Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung mit einer Quelle für moduliertes Licht, einem Empfänger zur Umsetzung des modulierten Lichtes in ein elektrisches Signal, welches der Lichtmodulation entspricht, ferner mit einem Mittel zum zeitlichen Vergleich des elektrischen Empfängersignales mit einem von der Licht quelle abgeleiteten elektrischen Standardsignal, welches ebenfalls der Lichtmodulation entspricht, mit Mitteln zur messbarei Veränderung der zeitlichen Differenz zwischen dem elektrischen Empfängersignal und dem elektrischen Standardsignal und mit Mitteln zur Bestimmung der Distanz zwischen einer Bezugsmarke auf der Vorrichtung und einem reflektierenden
Objekt aus der Veränderung der zeitlichen Signaldifferenz.
Bekannte Vorrichtungen dieser Art werden eingeteilt in zwei Gruppen. Bei der einen Gruppe wird pulsförmig moduliertes Licht von einer Quelle zu einem reflektierenden Objekt und von diesem wieder zurück zur Quelle übertragen, um die Laufzeit des Lichtes von der Aussendung bis zum Empfang am Ort der Quelle zu messen. Bei der anderen Gruppe wird dagegen fortlaufend moduliertes Licht über die Messstrecke gesendet und die Phasendifferenz zwischen dem gesendeten und empfangenen Licht am Ort der Quelle gemessen.
Zur Phasenmessung sind ebenfalls grundsätzlich zwei unterschiedliche Verfahren bekannt, nämlich die analogen und die digitalen. Bei den digitalen werden die zwei elektrischen Signale dazu verwendet, ein Tor für ein Uhrsignal hoher Frequenz abwechselnd zu öffnen und zu schliessen, wobei die Frequenz des Uhrsignales während der offenen Perioden mit einem elektronischen Zähler gezählt, geeignet kalibriert und als Phasendifferenz angezeigt wird (vgl. Allg. Verm. Nachr., 1973, Bd. 80, Nr. 6, Seite 201).
Als Verfahren zur analogen Phasenmessung bei elektrooptischen Distanzmessern sind Kompensationsverfahren bekannt. Hierbei legt man eine der zu untersuchenden Schwingungen an einen Phasenschieber, mit dem deren Phasendifferenz von der Referenzschwingung so lange verändert wird, bis sie einen bekannten konstanten Wert (0, 90, 180, 2700) hat.
Die dazu erforderliche Phasenänderung wird am Phasenschieber bestimmt, das Vorliegen der bekannten Phasendifferenz an einem Phasendetektor (vgl. A.W. Kondraschkow: Elektrooptische Entfernungsmessung, Berlin, 1961, Seiten 173 ff).
Bei der Messung der Phasendifferenz ergeben sich durch den gegenseitigen Einfluss der Schwingungen Schwierigkeiten, die mit der Erhöhung der Modulationsfrequenz des Distanzmessers bekanntlich derart schnell anwachsen, dass die Messgenauigkeit trotz der an sich mit hohen Modulationsfrequenzen verbundenen theoretischen Genauigkeitssteigerung abnimmt. Zur Vermeidung dieser Schwierigkeiten ist es bekannt, die hochfrequenten Schwingungen durch Überlagerung auf eine niedrigere Frequenz zu transponieren und die Messung der Phasendifferenz auf der niederen Frequenz in der oben beschriebenen Art durchzuführen. Auch ist es insbesondere bei der Verwendung von Modulationsfrequenzen im Mikrowellengebiet für Präzisionsdistanzmessungen bekannt die Phasenmessung optisch durch Modulation und Demodulation des Lichtes im selben Modulator analog der Fizeau Zahnradmethode vorzunehmen.
Diese bekannten Verfahren sind jedoch relativ aufwendig, da sie zur Frequenztransponierung oder zur Lichtmodulation ausserhalb der Quelle zusätzliche Mittel erfordern.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, eine Vorrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung mit analoger Phasenmessung anzugeben, welche den hohen apparativen Aufwand und die Störungsanfälligkeit bekannter derartiger Vorrichtungen vermeidet und trotzdem die Verwendung hoher Modulationsfrequenzen im Mikrowellengebiet zulässt, die für Präzisionsdistanzmessungen notwendig sind.
