 zeigen die Einzelheiten der Schaltung des Empfängers nach der Fig. 3. Im unteren Teil der Fig. 5 ist die Betriebsspannungsquelle des Empfängers dargestellt, die Bezugsspannungen von +12, +9 und +4,5 V in Bezug auf die 0 Voltleitung liefert. Das modulierte HF-Signal wird vom Antennenanpassungskreis 202 der Fig. 3 an die Klemmen 9 und 10 des Bandpassfilters 204 geliefert. Das Filter 204 umfasst einen Kreis mit einem Koppeltransformator T2 und einen Kondensator C3, welcher Kreis auf die Trägerfrequenz abgestimmt ist. Der Kondensator Cl verbindet den Antenneneingang hochfre-quenzmässig mit der Null Voltklemme der Spannungsquelle. Der Transformator T2 hat eine Anzapfung, die mit der zweiten Stufe des Bandpassfilters verbunden ist, die einen abgestimmten Kreis mit einem Transformator T3 und einen Kondensator C4 umfasst. Jede Stufe des Bandpassfilters 204 ist mit einem Teil einer Spiegelfrequenzfalle 206 verbunden. Der mit der ersten Stufe des Filters 204 verbundene Teil der Falle 206 besteht aus einem Transformator T1 und einem Kondensator C2 und der mit der zweiten Stufe des Filters 204 verbundene Teil der Falle 206 aus einem Transformator T4 und einem Kondensator C5. Die beiden Transformatorsätze TI, T2 und T3, T4 sind bezüglich ihrer Abstimmung voneinander abhängig. FIGS. 4, 5 and 6 show the details of the circuit of the receiver according to FIG. 3. In the lower part of FIG. 5, the operating voltage source of the receiver is shown, the reference voltages of +12, +9 and +4.5 V in Refers to the 0 volt line. The modulated RF signal is supplied by the antenna matching circuit 202 of FIG. 3 to the terminals 9 and 10 of the bandpass filter 204. The filter 204 comprises a circuit with a coupling transformer T2 and a capacitor C3, which circuit is tuned to the carrier frequency. The capacitor C1 connects the antenna input in high frequency to the zero volt terminal of the voltage source. The transformer T2 has a tap which is connected to the second stage of the bandpass filter, which comprises a tuned circuit with a transformer T3 and a capacitor C4. Each stage of bandpass filter 204 is connected to part of an image trap 206. The part of the trap 206 connected to the first stage of the filter 204 consists of a transformer T1 and a capacitor C2 and the part of the trap 206 connected to the second stage of the filter 204 consists of a transformer T4 and a capacitor C5. The two transformer sets TI, T2 and T3, T4 are dependent on one another with regard to their coordination.

Das Ausgangssignal des Filters 204 wird der ersten Torelektrode gl eines zwei Torelektroden aufweisenden MOSFET-Verstärkers TRI des HF-Verstärkers 208 zugeführt. Der Transistor TRI kann vom Typ FTO 601 sein. Der Ausgang des Verstärkers umfasst einen abgestimmten Kreis, bestehend aus dem Transformator T6 und dem Kondensator C9. Mit dem Transformator T6 ist eine Spiegelfrequenzfalle 212, bestehend aus dem Transformator T5 und dem Kondensator C8 verbunden. The output signal of the filter 204 is fed to the first gate electrode gl of a MOSFET amplifier TRI having two gate electrodes of the RF amplifier 208. The transistor TRI can be of the FTO 601 type. The output of the amplifier comprises a tuned circuit consisting of the transformer T6 and the capacitor C9. An image frequency trap 212, consisting of the transformer T5 and the capacitor C8, is connected to the transformer T6.

Die Verstärkung der ersten Stufe des Verstärkers 208 wird durch die Vorspannung an der zweiten Torelektrode g2 des Transistors TRI eingestellt. Die Vorspannung wird durch einen Spannungsteiler bestimmt, der aus den Widerständen R35 und R2 besteht. Der Kondensator C45 dient als Bypass für den Transistor TRI. The gain of the first stage of amplifier 208 is set by the bias on the second gate electrode g2 of transistor TRI. The bias voltage is determined by a voltage divider consisting of resistors R35 and R2. The capacitor C45 serves as a bypass for the transistor TRI.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 208 wird an der Sekundärwicklung des Transformators T6 abgenommen und der ersten Torelektrode gl eines zwei Torelektroden aufweisenden MOS-Feldeffekttransistors TR2, vorzugsweise vom Typ FTO 601 eines Verstärkers 210 zugeführt. Der abgestimmte Ausgangskreis des Transistors TR2 enthält einen Transformator T8 und einen Kondensator C12. Mit dem Transformator T8 ist eine Spiegelfrequenzfalle 214, bestehend aus einem Transformator T7 und einem Kondensator C14 verbunden. Die Spiegelfrequenzabstimmung und die Signalabstimmung sind voneinander abhängig. Der Transistor TR2 dient als Verstärker mit einstellbarer Verstärkung, welche durch den Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen R7 und R8 bestimmt wird. Der Widerstand R7 ist einstellbar, so dass die HF-Verstärkung zwischen den Eingangsklemmen 9 und 10 des Filters 204 und der aus dem Kondensator C13 und der Spule L5 bestehenden HF-Falle im Mischer 218 der Fig. 5 eingestellt werden kann. The output signal of the amplifier 208 is taken from the secondary winding of the transformer T6 and fed to the first gate electrode gl of a MOS field effect transistor TR2 having two gate electrodes, preferably of the FTO 601 type, of an amplifier 210. The tuned output circuit of transistor TR2 includes a transformer T8 and a capacitor C12. An image frequency trap 214, consisting of a transformer T7 and a capacitor C14, is connected to the transformer T8. The image frequency tuning and the signal tuning are interdependent. The transistor TR2 serves as an amplifier with adjustable gain, which is determined by the voltage divider consisting of the resistors R7 and R8. Resistor R7 is adjustable so that the RF gain between input terminals 9 and 10 of filter 204 and the RF trap consisting of capacitor C13 and coil L5 can be adjusted in mixer 218 of FIG. 5.

