Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Messung dy namischer Kennwerte einer Schaltungsanordnung, mit einer Quelle periodischer Schwingungen, die an den Eingang der untersuchten Schaltungsanordnung angeschlossen ist, und mit einer Anzeigeeinheit.
Solche Einrichtungen werden hauptsächlich für die Messung der Phasenverschiebung der Signale am Eingang und Ausgang einer Schaltung oder ihres Amplitudenverhältnisses sowie für die Messung der Dauer von Einschwingvorgängen, der Schwingungsfrequenz, der elektrischen Kapazität und der Induktivität verwendet Die vorliegende Einrichtung ist beispielsweise für die Untersuchung nicht nur der ganzen Schaltungsanordnungen sondern auch einzelner Glieder solcher Systeme verwendbar. Ferner ist diese Einrichtung für die Untersuchung nicht nur linearer, sondern auch nichtlinearer Schaltungen geeignet und ist durch hohe Störfestigkeit gekennzeichnet, die es ermöglicht, Messungen mit hoher Genauigkeit bei Anwesenheit von Rauschen durchzuführen, deren Amplitude mehr als um das Zehnfache grösser ist als die des Messsignals.
Gegenwärtig werden bei der Untersuchung der Stabilität und der Qualität von automatischen Steuersystemen und ihren Steuerketten neben analytischen Verfahren immer öfter auch experimentelle Methoden benutzt. Besonders gross ist die Bedeutung des Experimentes bei Bewertung der Qualität eines bestimmten Systems vor seiner Inbetriebnahme, da Abweichungen der bestehenden charakteristischen Werte von den geplanten Werten rechtzeitig ermittelt werden können.
In solchen Fällen werden das System und seine Glieder ziemlich umfangreichen Prüfungen unterworfen, zu denen die Aufnahme von z.B. Amplitudenphasen- und Frequenzkennlinien gehört, aber auch die Messung der Schnellwirkung der Frequenz der erzeugten Eigenschwingungen, der elektrischen Kapazität und der Induktivität. Dabei werden diese Messungen in der Regel bei Anwesenheit starken Rauschens in den zu messenden Signalen durchgeführt.
Für die Durchführung derartiger Prüfungen kann eine grössere Anzahl von Geräten verwendet werden, wobei jedes Gerät für die Messung nur einer oder zwei charakteristischen Grössen, z.B. nur der Phasenverschiebung oder nur der Frequenz von harmonischen Schwindungen usw. geeignet ist Ausserdem weisen diese bekannten Geräte einen schmalen Frequenzbereich, komplizierten Aufbau, grosse Abmessungen und niedrige Messgenauigkeit bei nichtsinusförmigen Signalen in nicht linearen Systemen und bei hohen Rauschpegeln auf.
Es ergibt sich daher das Problem, ein universelles Gerät zu schaffen, das einen breiten Bereich der Arbeitsfrequenz und eine hohe Messgenauigkeit beim Rauschen und bei starken Gleichstromkomponenten des Signals aufweist, das sich einfach herstellen lässt und das beim Abgleich und beim Betrieb zuverlässig ist.
Es ist eine Einrichtung zur Messung der dynamischen Kennlinien einer Schaltung der englischen Firma Solartron bereits bekannt, welche Übertragungsfunktions-Analysator heisst.
Diese Einrichtung enthält einen Generator periodischer Schwingungen, der Sinus- und Kosinussignale erzeugt. Diese werden auf zwei parallelgeschaltete Multiplikationseinheiten gegeben, wobei eines dieser Signale dem Eingang der zu untersuchenden Schaltung zugeführt wird. Vom Ausgang dieser Schaltung gelangt das Signal über einen Eingangswandler zu den zweiten Eingängen der Multiplikationseinheiten. An den Ausgang jeder Multiplikationseinheit sind über zwei Integrierverstärker zwei Anzeigegeräte angeschlossen, von denen ein Gerät die Blindkomponente und das andere die Wirkkomponente der Amplitudenphasen bzw. der Frequenzkennlinien der Schaltung misst.