Gelöst wird diese Aufgabe durch eine Vorrichtung der eingangs genannten Art, die sich dadurch auszeichnet, dass die Mittel zur Veränderung der zeitlichen Signaldifferenz als koaxiale Verzögerungsleitung mit einstellbarer Verzögerung ausgebildet sind, die von dem Standardsignal oder von dem Empfängersignal durchlaufen wird, und dass als Mittel zum zeitlichen Signalvergleich eine Schaltung mit mindestens einem doppelbalancierten Mischer mit zugeordnetem Nullanzeigerinstrument verwendet wird. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemässen Vorrichtung sind durch die Unteransprüche 1-12 gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand des in den Figuren der Zeichnung schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschema einer erfindungsgemässen Vorrich- tung zur elektrooptischen Distanzmessung.
Fig. 2 die Kombination eines Phasenschiebers mit einem Phasendetektor im einzelnen.
Fig. 3 die Schaltung eines Phasendetektors mit 2 doppelbalancierten Mischern.
In Fig. 1 ist ein AlGaAs-Diodenlaser als Lichtsender mit 1 bezeichnet. Diese Laserdiode ist durch nicht dargestellte Mittel temperaturstabilisiert. Sie wird von einer Gleichstromquelle 2 und einem parallel geschalteten quarzstabilisierten Mikrowellenoszillator 3 betrieben und emittiert amplitudenmoduliertes Infrarotlicht mit einer Wellenlänge von 820 mn.
Dieses Licht wird von einer Senderoptik 4 parallel gerichtet und auf die Messstrecke abgestrahlt.
Am anderen Ende der Messstrecke ist ein Reflektor 5 angeordnet, der den Strahl seitwärts versetzt und parallel zurück reflektiert. Der Strahlversatz beträgt etwa 10 cm, für die Länge D der Messstrecke sind 1000 m typisch. Der reflektierte Messstrahl wird von einer Empfängeroptik 6 auf eine Si-Avalanche-Photodiode 7 als Empfänger fokussiert. Die Diode 7 wird von einer Quelle 8 mit einer Vorspannung von etwa -150V versorgt.
Im Strahlengang zwischen Sender 1 und Optik 4 bzw.
zwischen Empfänger 7 und Optik 6 ist je ein Teilerprisma 9 bzw. 10 angeordnet. Diese Prismen leiten einen Teil des Lichtes der Diode 1 zum Zwecke der Kalibrierung des Distanzmessers über einen Kurzweg auf die Empfängerdiode 7. Damit ist die Messstrecke der Länge D definiert als Differenz der optischen Wege zwischen den Teilungspunkten der Prismen 9, 10 und den Reflexionspunkten des Reflektors 5. Eine Schaltblende 11, die über nicht dargestellte Antriebsmittel bewegbar ist, dient dazu, das Licht entweder nur für den Messweg (gezeichnete Stellung) oder nur für den Kurzweg freizugeben.
Die Empfängerdiode 7 liefert als Ausgangssignal das Modulationssignal des Oszillators 3 entsprechend der zweimal durchlaufenen Messstrecke phasenverschoben. Dieses Ausgangssignal wird in einem der Diode 7 direkt angeschlossenen Mikrowellenverstärker 12 verstärkt und einem doppelbalancierten Mischer 13 zur Phasendiskriminierung zugeleitet. Das Referenzsignal für den Mischer 13 ist am Oszillator 3 abgezweigt und über eine kontinuierlich einstellbare koaxiale Verzögerungsleitung 14 geführt. Im Mischer 13 entsteht eine zur Phasendifferenz minus 90" proportionale Ausgangsspannung, die mit einem Instrument 15 gemessen wird.