Der Ausgangskreis des Verstärkers 210 umfasst eine HF-Begrenzerstufe, die aus zwei antiparallel geschalteten Dioden D7 und D8 besteht, die über der Primärwicklung des Transformators T8 liegen. Die Dioden D7 und D8 begrenzen die Primärspannung des Transformators T8 auf angenähert 0,7 V Spitze-Spitze. Über ein Tiefpassfilter, bestehend aus den Drosseln LI, L2 und den Kondensatoren C10, Cl 1 erhalten die beiden Stufen der HF-Verstärker 208 und 210 Gleichstrom. The output circuit of amplifier 210 comprises an RF limiter stage, which consists of two diodes D7 and D8 connected in anti-parallel, which are located above the primary winding of transformer T8. The diodes D7 and D8 limit the primary voltage of the transformer T8 to approximately 0.7 V peak-peak. The two stages of the RF amplifiers 208 and 210 receive direct current via a low-pass filter, consisting of the chokes LI, L2 and the capacitors C10, Cl 1.

Die Verstärkung ist so eingestellt, dass bei einem Eingangssignal von -58 dBm CW an den Klemmen 9,10 des Filters 204 eine Spannung von 100 mV Spitze-Spitze an der Verbindung des Kondensators C13 mit der Drossel L5 erhalten wird. The gain is set such that a voltage of 100 mV peak-peak is obtained at the connection of the capacitor C13 to the inductor L5 with an input signal of -58 dBm CW at the terminals 9, 10 of the filter 204.

Wie die Fig. 5 zeigt, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 210 den Klemmen 6,4 einer integrierten Schaltung ICI der Mischstufe 218 zugeführt. Die Schaltung ICI ist vorzugsweise vom Typ LM 371 und umfasst einen Mischer, einen Hilfsoszillator und einen ZF-Verstärker. Der Widerstand RIO dient zur Anpassung des Ausgangssignals des Verstärkers 210 an die Eingangsimpedanz des Mischers. As FIG. 5 shows, the output signal of the amplifier 210 is fed to the terminals 6, 4 of an integrated circuit ICI of the mixer stage 218. The ICI circuit is preferably of the LM 371 type and comprises a mixer, an auxiliary oscillator and an IF amplifier. Resistor RIO is used to match the output signal of amplifier 210 to the input impedance of the mixer.

Der abgestimmte Hilfsoszillatorkreis umfasst einen Transformator T9 und einen Kondensator C26, die auf die Hilfsoszil-latorfrequenz von angenähert 30 mHz abgestimmt sind. Der abgestimmte Kreis ist mit der Klemme 10 der integrierten Schaltung ICI verbunden. Der Hilfsoszillatorkristall XL1 ist vom dritten Obertontyp und arbeitet mit Serieresonanz. Der Kristall schwingt mit 29,265 mHz und die Trägerfrequenz beträgt 29,725 mHz, so dass eine Zwischenfrequenz von 460 kHz erhalten wird. Die Spannung für den Kristall wird an einem Viertel der Induktivität T9 des abgestimmten Kreises abgenommen und das Ausgangssignal des Kristalls einem Phasenschieberkreis, bestehend aus der Drossel L6 und dem Kondensator C18 an der Rückkopplungsklemme 1 der integrierten Schaltung ICI abgenommen. Die Drossel L6 ist einstellbar und wird zur Einstellung der Hilfsoszillatorfrequenz verwendet. The tuned auxiliary oscillator circuit comprises a transformer T9 and a capacitor C26, which are tuned to the auxiliary oscillator frequency of approximately 30 mHz. The tuned circuit is connected to terminal 10 of the ICI integrated circuit. The auxiliary oscillator crystal XL1 is of the third harmonic type and works with series resonance. The crystal vibrates at 29.265 mHz and the carrier frequency is 29.725 mHz, so that an intermediate frequency of 460 kHz is obtained. The voltage for the crystal is taken from a quarter of the inductance T9 of the tuned circuit and the output signal from the crystal is taken from a phase shift circuit consisting of the inductor L6 and the capacitor C18 at the feedback terminal 1 of the integrated circuit ICI. The choke L6 is adjustable and is used to set the auxiliary oscillator frequency.