Obwohl diese Einrichtung sehr kompliziert aufgebaut ist, lässt sie die Messung nur der Blind- und Wirkkomponente der genannten Kennlinien zu. Um die Phasenverschiebung und das Amplitudenverhältnis zu ermitteln, muss man eine Reihe von zeitraubenden mathematischen Rechenoperationen wie Quadrieren, Radizieren, Berechnung der Winkelfunktionen ausführen, wobei man die mit zwei Anzeigegeräten gemessenen Werte der Blind- und Wirkkomponente des Signals benutzt. Dabei wird die Messgenauigkeit um 10 bis 20% herabgesetzt und die Messzeit verlängert.
Beim Vorhandensein von Gleichstromkomponenten in dem zu messenden Signal sinkt die Messgenauigkeit auch in Folge der Nullpunktsdrift bei Integrierverstärkern. Ungenügende Störfestigkeit der Einrichtung vermindert ebenfalls die Messgenauigkeit. Bei der Untersuchung einer Schaltung im ganzen gibt die erwähnte Einrichtung keine Möglichkeit, einzelne Glieder der Schaltung zu prüfen, wie dies bei Untersuchungen von verschiedenen Schaltungen notwendig wird.
Bekannt ist auch ein Gerät zur Messung der Phasenverschiebung und der Amplitude.
Dieses Gerät enthält zwei Drehmelder, bei denen die Statorwicklungen miteinander verbunden sind. Der Läufer eines Drehmelders wird durch einen Antrieb mit veränderlicher Geschwindigkeit in Bewegung gesetzt, der einen Servoverstärker und einen Tachogenerator enthält. Der Läufer des Antriebsdrehmelders wird bei der Benutzung von Wechselstrom-Regelungssystemen extern vom Stromkreis des Folgesystems erregt. Bei der Benutzung von Wechselstromsystemen erfolgt seine Erregung von einem internen Generator.
An der Welle des drehbaren Drehmelders sitzt ein Synchronisierschalter, der ein Sägezahnsignal durchlässt.
Das Gerät enthält ausserdem einen Trägerfrequenzverstärker, an dessen Eingang der Ausgang des zweiten Drehmelders angeschlossen ist, welcher mit einer Phasenrundskala mechanisch verbunden ist. Zum Gerät gehört auch ein Ausgangssignalverstärker, der mit einem Amplitudenanzeigegerät verbunden ist. Für die Anzeige der Phasenunterschiede wird ein Oszillograf mit Vertikal- und Horizontalablenkung benutzt. Vom zweiten Drehmelder, der mit der Phasenrundskala verbunden ist und als Phasendrehglied dient, gelangt das Signal zur Vertikalablenkstufe des Oszillografen, während das Signal vom ersten Drehmelder der Horizontalablenk- schaltung des Oszillografen zugeführt wird. Dabei erscheint am Oszillografenschirm eine Lissajous-Figur mit überlagerten Hochfrequenzschwingungen.
Zur Bestimmung der Phasenverschiebung wird die Phasenrundskala mitsamt dem drehbaren Drehmelder so weit gedreht, bis die am Oszillografenschirm abgebildete Figur die Nullphasenverschiebung wiedergibt. Da die Phasenrundskala das Signal um die der Phasendifferenz im System gleiche und entgegengesetzte Grösse verschiebt, wird der Phasenunterschied durch unmittelbare Ablesung von der geeichten Skala ermittelt. Somit bedeutet dieses Gerät gegenüber dem Solartron-Gerät einen Fortschritt, da es die Möglichkeit gibt, die Phasenverschiebung ohne zusätzliche Berechnung unmittelbar in Grad zu ermitteln. Das Gerät misst aber nur die Amplitudenwerte am Ausgang des Systems.
Um den Modul zu bestimmen, muss man den angezeigten Amplitudenwert am Ausgang des Systems durch den Amplitudenwert am Eingang des Systems diviedieren, wobei zusätzliche Fehler eingeführt werden und der Messvorgang komplizierter wird. Da im Gerät ein Drehmelder als Phasendrehglied benutzt wird, besteht keine Möglichkeit, mit dem Gerät niederfrequente Signale unter 0,1 Hz zu messen, d.h.
ist der Frequenzbereich des Messsignals bei diesem Gerät begrenzt. Die Erzeugung von Eingangseinwirkungen erfolgt in diesem Gerät auf mechanischem Wege mittels eines Servomotors, wobei bedeutende Fehler im Falle einer Änderung der Speisespannung entstehen. Ausserdem weist das Gerät eine niedrige Störfestigkeit auf und gibt keine Möglichkeit, Phasenabweichungen bei zwei willkürlich gewählten harmonischen Signalen zu messen.