In den Leitungen zwischen Oszillator 3 und Leitung 14, sowie zwischen Verstärker 12 und Mischer 13 ist je ein A/4 Filterresonator 16 bzw. 17 angeordnet. Diese Filter übertragen nur die feste Modulationsfrequenz und sperren störende Signalkomponenten anderer Frequenz (Rauschen und harmonische Komponenten).
Zur Stabilisierung der Messlichtstärke am Empfänger 7 und zur Anpassung des Messsignalpegels an den Referenzsignalpegel am Mischer 13 ist erfindungsgemäss vor dem Empfänger 7 eine steuerbare Flüssigkristallzelle 18 angeordnet. Sie ist das Stellglied eines Regelkreises, bei dem eine induktiv gekoppelte Schottky-Diode 19 als Leistungsdetektor die Regelgrösse erfasst. Das Regelsignal wird in einem Verstärker 20 verstärkt und einem Regler 21 zugeführt, der die Zelle 18 steuert. Der Zelle 18 parallelgeschaltet ist ein Instrument 22 zur Anzeige der Stärke des vom Messweg kommenden Lichtstrahles.
Mit der Leitung 14 und der Blende 11 gekoppelt ist eine nicht dargestellte Auswerte- und Steuerelektronik, welche den Ablauf der Messung und die Kombination des Messergebnisses mit einem Grobdistanzwert bewirkt.
Die soweit beschriebene Vorrichtung hat folgende Funktion:
Da die Laserdiode 1 ihre optische Leistung bei Variationen des Speisestromes oberhalb der Laserschwelle relativ stark ändert, ist der Ruhestrom der Quelle 2 so eingestellt, dass man bei geringer Stromamplitude des Oszillators 3 eine relativ hohe optische Leistungsmodulation erhält. Eine Modulationsfrequenz von etwa 500 MHz ermöglicht eine Messgenauigkeit von etwa 1 mm auf 1000 m für Messdistanzen, die ganzzahlige Vielfache der halben Modulationswellenlänge von 30 cm übersteigen. Eine Grobdistanzmessung in Einheiten von 30 cm ist mit zusätzlichen Mitteln gemäss dem Stand der Technik möglich.
Nach Durchlaufen des modulierten Lichtes durch den Messweg (Bauelemente 1, 9, 4, 5, 6, 10, 18, 7) weist das Modulationssignal gegenüber dem elektrischen Referenzoder Standardsignal des Oszillators 3 eine distanzabhängige Verzögerung oder Phasenverschiebung von beispielsweise 33331/3 Perioden auf. Variiert man die Verzögerung des Standardsignales mittels der Leitung 14 von 90 bis auf 90 + t/3 Periode, so sind Mess- und Standardsignal am Mischer 13 um 90" phasenverschoben, und das Instrument 15 zeigt eine Spannung 0 mV an.
Nach Umschaltung der Blende 11 auf den Kurzweg (Bauelemente 1, 9, 10, 18, 7) wird für den Nullabgleich beispielsweise eine Einstellung von 90" +'/6 Periode an der Leitung 14notwendig, die von der ersten Stellung zu subtrahieren ist, so dass ein Feinstmesswert von 1/31/6 = 1/6 Periode verbleibt. Zu diesem ist der mit einem Grobdistanzmesser zu bestimmende Wert von 3333 Perioden zu addieren, so dass sich das Resultat 33331/6 Perioden = 1999,9 m für den doppelten Messweg, also eine Distanz D = 999,95 m ergibt.
Die Kurzwegmessung ist nur fehlerfrei, wenn die Messbedingungen denen der Messweg-Messung entsprechen. Dies wird durch automatische Intensitätsregelung des Lichtstrahles mit der Zelle 18 erreicht. In diesem Fall erfolgt der Avalanche-Photoeffekt stets in derselben Zone der Diode 7, so dass sich die Phasenlage des durch die optische Welle verursachten Mikrowellensignales an der Diode 7 nicht ändert.
In Fig. 2 zeigt der doppelbalancierte Mischer 13 zwei induktiv gekoppelte Eingänge, ein L-Port 23 und ein R-Port 24, sowie ein X-Port 25 als Ausgang, der mit dem Instrument 15 als Nullindikator verbunden ist. Das Ausgangssignal des Mischers 13 ist sowohl von der Phasendifferenz als auch von der Amplitudendifferenz der beiden Eingangssignale abhängig.