Die integrierte Schaltung ICI bewirkt eine Mischung und Produktverstärkung, wobei das Ausgangssignal dieser Schaltung durch ein Netzwerk, bestehend aus dem Transformator T10 und dem Kondensator C16 auf 460 kHz abgestimmt wird. Ferner ist eine auf 30 mHz abgestimmte HF-Falle zur Entfernung von remanenter Hochfrequenz vorgesehen, die einen Kondensator C13 und eine Drossel L5 umfasst und in Serieresonanz arbeitet. The integrated circuit ICI brings about mixing and product amplification, the output signal of this circuit being tuned to 460 kHz by a network consisting of the transformer T10 and the capacitor C16. Furthermore, an RF trap tuned to 30 MHz is provided for the removal of remanent radio frequency, which comprises a capacitor C13 and a choke L5 and operates in series resonance.

Das Ausgangssignal des Transformators T10 gelangt über einen Kondensator C20 zum Eingang einer integrierten Schaltung IC2 vom Typ LM 374. Diese Schaltung ist eine komplexe Schaltung und umfasst zwei ZF-Begrenzerverstärker, einen FM-Quadraturdetektorkreis und einen Audiofrequenzverstärker. Der auf 460 kHz abgestimmte Ausgangskreis des ersten Begrenzerverstärkers der Schaltung IC2 besteht aus dem Transformator TI 1 und dem Kondensator C17. Der Kondensator C62 dient zum Entfernen von Hochfrequenz bei HF-Ein-gangsbedingungen. The output signal of the transformer T10 passes through a capacitor C20 to the input of an integrated circuit IC2 of the type LM 374. This circuit is a complex circuit and comprises two IF limiter amplifiers, an FM quadrature detector circuit and an audio frequency amplifier. The output circuit of the first limiter amplifier of the circuit IC2, which is tuned to 460 kHz, consists of the transformer TI 1 and the capacitor C17. Capacitor C62 is used to remove radio frequency in RF input conditions.

Das Ausgangssignal des ersten Begrenzerverstärkers der Schaltung IC2 wird an der Klemme 5 des Transformators TI 1 abgenommen und in zwei Teile aufgeteilt. Der erste Teil wird einem ZF-Pegeldetektor 244 und der zweite Teil über einen Kondensator C23 dem Quadraturdetektorkreis 226 zugeführt. Die Klemme 4 der Schaltung IC2 ist der Eingang des zweiten Begrenzerverstärkers, der zur Lieferung einer konstanten Eingangsspannung an den Quadraturdetektor dient. Das dem Quadraturdetektor zugeführte Signal wird auf zwei Wege aufgeteilt. Der erste führt zu einem Summierpunkt eines linearen Verstärkers der Schaltung IC2 und der zweite über einen kleinen Koppelkondensator in der Schaltung IC2 zur Klemme 6 dieser Schaltung. Der Kondensator C32 dient als Gleichstromsperre für einen abgestimmten Kreis, bestehend aus dem Transformator T12 und dem Kondensator C25. Dieser Kreis wirkt an der Klemme 6 der Schaltung IC2 als Phasenschiebershuntkreis und liefert das restliche Eingangssignal an den Summierpunkt der integrierten Schaltung. The output signal of the first limiter amplifier of the circuit IC2 is taken from the terminal 5 of the transformer TI 1 and divided into two parts. The first part is fed to an IF level detector 244 and the second part is fed to the quadrature detector circuit 226 via a capacitor C23. Terminal 4 of circuit IC2 is the input of the second limiter amplifier, which is used to supply a constant input voltage to the quadrature detector. The signal fed to the quadrature detector is divided into two ways. The first leads to a summing point of a linear amplifier of circuit IC2 and the second via a small coupling capacitor in circuit IC2 to terminal 6 of this circuit. The capacitor C32 serves as a DC block for a tuned circuit, consisting of the transformer T12 and the capacitor C25. This circuit acts at the terminal 6 of the circuit IC2 as a phase shifter circuit and supplies the remaining input signal to the summing point of the integrated circuit.

Das Ausgangssignal des Summierpunkts in der Schaltung IC2 ist die Summe des normalen Eingangssignals und des phasenverschobenen Eingangssignals des Quadraturdetektors. Die Amplitude und Phase dieses Ausgangssignals ist proportional der Phasendifferenz zwischen dem normalen Eingangssignal und dem phasenverschobenen Eingangssignal. Solche Quadraturdetektoren sind bekannt, so dass sich eine genauere The output signal of the summing point in circuit IC2 is the sum of the normal input signal and the phase-shifted input signal of the quadrature detector. The amplitude and phase of this output signal is proportional to the phase difference between the normal input signal and the phase-shifted input signal. Such quadrature detectors are known, so that a more accurate

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Beschreibung erübrigt. Description unnecessary.