Es ist auch eine Einrichtung zur Messung der Parameter einer Schaltung bekannt, die eine Quelle von periodischen Schwingungen enthält, welche an die Schaltung angeschlossen ist, wobei der Ausgang der letzteren mit einer Anzeigeeinheit elektrisch verbunden ist.
In diesem Gerät werden Phasenverschiebungen mit Hilfe von Lissajous-Figuren gemessen. Die vom Ausgang der Schaltung und der Quelle periodischer Schwingungen gelieferten Signale werden den Horizontal- und den Vertikalablenkplatten eines Oszillografen zugeführt, der als Anzeigeeinheit benutzt wird. Dabei erscheint am Oszillografenschirm die Abbildung einer Ellipse. Durch Messung der Ellipsenpa rameter und durch zusätzliche Berechnungen erhält man die
Grösse der Phasenverschiebung und das Amplitudenverhält nis des Messsignals.
Für die Ermittlung der erwähnten Parameter mit minima lem Fehler sind bei der beschriebenen Einrichtung eine stren ge Gleichheit von Verstärkungsfaktoren für die Horizontal und Vertikalablenkplatten des Oszillografen und die Zentrie rung der Ellipse am Schirm der Elektronenstrahlröhre des
Oszillografen erforderlich. Praktisch lässt es sich nicht er reichen. Ausserdem funktioniert die erwähnte Einrichtung nicht, wenn Rauschen und Gleichkomponenten in dem vom
Ausgang der dynamischen Steuerstrecke gelieferten Signal an wesend sind, und erfordert eine beträchtliche Zeit für die
Umrechnung der Ellipsenparameter in Phasenverschiebungs werte und Amplitudenverhältnisgrössen. Die Einrichtung ist auf Nullpunktsdrift der Verstärker sehr empfindlich und eig net sich nicht für die Untersuchung von nichtlinearen Schal tungen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Einrich tung zur Messung dynamischer Kennwerte zu schaffen, deren konstruktiver Aufbau es ermöglilcht, eine hohe Messgenauig keit bei Rauschen zu erreichen, dessen Amplitude zehn- bis zwanzigmal höher als die Signalamplitude der zu untersu chenden linearen oder nichtlinearen Schaltung liegt, den
Messfrequenzbereich zu erweitern, die Messgenauigkeit zu erhöhen sowie die Messung der Parameter der Schaltungen zu vereinfachen und zu verkürzen.
Diese Aufgabe wird bei der Einrichtung der einleitend genannten Art gelöst, die gekennzeichnet ist durch eine Dif ferenzsignaleinheit mit regelbarem Verstärkungsfaktor für einen ihrer Eingänge, wobei der Ausgang der Differenzsi- gnaleinheit mit der Anzeigeeinheit elektrisch verbunden ist; eine Baueinheit zur Phasenregelung, deren Ausgang an den ersten Eingang der Differenzsignaleinheit angeschlossen ist, sowie durch eine Schaltereinheit, mit der Hilfe eine elektrische
Verbindung des Ausganges der Quelle und der Schaltungs anordnung mit dem Eingang der Differenzsignaleinheit und der Baueinheit zur Phasenregelung herstellbar ist, wobei in einer ersten Schalterstellung der Ausgang der untersuchten
Schaltungsanordnung an den zweiten Eingang der Differenz signaleinheit angeschlossen ist, und der Ausgang der Quelle.
periodischer Schwingungen mit dem Eingang der Baueinheit zur Phasenregelung verbunden ist, so dass die Phasenver schiebung am Eingang und Ausgang der Schaltungsanordnung im Bereich von Null bis zu -180 gemessen, die Dauer des
Obergangsvorganges ermittelt, das Verhältnis der Amplituden des elektrischen Signals am Ausgang und am Eingang der
Schaltungsanordnung bestimmt sowie die Kapazität und die
Induktivität der Elemente der Schaltungsanordnung gemessen werden können, und wobei in der zweiten Stellung des Schal- ters der Ausgang der Quelle periodischer Schwingungen an den zweiten Eingang der Quelle der Differenzsignaleinheit angeschlossen ist, während der Ausgang der Schagltungsanord- nung mit dem Eingang der Baueinheit zur Phasenregelung verbunden ist,
so dass die Phasenverschiebung der Signale am Eingang und Ausgang der Schaltungsanordnung über-180 und die Frequenz der von der Quelle erzeugten periodischen Schwingungen gemessen werden kann.