Durch den Regelkreis 18, 19, 20, 21 im Messkanal 10, 7, 12, 13 wird erreicht, dass die Amplitude am R-Port 24 stets konstant ist. Die Amplitude des Signales am L-Port 23 ist durch feste Abschwächer auf denselben konstanten Wert eingestellt.
Die Abschwächung durch die Verzögerungsleitung 14 ist von deren Einstellung unabhängig und ebenfalls konstant. Dadurch wird erfindungsgemäss eine hohe Genauigkeit der Phasenmessung erreicht. Kurzzeitige Schwankungen der Amplitudendifferenz um den Mittelwert Null werden von der Schaltung auf den Ausgang 25 weitergeleitet und dort zu Null ausgemittelt. Ist die Gleichheit der Amplituden von Empfängersignal und Standardsignal nicht gegeben, so lässt sich trotzdem mit einer Schaltung gemäss Fig. 3 eine Phasendiskriminierung mit hoher Genauigkeit durchführen. Zwei doppelbalancierte Mischer 13a, 13b sind mit den R-Port-Eingängen 24a und 24b mit dem Empfängersignal verbunden.
Das Standardsignal ist mit dem L-Port 23a des Mischers 13a über einen zu Kalibrierungszwecken abstimmbaren 360"-Verzögerer 26 und einen Abschwächer 27 zugeführt, dem L-Port 23b des Mischers 13b dagegen über einen abstimmbaren 180 -Ver- zögerer 28 und einen Abschwächer 29. Die Differenz der Ausgangssignale an den X-Port-Ausgängen 25a, 25b der Mischer 13a und 13b ist unabhängig von den Amplituden von Empfängersignal und Standardsignal ein Mass der Abweichung der Phasendifferenz der Signale von 90 , und diese Differenz wird, wie schon zu Fig. 1 beschrieben, mittels eines Nullinstrumentes 15 angezeigt und auf Null gestellt.
Variationen des Beschriebenen sind möglich. So kann mit der Steuerzelle 18 vor dem Empfänger 7 eine solche vor dem Sender 1 zusätzlich verwendet werden, oder es können jeweils mehrere Zellen hintereinander geschaltet werden. Ebenso kann die Verzögerungsleitung 14 auch im Messkanal 7, 12, 17, 13 liegen. Die geräteinternen optischen Wege können über Lichtleiter geführt sein.
The invention relates to a device for electro-optical distance measurement with a source for modulated light, a receiver for converting the modulated light into an electrical signal which corresponds to the light modulation, further with a means for comparing the time of the electrical receiver signal with an electrical derived from the light source Standard signal, which also corresponds to light modulation, with means for measurable change in the time difference between the electrical receiver signal and the electrical standard signal and with means for determining the distance between a reference mark on the device and a reflective one
Object from the change in the signal difference over time.
Known devices of this type are divided into two groups. In one group, pulsed light is transmitted from a source to a reflecting object and from there back to the source in order to measure the transit time of the light from transmission to reception at the source. In the other group, on the other hand, modulated light is continuously transmitted over the measuring section and the phase difference between the transmitted and received light is measured at the source.
In principle, two different methods are also known for phase measurement, namely the analog and the digital. With the digital, the two electrical signals are used to alternately open and close a gate for a high frequency clock signal, the frequency of the clock signal being counted with an electronic counter during the open periods, suitably calibrated and displayed as a phase difference (cf. Allg. Verm. Nachr., 1973, vol. 80, no. 6, page 201).
Compensation methods are known as a method for analog phase measurement in electro-optical distance meters. Here, one of the vibrations to be examined is placed on a phase shifter with which its phase difference from the reference vibration is changed until it has a known constant value (0, 90, 180, 2700).
The phase change required for this is determined on the phase shifter, the existence of the known phase difference on a phase detector (cf. A.W. Kondraschkow: Elektrooptische Distancemess, Berlin, 1961, pages 173 ff).