Der aus dem Transformator T12 und dem Kondenator C25 bestehende Kreis ist auf die ZF-Mittelfrequenz (460 kHz) abgestimmt und die ZF-Eingangsfrequenz ändert sich um ±5 kHz mit der Modulationsfrequenz um die Mittelfrequenz von 460 kHz. Der Kondensator C28 wirkt als Bypass für die restlichen HF-Komponenten im Detektorausgangssignal. Das Detektorausgangssignal wird einem Spitzendetektor zugeführt, der als Breitbandaudiofrequenzvorverstärker dient und dessen Ausgang die Klemme 8 der Schaltung IC2 ist. Das Ausgangssignal der Klemme 8 entspricht der Modulation des ZF-Signals ohne Zwischenfrequenz. Dieses Audiofrequenzsignal ist breitbandig und wird nur durch die Frequenzbandeigenschaften des ZF-Verstärkers begrenzt. Die Grösse des Ausgangssignals an der Klemme 8 wird durch das Q des aus dem Transformator T12 und dem Kondensator C25 bestehenden Kreises begrenzt. Die nominelle Bandbreite des Quadraturdetektors ist ± 10 kHz um eine Mittelfrequenz von 460 kHz. Das Audiofrequenzsignal der Klemme 8 wird sowohl für den Sicherheitstonkanal als auch für den Datenkanal verwendet. The circuit consisting of the transformer T12 and the capacitor C25 is tuned to the IF center frequency (460 kHz) and the IF input frequency changes by ± 5 kHz with the modulation frequency by the center frequency of 460 kHz. The capacitor C28 acts as a bypass for the remaining RF components in the detector output signal. The detector output signal is fed to a peak detector which serves as a broadband audio frequency preamplifier and whose output is terminal 8 of the circuit IC2. The output signal of terminal 8 corresponds to the modulation of the IF signal without an intermediate frequency. This audio frequency signal is broadband and is only limited by the frequency band properties of the IF amplifier. The size of the output signal at terminal 8 is limited by the Q of the circuit consisting of transformer T12 and capacitor C25. The nominal bandwidth of the quadrature detector is ± 10 kHz around a center frequency of 460 kHz. The audio frequency signal from terminal 8 is used for both the safety tone channel and the data channel.

Der Trägerpegeldetektorkreis umfasst den Detektor 242, das Tiefpassfilter 244 und den ZF-Pegelkomparator 246. Dieser Kreis dient zum Feststellen eines bestimmten Pegels des ZF-Signals, der das Vorhandensein der richtigen Trägerfrequenz und Trägeramplitude anzeigt. The carrier level detector circuit includes the detector 242, the low pass filter 244 and the IF level comparator 246. This circuit is used to determine a certain level of the IF signal which indicates the presence of the correct carrier frequency and carrier amplitude.

Der Trägerpegeldetektorkanal arbeitet auf folgende Weise. Ein Vorspannungskreis (Fig. 5) bestehend aus den Widerständen R22 und R36 sowie einem Bypasskondensator C37 liefert eine Vorspannung von 4,5 V an die positive Klemme eines Operationsverstärkers IC4, der einen Teil des Komparators 246 in der Fig. 6 bildet und eine integrierte Schaltung vom Typ 736 umfasst. Die Vorspannung wird über die Sekundärwicklung des Transformators TI 1 im ZF-Begrenzerverstärker, eine Detektordiode D3, über einen Begrenzungswiderstand R12 und einen Shuntwiderstand R34 angelegt. Die Spannung an der Klemme 3 des Verstärkers IC4 ist angenähert +4,3 V. The carrier level detector channel works in the following manner. A bias circuit (Fig. 5) consisting of resistors R22 and R36 and a bypass capacitor C37 provides a 4.5V bias to the positive terminal of an operational amplifier IC4 which forms part of comparator 246 in Fig. 6 and an integrated circuit type 736. The bias voltage is applied via the secondary winding of the transformer TI 1 in the IF limiting amplifier, a detector diode D3, a limiting resistor R12 and a shunt resistor R34. The voltage at terminal 3 of the IC4 amplifier is approximately +4.3 V.

Die Grösse der Spannung an der Klemme 3 des Verstärkers IC4 ändert sich proportional zu jedem Signal, das in der Sekundärwicklung des Transformators TI 1 auftritt und wird durch die Diode D3 und den Kondensator C36 des Detektors 242 gleichgerichtet. Dadurch ist die Spannung am Eingang des Tiefpassfilters 244 die Kombination der festen Gleichspannung, die im Vorspannungskreis erzeugt wird und der dem festgestellten Signalpegel proportionalen Spannung. The magnitude of the voltage at terminal 3 of amplifier IC4 changes in proportion to each signal that occurs in the secondary winding of transformer TI 1 and is rectified by diode D3 and capacitor C36 of detector 242. As a result, the voltage at the input of low-pass filter 244 is the combination of the fixed DC voltage that is generated in the bias circuit and the voltage proportional to the determined signal level.

Die ZF-Signalpegelspannung ändert sich in Funktion der Zeit, so dass ein Tiefpassfilter 244, bestehend aus den Widerständen R12 und R34 sowie dem Kondensator C35 vorgesehen ist, welches den Mittelwert der beiden Spannungen an die Klemme 3 des Verstärkers IC4 liefert. The IF signal level voltage changes as a function of time, so that a low-pass filter 244, consisting of the resistors R12 and R34 and the capacitor C35, is provided, which supplies the mean value of the two voltages to the terminal 3 of the amplifier IC4.