Zweckmässigerweise soll die Baueinheit zur Phasenregelung einen Summator und einen parallel zum ersten Eingang des Summators angeschlossenen Operationsverstärker enthalten, in dessen Gegenkopplungszweig ein Kondensator mit regelbarer Kapazität und ein an diesen parallelgeschalteter Widerstand liegen, wobei der Verbindungspunkt des ersten Summatoreinganges und des Operationsverstärkereinganges als Eingang und der Summatorausgang als Ausgang der Baueinheit zur Phasenregelung dienen.
Es ist auch zweckmässig, in der Einrichtung zusätzlich einen aus einem Kondensator, einem Detektor und einem ersten Filter bestehenden Reihenkreis vorzusehen, wobei der Kondensator an den Ausgang der Differenzsignaleinheit und das erste Filter an die Anzeigeeinheit angeschlossen werden.
Von Vorteil ist es auch, die Einrichtung mit einem zweiten Filter auszustatten, bei dem der Eingang mit dem Kondensator und der Ausgang mit dem Detektor verbunden werden.
Diese Einrichtung zur Messung dynamischer Kennlinien ist für die Messung der Phasenverschiebung, der Amplitudenverhältnisse, der Schnellwirkung, der Frequenz, der elektrischen Kapazität und der Induktivität bestimmt und ist durch hohe Empfindlichkeit und Messgenauigkeit in einem grossen Messfrequenzbereich sowie durch ihre weitgehend universelle Anwendbarkeit gekennzeichnet. Die Einrichtung zeichnet sich auch durch hohe Störfestigkeit und niedrige Empfindlichkeit zu Parameterstreuungen ihrer Elemente sowie zur Nullpunktsdrift der Verstärker aus.
Dies ist unter anderem dadurch bedingt, dass die Baueinheit zur Phasenregelung aus einem Summator mit parallelgeschaltetem Operationsverstärker aufgebaut ist, dessen Gegenkopplungszweig einen Widerstand und einen parallelgeschalteten Kondensator mit regelbarer Kapazität enthält, und dass in der Einrichtung ein Korrekturglied verwendet wird, das aus einer Reihenschaltung eines Kondensators, eines Detektors und eines Filters besteht.
Die Erfindung wird in der nachstehenden Beschreibung von konkreten Ausführungsbeispielen und anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigt:
Fig. 1 Blockschaltbild der Einrichtung zur Messung dynamischer Kennwerte einer Schaltungsanordnung;
Fig. 2 Prinzipschaltbild einer ersten Ausführungsvariante der Einrichtung nach Fig. 1, in welcher ein automatisches Steuersystem die untersuchte Schaltungsanordnung darstellt;
Fig. 3 die Einrichtung aus Fig. 2, die einen Kondensator, aufweist, der zwischen dem Verbindungspunkt zweier als eine Steuerkette dienender Widerstände und der Erde eingeschaltet ist;
Fig. 4 die Einrichtung aus Fig. 2 mit einem aus einer Induktivitätsspule und zwei Widerständen bestehenden Reihenglied, das als eine Steuerkette benutzt wird;
Fig. 5 die Einrichtung aus Fig. 2 mit einem RC-Glied, das aus einem Kondensator und zwei in Reihe geschalteten Widerständen besteht und als eine Steuerkette benutzt wird;
Fig. 6 eine zweite Ausführungsvariante der Einrichtung nach Fig. 1;
;
Fig. 7 die Einrichtung aus Fig. 6 mit einem Kondensator, der zwischen dem Verbindungspunkt zweier als eine Steuerkette dienender Widerstände und der Erde eingeschaltet ist;
Fig. 8 die Einrichtung aus Fig. 6 mit einem aus einer In duktivitätsspule und zwei Widerständen bestehenden Reihenglied, das als eine Steuerkette benutzt wird;
Fig. 9 die Einrichtung aus Fig. 6 mit einem Reihenglied, das aus einem Kondensator und zwei Widerständen besteht und als eine Steuerkette benutzt wird.