When measuring the phase difference, difficulties arise due to the mutual influence of the vibrations, which, as is well known, increase so quickly with the increase in the modulation frequency of the distance meter that the measurement accuracy decreases despite the theoretical increase in accuracy associated with high modulation frequencies. In order to avoid these difficulties, it is known to transpose the high-frequency oscillations to a lower frequency by superimposing them and to carry out the measurement of the phase difference at the lower frequency in the manner described above. It is also known, especially when using modulation frequencies in the microwave range for precision distance measurements, to carry out the phase measurement optically by modulating and demodulating the light in the same modulator, analogous to the Fizeau gear method.
However, these known methods are relatively expensive since they require additional means for frequency transposition or for light modulation outside the source.
The object of the present invention is therefore to provide a device for electro-optical distance measurement with analog phase measurement, which avoids the high expenditure on equipment and the susceptibility to interference of known such devices and still allows the use of high modulation frequencies in the microwave range, which are necessary for precision distance measurements.
This object is achieved by a device of the type mentioned, which is characterized in that the means for changing the time signal difference are designed as a coaxial delay line with an adjustable delay that is traversed by the standard signal or the receiver signal, and that as a means for temporal signal comparison a circuit with at least one double balanced mixer with an associated zero indicator instrument is used. Further advantageous embodiments of the device according to the invention are characterized by the subclaims 1-12.
The invention is explained in more detail below with reference to the exemplary embodiment shown schematically in the figures of the drawing. It shows:
1 shows a block diagram of a device according to the invention for electro-optical distance measurement.
2 shows the combination of a phase shifter with a phase detector in detail.
3 shows the circuit of a phase detector with 2 double balanced mixers.
In FIG. 1, an AlGaAs diode laser is denoted by 1 as a light transmitter. This laser diode is temperature-stabilized by means not shown. It is operated by a direct current source 2 and a parallel-connected quartz-stabilized microwave oscillator 3 and emits amplitude-modulated infrared light with a wavelength of 820 nm.
This light is directed parallel by a transmitter optics 4 and emitted onto the measuring section.
A reflector 5 is arranged at the other end of the measuring section, which displaces the beam sideways and reflects it back in parallel. The beam offset is about 10 cm, 1000 m is typical for the length D of the measuring section. The reflected measuring beam is focused by a receiver optics 6 onto a Si avalanche photodiode 7 as a receiver. The diode 7 is supplied from a source 8 with a bias voltage of approximately -150V.
In the beam path between transmitter 1 and optics 4 or
A splitter prism 9 or 10 is arranged between the receiver 7 and the optics 6. These prisms guide part of the light from the diode 1 over a short path to the receiver diode 7 for the purpose of calibrating the distance meter. The measurement path of length D is thus defined as the difference between the optical paths between the dividing points of the prisms 9, 10 and the reflection points of the reflector 5. A control panel 11, which can be moved via drive means (not shown), is used to release the light either only for the measuring path (position shown) or only for the short path.
The receiver diode 7 supplies the modulation signal of the oscillator 3 as an output signal, phase-shifted in accordance with the measuring section traversed twice. This output signal is amplified in a microwave amplifier 12 connected directly to the diode 7 and fed to a double-balanced mixer 13 for phase discrimination. The reference signal for the mixer 13 is branched off at the oscillator 3 and passed over a continuously adjustable coaxial delay line 14. An output voltage proportional to the phase difference minus 90 "is produced in the mixer 13 and is measured with an instrument 15.
In the lines between oscillator 3 and line 14, and between amplifier 12 and mixer 13, an A / 4 filter resonator 16 or 17 is arranged. These filters only transmit the fixed modulation frequency and block interfering signal components of other frequencies (noise and harmonic components).
In order to stabilize the measurement light intensity at the receiver 7 and to adapt the measurement signal level to the reference signal level at the mixer 13, a controllable liquid crystal cell 18 is arranged in front of the receiver 7 according to the invention. It is the actuator of a control circuit in which an inductively coupled Schottky diode 19 as a power detector detects the controlled variable. The control signal is amplified in an amplifier 20 and fed to a controller 21 which controls the cell 18. Connected in parallel to the cell 18 is an instrument 22 for displaying the strength of the light beam coming from the measuring path.