Das andere Eingangssignal des Operationsverstärkers IC4 wird von einem Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen R26, R33 und R23 geliefert. Die Grösse dieser Widerstände ist so gewählt, dass durch Einstellung des einstellbaren Widerstandes R33 die Spannung an der Klemme 2 des Verstärkers IC4 grösser oder kleiner als die Spannung an der Klemme 3 dieses Verstärkers gemacht werden kann. Dadurch kann das Ausgangssignal an der Klemme 6 des Verstärkers IC4 zwischen den Grenzen von + 9 V und 0 V geschaltet werden. Wenn der Widerstand R33 so eingestellt ist, dass bei Fehlen eines ZF-Ein-gangssignals die Spannung an der Klemme 2 grösser ist als diejenige an der Klemme 3, ist die Spannung an der Klemme 6 des Verstärkers IC4 angenähert Null. The other input signal of the operational amplifier IC4 is supplied by a voltage divider consisting of the resistors R26, R33 and R23. The size of these resistors is selected so that the voltage at terminal 2 of amplifier IC4 can be made greater or smaller than the voltage at terminal 3 of this amplifier by setting the adjustable resistor R33. As a result, the output signal at terminal 6 of amplifier IC4 can be switched between the limits of + 9 V and 0 V. If resistor R33 is set so that in the absence of an IF input signal, the voltage at terminal 2 is greater than that at terminal 3, the voltage at terminal 6 of amplifier IC4 is approximately zero.

Wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Klemmen 2 und 3 des Verstärkers IC4 im Ruhezustand kleiner ist als bei Vorhandensein eines Trägers, beträgt die Ausgangsspannung an der Klemme 6 des Verstärkers IC4 +9 V. Dadurch kann durch geeignete Einstellung des Widerstands R33 das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Trägersignals bestimmter Amplitude festgestellt werden. Die Verstärkung If the voltage difference between terminals 2 and 3 of amplifier IC4 is smaller in the idle state than in the presence of a carrier, the output voltage at terminal 6 of amplifier IC4 is +9 V. This means that the presence or absence of a carrier signal can be adjusted by setting resistor R33 appropriately certain amplitude can be determined. The reinforcement

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

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des Verstärkers IC4 wird durch das Widerstandsverhältnis der Widerstände R27 und R25 bestimmt und beträgt etwa 180. Der Kondensator C38 dient als Bypass für Übergangseffekte an der Klemme 2 des Verstärkers IC4. Das logische Ausgangssignal des Verstärkers IC4 treibt einen Eingang des UND-Tores 234 s in der Fig. 6. Dieses Ausgangssignal wird durch einen Klemmkreis des Sicherheitstonkanals weiter begrenzt, wie noch unten beschrieben wird. of the amplifier IC4 is determined by the resistance ratio of the resistors R27 and R25 and is approximately 180. The capacitor C38 serves as a bypass for transition effects at the terminal 2 of the amplifier IC4. The logic output signal of the amplifier IC4 drives an input of the AND gate 234 s in FIG. 6. This output signal is further limited by a clamping circuit of the safety sound channel, as will be described below.

Wie die Fig. 6 zeigt, gelangt das breitbandige Audiofrequenzsignal von der Klemme 8 der Schaltung IC2 zum Eingang io eines Tiefpassfilters 230, bestehend aus dem Widerstand RI 1 und dem Kondensator C33. Der Kondensator C29 dieses Filters dient zum Entfernen von restlicher Zwischenfrequenz. Das zwischen dem Widerstand RI 1 und dem Kondensator C33 auftretende Ausgangssignal wird über den Transistor TR7 und den is Kondensator C34 an den negativen Eingang eines Impulsverstärkers IC3 angelegt, der eine integrierte Schaltung vom Typ 776 ist. Das Ausgangssignal des Filters 230 enthält keine Frequenzen über 100 Hz. Das aus den Widerständen R14, R16 und dem Kondensator C27 bestehende Netzwerk dient zum Ein- 20 stellen des Ruhezustandspunkts der Schaltung IC3 durch Steuern der Vorspannung an den Klemmen 2 und 3 des Verstärkers. Die Verstärkung des Verstärkers IC3 wird durch das Widerstandsverhältnis der Widerstände R4 und R13 bestimmt und beträgt etwa 212. 25 As shown in FIG. 6, the broadband audio frequency signal passes from the terminal 8 of the circuit IC2 to the input io of a low-pass filter 230, consisting of the resistor RI 1 and the capacitor C33. The capacitor C29 of this filter serves to remove the residual intermediate frequency. The output signal occurring between the resistor RI 1 and the capacitor C33 is applied via the transistor TR7 and the is capacitor C34 to the negative input of a pulse amplifier IC3, which is a type 776 integrated circuit. The output signal of filter 230 does not contain any frequencies above 100 Hz. The network consisting of resistors R14, R16 and capacitor C27 is used to set the idle point of circuit IC3 by controlling the bias voltage at terminals 2 and 3 of the amplifier. The gain of amplifier IC3 is determined by the resistance ratio of resistors R4 and R13 and is approximately 212.25