Die vorgeschlagene Einrichtung zur Messung dynamischer Kennwerte einer Schaltungsanordnung enthält eine Quelle 1 (Fig. 1) von periodischen Schwingungen, die an die zu unter suchende Schaltungsanordnung 2 angeschlossen ist. Nach stehend werden solche Schaltungsanordnungen auch als dy namische Steuerstrecken bezeichnet
Zur Einrichtung gehört auch eine Differenzsignaleinheit
3 mit regelbarem Verstärkungsfaktor für einen der Eingänge.
Der Ausgang der Differenzsignaleinheit 3 ist mit einer An zeigeeinheit 4 elektrisch verbunden. Weiterhin gehört zur Einrichtung eine Baueinheit 5 zur Phasenregelung, deren Aus gang an den ersten Eingang der Differenzsignaleinheit 3 angeschlossen ist.
Zur Messung verschiedener Parameter der dynamischen Steuerstrecke 2 enthält die Einrichtung einen Schalter 6, der den Ausgang der Quelle 1 von periodischen Schwingungen und der dynamischen Steuerstrecke 2 mit dem Eingang der Differenzsignaleinheit 3 und der Baueinheit 5 zur Phasenregelung so elektrisch verbindet, dass in der ersten Stellung 7 und 8 des Schalters 6 der Ausgang der dynamischen Steuer strecke 2 an den Eingang der Differenzsignaleinheit 3 und der Ausgang der Quelle 1 von periodischen Schwingungen an den Eingang der Baueinheit 5 zur Phasenregelung angeschlos- sen werden. Diese Verbindungsart ermöglicht die Messung der Phasenverschiebung in der dynamischen Steuerstrecke 2 in den Grenzen von 0 bis zu -180 , sowie die Messung der.
Schnellwirkung, des Amplitudenverhältnisses beim ein- und ausgangsseitigen Signal dieser dynamischen Steuerstrecke 2 und die Messung der Kapazität und oder Induktivität von Elementen der Steuerstrecke 2. In der zweiten Stellung 9 und
10 des Schalters 6 wird der Ausgang der Quelle 1 von perio dischen Schwingungen an den Eingang der Differenzsignaleinheit 3 und der Ausgang der dynamischen Steuerstrecke 2 an den Eingang der Baueinheit 5 zur Phasenregelung geschal- tet. Bei dieser Verbindungsart wird die Messung der Phasen-.
verschiebung der ein- und ausgangsseitigen Signale der dynamischen Steuerstrecke 2 über 180 sowie die Messung der Frequenz der von der Quelle 1 gelieferten periodischen
Schwingungen möglich.
In der ersten Ausführungsvariante der erfindungsgemäs sen Einrichtung zur Messung der Parameter einer dynami schen Steuerstrecke stellt die letztere ein geschlossenes auto matisches Steuersystem dar. Zu diesem System gehört ein
Operationsverstärker 11 (Fig. 2), in dessen Gegenkopplungs zweig ein Korrekturglied liegt, das aus einem Kondensator 12 mit einem parallelgeschalteten Widerstand 13 besteht Der Ausgang des Operationsverstärkers 11 ist über einen Wider stand 14 an einen Integrierverstärker 15 angeschlossen, in dessen Gegenkopplungszweig ein Kondensator 16 liegt.
Der
Ausgang des Verstärkers 15 ist über einen Widerstand 17 mit dem Eingang eines Umkehrverstärkers 18 verbunden, dessen
Gegenkopplungskreis einen Widerstand 19 enthält und des sen Ausgang über einen Widerstand 20 und einen an diesen parallelgeschalteten Kondensator 21 mit dem Eingang des
Verstärkers 11 verbunden ist Der Eingang des Verstärkers 11 ist über einen Widerstand 22 an den Ausgang der Quelle 1 periodischer Schwingungen angeschlossen, die einen mit Halb leiterbauelementen aufgebauten Generator darstellt.
In dieser Ausführungsvariante der Einrichtung enthält die
Baueinheit 5 zur Phasenregelung einen Summator 23, der auf der Basis eines Operationsverstärkers aufgebaut ist. Im Ge genkopplungszweig des letzteren liegt ein Widerstand 24 und an seinen ersten Eingang ist ein Widerstand 25 angeschlossen.