Coupled to the line 14 and the diaphragm 11 is evaluation and control electronics, not shown, which effect the measurement sequence and the combination of the measurement result with a rough distance value.
The device described so far has the following function:
Since the laser diode 1 changes its optical power relatively strongly with variations in the supply current above the laser threshold, the quiescent current of the source 2 is set so that a relatively high optical power modulation is obtained with a low current amplitude of the oscillator 3. A modulation frequency of around 500 MHz enables a measurement accuracy of around 1 mm at 1000 m for measurement distances that exceed integer multiples of half the modulation wavelength of 30 cm. A rough distance measurement in units of 30 cm is possible with additional means according to the state of the art.
After the modulated light has passed through the measurement path (components 1, 9, 4, 5, 6, 10, 18, 7), the modulation signal has a distance-dependent delay or phase shift of, for example, 33331/3 periods compared to the electrical reference or standard signal of the oscillator 3. If the delay of the standard signal is varied by means of the line 14 from 90 to 90 + t / 3 period, the measurement and standard signals at the mixer 13 are phase-shifted by 90 "and the instrument 15 shows a voltage of 0 mV.
After switching the diaphragm 11 to the short path (components 1, 9, 10, 18, 7), for example, a setting of 90 "+ '/ 6 period on the line 14 is necessary for the zero adjustment, which is to be subtracted from the first position, so that a very fine measured value of 1/31/6 = 1/6 period remains. To this, the value of 3333 periods to be determined with a coarse distance meter must be added, so that the result is 33331/6 periods = 1999.9 m for double the measuring path , so a distance D = 999.95 m results.
The short path measurement is only error-free if the measurement conditions correspond to those of the measurement path measurement. This is achieved by means of automatic intensity control of the light beam with the cell 18. In this case, the avalanche photo effect always takes place in the same zone of the diode 7, so that the phase position of the microwave signal caused by the optical wave does not change at the diode 7.
In FIG. 2, the double-balanced mixer 13 shows two inductively coupled inputs, an L-port 23 and an R-port 24, and an X-port 25 as an output, which is connected to the instrument 15 as a zero indicator. The output signal of the mixer 13 is dependent on both the phase difference and the amplitude difference of the two input signals.
The control circuit 18, 19, 20, 21 in the measuring channel 10, 7, 12, 13 ensures that the amplitude at the R port 24 is always constant. The amplitude of the signal at the L port 23 is set to the same constant value by means of fixed attenuators.
The attenuation by the delay line 14 is independent of its setting and also constant. In this way, according to the invention, high accuracy of the phase measurement is achieved. Brief fluctuations in the amplitude difference around the mean value zero are forwarded by the circuit to the output 25 and averaged out to zero there. If the amplitudes of the receiver signal and the standard signal are not identical, a phase discrimination can still be carried out with a high degree of accuracy using a circuit according to FIG. Two double-balanced mixers 13a, 13b are connected to the R port inputs 24a and 24b with the receiver signal.
The standard signal is fed to the L port 23a of the mixer 13a via a 360 ″ delay 26 and an attenuator 27 that can be tuned for calibration purposes, while the L port 23b of the mixer 13b is supplied via a tunable 180 delay 28 and an attenuator 29 The difference in the output signals at the X port outputs 25a, 25b of the mixers 13a and 13b is a measure of the deviation of the phase difference of the signals from 90, regardless of the amplitudes of the receiver signal and standard signal, and this difference is, as already shown in FIG. 1, displayed by means of a zero instrument 15 and set to zero.
Variations of what has been described are possible. Thus, with the control cell 18 in front of the receiver 7, such a cell in front of the transmitter 1 can also be used, or several cells can be connected in series. The delay line 14 can also be located in the measuring channel 7, 12, 17, 13. The device-internal optical paths can be guided via light guides.