Durch das Vorhandensein des Kondensators C27 erhält der Verstärker IC3 nur über den Kondensator C34 ein Wechsel-spannungseingangssignal. Der Ruhezustandspunkt des Ausgangssignals des Verstärkers IC3 liegt in der Mitte zwischen 9 und 0 V. Bei normalen Signalbedingungen wird das Ausgangs- 30 signal zwischen den Grenzen +9 und 0 V umgeschaltet (wobei Sättigungsverluste im Verstärker nicht berücksichtigt sind). Das Ausgangssignal des Audiofrequenzverstärkers wird über die Diode D5 und den Widerstand R20 an einen Ausgangskreis mit dem Tor 234 angelegt, wie noch später beschrieben wird. 35 Die Diode D5 dient als Schwellenwertvorrichtung, so dass Signale mit weniger als 6 V Spitzenspannung das UND-Tor 234 nicht beeinflussen können. Due to the presence of the capacitor C27, the amplifier IC3 receives an AC input signal only through the capacitor C34. The idle state point of the output signal of the amplifier IC3 lies in the middle between 9 and 0 V. Under normal signal conditions the output signal is switched between the limits +9 and 0 V (whereby saturation losses in the amplifier are not taken into account). The output signal of the audio frequency amplifier is applied via diode D5 and resistor R20 to an output circuit with gate 234, as will be described later. 35 The diode D5 serves as a threshold device so that signals with less than 6 V peak voltage cannot influence the AND gate 234.

Der Sicherheitstonkanal dient zum Feststellen, Verstärken und Verarbeiten des 10-kHz-Signals, das der normalen Daten- 40 kanalinformation überlagert ist. Das breitbandige Audiofre-quenzausgangssignal von der Klemme 8 der Schaltung IC2 gelangt über ein Hochpassfilter, bestehend aus dem Widerstand R38 und dem Kondensator C48 zu dem einen Eingang eines Operationsverstärkers IC7 vom Typ 725 HC. Der « The security tone channel is used to detect, amplify and process the 10 kHz signal, which is superimposed on the normal data channel information. The broadband audio frequency output signal from the terminal 8 of the circuit IC2 passes through a high-pass filter, consisting of the resistor R38 and the capacitor C48, to the one input of an operational amplifier IC7 of the 725 HC type. The "

Betriebspunkt dieses Verstärkers wird durch einen eine Vorspannung von +4,5 V liefernden Vorspannungskreis bestimmt. Der Verstärker IC7 ist ein Begrenzerverstärker mit einstellbarer Verstärkung. Die Verstärkung ist durch den einstellbaren Widerstand R43 einstellbar und wird durch den Pegel des 10- so kHz-Signals bestimmt, der zum Betrieb des aktiven Bandpassfilters 238 notwendig ist, das auf den Begrenzer 236 folgt. The operating point of this amplifier is determined by a bias circuit providing a bias of +4.5 V. The IC7 amplifier is a limiter amplifier with adjustable gain. The gain is adjustable by the adjustable resistor R43 and is determined by the level of the 10-kHz signal, which is necessary for the operation of the active bandpass filter 238, which follows the limiter 236.

Der normale Signalinhalt der 10-kHz-Modulation ist angenähert 20 mV Spitze-Spitze, wobei der Verstärkungsbereich auf die Grenzen von 10 bis 30 mV Spitze-Spitze eingestellt ist. 55 Dieser Sicherheitstonsignalpegel genügt zum Betrieb des Filters, wobei im Punkt, in dem der Verstärker IC7 begrenzt, eine Überlappung von 3 dB vorhanden ist. Alle anderen normalerweise vorhandenen Signale haben eine viel grössere Amplitude, so dass der Verstärker IC7 in den Begrenzungszustand 60 getrieben wird und ein Ausgangssignal liefert, das die 10-kHz-Eingangsfrequenz und viele Harmonische enthält. The normal signal content of the 10 kHz modulation is approximately 20 mV peak-peak, the amplification range being set to the limits of 10 to 30 mV peak-peak. 55 This safety tone signal level is sufficient to operate the filter, with an overlap of 3 dB at the point at which the amplifier IC7 limits. All other signals normally present have a much larger amplitude, so that the amplifier IC7 is driven into the limit state 60 and provides an output signal which contains the 10 kHz input frequency and many harmonics.

Die harmonischen Signale am Ausgang des Begrenzers 236 haben eine wesentlich kleinere Amplitude als das 10-kHz-Signal, so dass das aktive Filter 238 durch die harmonischen 65 Signale nicht aktiviert wird. The harmonic signals at the output of limiter 236 have a much smaller amplitude than the 10 kHz signal, so that active filter 238 is not activated by the harmonic signals.

Nur ein Signal mit einer zur Betätigung des Filters 238 ausreichenden Amnlitude wird auf die Filterfreauenz von 10 kHz abgestimmt. Only a signal with an amplitude sufficient to actuate the filter 238 is tuned to the filter frequency of 10 kHz.

Das Ausgangssignal an der Klemme 6 des Verstärkers IC7 wird durch die Widerstände R54 und R55 um einen Faktor 330 abgeschwächt und einem Hochpassfilter 238a, bestehend aus dem Widerstand R46 und dem Kondensator C53 zugeführt. Dieses Hochpassfilter dient zum weiteren Dämpfen der niederen Frequenzen und bildet einen Teil des Filters 238. The output signal at terminal 6 of amplifier IC7 is attenuated by a factor 330 by resistors R54 and R55 and fed to a high-pass filter 238a consisting of resistor R46 and capacitor C53. This high pass filter serves to further attenuate the low frequencies and forms part of the filter 238.

Das aktive Filter 238 umfasst einen Operationsverstärker IC6 vom Typ 776 HC. Dieser Verstärker hat eine Gleichstromverstärkung von etwa 0,5, die durch die Widerstände R47, R48 und R45 bestimmt wird. Die Wechselspannungsverstärkung ist frequenzselektiv und wird durch das Netzwerk mit den Widerständen R47, R48 und den Kondensatoren C55, C56 bestimmt. Die negative Rückkopplung ist bei einer durch die Phasencharakteristik des Netzwerks bestimmten Frequenz stark verringert, wobei das Netzwerk mit Hilfe des veränderlichen Kondensators C56 auf diese bestimmte Frequenz abgestimmt ist. Der Widerstand R49 dient zur Einstellung der inneren Charakteristik des Operationsverstärkers. Active filter 238 includes an 776 HC operational amplifier IC6. This amplifier has a DC gain of about 0.5, which is determined by resistors R47, R48 and R45. The AC gain is frequency selective and is determined by the network with resistors R47, R48 and capacitors C55, C56. The negative feedback is greatly reduced at a frequency determined by the phase characteristic of the network, the network being tuned to this specific frequency with the aid of the variable capacitor C56. Resistor R49 is used to adjust the internal characteristics of the operational amplifier.

Das Ausgangssignal des Verstärkers IC6 wird einem Sicherheitsbandklemmkreis 240 zugeführt und gelangt in diesem über einen Kondensator C57 und einen Widerstand R52 zur Basis eines Transistors TR5. Eine Diode D10 dient zum Abschneiden von umgekehrten Vorspannungssignalen und bildet die Ausgangsbelastung des Operationsverstärkers IC6. Ein Widerstand R53 bildet eine Klemmspannungsquelle für den Transistor TR5 und dient als primäre Last des Verstärkers IC6. The output signal of the amplifier IC6 is fed to a safety band clamping circuit 240 and reaches the base of a transistor TR5 via a capacitor C57 and a resistor R52. A diode D10 is used to cut off reverse bias signals and forms the output load of the operational amplifier IC6. A resistor R53 forms a clamping voltage source for the transistor TR5 and serves as the primary load of the amplifier IC6.

Der Transistor TR6 wird vom Kollektor des Transistors TR5 getrieben und arbeitet als Inverter. Wenn sich der Transistor TR6 im leitenden Zustand befindet, ist die zum UND-Tor 234 führende Trägerpegelsignalleitung kurzgeschlossen, so dass die Spannung 0 V ist. The transistor TR6 is driven by the collector of the transistor TR5 and works as an inverter. When the transistor TR6 is in the conductive state, the carrier level signal line leading to the AND gate 234 is short-circuited, so that the voltage is 0 V.

Die Datenausgabe erfolgt nur, wenn ein geeignetes binäres Datensignal vom Verstärker IC3 und ein Signal vom ZF-Pegel-komparator 246 geliefert wird, wodurch angezeigt wird, dass das Sicherheitstonsignal und der richtige ZF-Pegel vorhanden sind. Das an der Ausgangsklemme 6 des Verstärkers IC4 auftretende logische Signal (0 oder +9 V) das den ZF-Signalpegel anzeigt, wird über die Widerstände R28 und R19 der Basis des Transistors TR3 zugeführt. Wenn das logische Signal die Spannung +9 V hat, arbeitet der Transistor TR3, vorausgesetzt, dass der Transistor TR6 nicht leitend ist. Wenn der Transistor TR6 infolge Fehlens des Sicherheitstonsignals leitend ist, ist das Ausgangssignal des Verstärkers IC4 auf 0 V geklemmt, wodurch das UND-Tor 234 geschlossen ist. Data is only output when a suitable binary data signal is provided by amplifier IC3 and a signal by IF level comparator 246, indicating that the safety tone signal and the correct IF level are present. The logic signal (0 or +9 V) which appears at the output terminal 6 of the amplifier IC4 and which indicates the IF signal level is fed to the base of the transistor TR3 via the resistors R28 and R19. When the logic signal is +9 V, transistor TR3 operates, provided that transistor TR6 is not conductive. If the transistor TR6 is conductive due to the lack of the safety tone signal, the output signal of the amplifier IC4 is clamped to 0 V, whereby the AND gate 234 is closed.

Im ZF-Pegelkomparator 246 bewirkt die Zeitkonstante des RC-Gliedes, bestehend aus dem Widerstand R28 und dem Kondensator C39 die Unterdrückung von Übergangseffekten und eine Vergrösserung der Anstiegszeit des an den Transistor TR3 gelieferten Signals. Die Diode D9 bildet einen Shunt zum Widerstand R28 und verringert die Entladezeit des Kondensators C39, so dass der Sperrzustand rascher erreicht wird, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers IC4 von +9 V auf 0 V fällt. In the IF level comparator 246, the time constant of the RC element, consisting of the resistor R28 and the capacitor C39, suppresses transition effects and increases the rise time of the signal supplied to the transistor TR3. The diode D9 forms a shunt to the resistor R28 and reduces the discharge time of the capacitor C39, so that the blocking state is reached more quickly when the output signal of the amplifier IC4 drops from +9 V to 0 V.

Wie aus den obigen Ausführungen ersichtlich ist, wird der Transistor TR3 in den leitenden Zustand geschaltet, wenn das Sicherheitstonsignal festgestellt wird und gleichzeitig der ZF-Signalpegel über einem bestimmten Schwellenwert liegt. Der Transistor TR3 bleibt im nicht leitenden Zustand, wenn das Sicherheitstonsignal nicht festgestellt wird oder der ZF-Signalpegel unter dem Schwellenwert liegt. As can be seen from the above, the transistor TR3 is switched to the conductive state when the safety tone signal is detected and at the same time the IF signal level is above a certain threshold value. The transistor TR3 remains in the non-conductive state if the safety tone signal is not detected or the IF signal level is below the threshold.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird ein frequenzmodulierter Sender verwendet. Jedoch können ähnliche Datensignale auch mit Hilfe von Amplitudenmodulation übertragen werden oder durch eine andere Übertragungsart, einschliesslich Übertragung über Draht mit einem Gleichstrompegel, wobei durch entsprechende Abänderung des Empfängers Störsignale in ähnlicher Weise unschädlich gemacht werden. In the exemplary embodiment described, a frequency-modulated transmitter is used. However, similar data signals can also be transmitted with the aid of amplitude modulation or by another type of transmission, including transmission via wire with a direct current level, interference signals being rendered harmless in a similar manner by correspondingly changing the receiver.

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5 Blatt Zeichnungen 5 sheets of drawings

Claims

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PATENT CLAIMS

1. A method for transmitting a data signal with a specific clock frequency, characterized in that a security tone signal, the frequency of which is significantly greater than the said clock frequency, and the data signal is combined with the security tone signal to form a composite signal that generates an RF carrier signal, that the RF carrier signal is modulated with the composite signal and the modulated RF carrier signal is transmitted, and that the restoration of the transmitted data signal, the demodulation of the received, modulated RF carrier signal, a treatment of the composite signal in a data channel (230, 232) to remove the Security tone signal so that the data signal is obtained, treating the composite signal in a security tone channel (236A, 236B, 238A, 238B) to remove the data signal so that the security tone signal is obtained, generating a security tone control signal for indicating the present existence of the security tone signal in the security tone channel, further processing of the composite signal by comparing a level dependent on the level of the composite signal with a fixed reference level in a carrier level channel (242,244,246) and generating a carrier level control signal if the level of the composite signal is greater than that Reference level, and the output of the restored data signal depending on the two control signals, wherein the restored data signal is only output if the security tone signal is present in the security tone channel and the level of the composite signal is greater than the fixed reference level.

2. The method according to claim 1, characterized in that the frequency of the security tone signal is more than 200 times greater than the clock frequency.

3. The method according to any one of claims 1 or 2, characterized in that the modulation comprises frequency shift keying of the carrier signal.

4. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the amplitude of the security tone signal is about 5% of the amplitude of the binary signal.

5. The method according to any one of claims 1 to 4, characterized in that the frequency of the security tone signal is about 10 kHz.

6. The method according to any one of claims 1 to 5, characterized in that the clock frequency of the data signal is approximately 50 Hz.

7. The method according to any one of claims 1 to 6, characterized in that the data signal is a binary data signal.

8. The method according to claim 1, characterized by generating an auxiliary frequency and mixing the signal to be demodulated with the auxiliary frequency to generate an intermediate frequency signal having a level which is determined by the carrier level of the signal to be demodulated, and that the level of the intermediate frequency signal with the fixed reference level is compared.

9. The method according to any one of claims 1 to 8, characterized in that the carrier signal is frequency modulated with the composite signal.

10. The method according to any one of claims 7 to 9, characterized in that the restored binary data signal is checked for errors before the data output.

11. The method according to claim 10, characterized in that the restored binary data signal is subjected to a parity check.

12. An apparatus for performing the method according to claim 1, characterized by: means (226) for demodulating the modulated RF carrier signal to restore the composite signal, a data channel (230,232) for removing the security tone signal from the composite signal to restore the data signal, a security tone channel (236A, 236B, 238A, 238B) for removing the data signal from the composite signal to restore the security tone signal, means (240) for generating a security tone control signal indicating the presence of the security tone signal in the security tone channel, a carrier level channel (242,244,246) for comparison the level of the signal to be demodulated at a fixed reference level and generating a carrier level control signal which provides an indication when the level of the signal to be demodulated is greater than the reference level, and means (234) for outputting the recovered data signal as a function of the control signals, the restored data signal only coming to an output of the output means if the security tone signal is present in the security tone channel and the level of the signal to be demodulated is greater than the fixed reference level.

13. The apparatus according to claim 12, characterized by means (218,220) for generating an auxiliary reference frequency and mixing this frequency with the signal to be demodulated to generate an intermediate frequency signal with a level which is determined by the carrier level of the signal to be demodulated, and that the carrier level channel for comparison of the level of the intermediate frequency signal is connected to the fixed reference level.

14. Device according to one of claims 12 or 13, characterized in that the frequency of the security tone signal is greater than 200 times the clock frequency.

15. Device according to one of claims 12 to 14, characterized in that the frequency of the security tone signal is about 10 kHz.

16. The device according to one of claims 12 to 15, characterized in that the clock frequency of the binary data signal is approximately 50 Hz.

17. Device according to one of claims 12 to 16, characterized in that the output means comprise means (R6, R19, TR3) for checking the restored data signal for errors.

18. The apparatus according to claim 17, characterized in that the error checking means comprise means for parity checking of the restored binary data signal.