Zur Baueinheit 5 gehört auch ein Operationsverstärker 26, in dessen Gegenkopplungszweig ein Kondensator 27 mit re gelbarer Kapazität und ein parallelgeschalteter Widerstand 28 liegen. Der Verstärker 26 ist über die an seinen Eingang bzw.
Ausgang angeschlossenen Widerstände 29 und 30 parallel zum ersten Eingang des Summators 23 geschaltet. Bei diesem Aufbau der Baueinheit 5 bildet ihren Eingang der Verbindungspunkt des ersten Einganges des Summators 23 und des Einganges des Operationsverstärkers 26, d.h. der Verbindungspunkt der Widerstände 25 und 30. Als Ausgang der Baueinheit 5 dient der Ausgang des Summators 23.
In der Stellung 31 des Schalters 6 ist der Ausgang des Operationsverstärkers 11 an den Eingang der Baueinheit 5 zur Phasenregelung angeschlossen.
Wie oben erwähnt wurde, liegt der Ausgang der Baueinheit 5 am Eingang der Differenzsignaleinheit 3, die in der betreffenden Ausführungsvariante der Einrichtung aus einer Reihenschaltung eines Umkehrverstärkers 32 und eines Summators 33 besteht. Den Eingang der Einheit 3 bildet dabei ein Regelwiderstand 34, der am Eingang des Umkehrverstärkers 32 liegt, in dessen Gegenkopplungszweig ein Widerstand 35 eingeschaltet ist. Wie man aus der Zeichnung ersehen kann, ist der Eingang der Einheit 3 mittels des Schalters 6 an den Ausgang des Integrierverstärkers 15 angeschlossen, der zur dynamischen Steuerstrecke 2 gehört.
Der Ausgang des Umkehrverstärkers 32 ist mit Hilfe eines Widerstandes 36 mit dem Eingang des Summators 33 verbunden. Im Gegenkopplungszweig des letzteren liegt ein Widerstand 37, und dem anderen Eingang des Summators 33 wird über einen Widerstand 38 ein Signal vom Ausgang des Summators 23 zugeführt, der zur Baueinheit 5 gehört.
Der Ausgang des Summators 33, der als Ausgang der Differenzsignaleinheit 3 dient, ist in der beschriebenen Ausführungsvariante an die Anzeigeeinheit 4 angeschlossen, deren Rolle ein Voltmeter von bekanntem Aufbau spielt.
Bei der beschriebenen Verbindung aller Bestandteile der vorgeschlagenen Einrichtung registriert die Anzeigeeinheit 4 die Differenzsignale bei der Messung der Phasenverschiebung von ein- und ausgangsseitigen Signalen der dynamischen Steuerstrecke von 0 bis zu 180 sowie die Verhältniswerte der Amplituden am Ausgang und am Eingang der dynamischen Steuerstrecke und die Dauer des Übergangsvorganges.
Bei der Umstellung des Schalters 6 aus der Stellung 8 in die Stellung 31 fixiert die Anzeigeeinheit 4 auch Amplitudenverhältnisse und Phasenverschiebungen des Operationsverstärkers 11 als eines Zwischengliedes der dynamischen Steuerstrecke 2.
Die dynamische Steuerstrecke 2 kann durch ein Trägheitsglied dargestellt werden bestehend aus einem Kondensa- tor 39 (Fig. 3), bei dem ein Belag geerdet und der andere an den Verbindungspunkt der Widerstände 40 und 41 angeschlossen ist. Bei der beschriebenen Verbindungsart der Bestand- teile der Einrichtung, und zwar bei der Verbindung des Ausganges der dynamischen Steuerstrecke 2 mit dem Eingang der Differenzsignaleinheit 3 und des Ausganges der Quelle 1 von periodischen Schwingungen mit dem Eingang der Baueinheit 5 zur Phasenregelung registriert die Anzeigeeinheit 4 die Differenzsignale und zusätzlich den Kapazitätswert des Kondensators 39.
Die dynamische Steuerstrecke 2 kann auch ein Trägheitsglied darstellen, das aus einer Spule 42 (Fig. 4) und in Serie geschalteten Widerständen 43 und 44 oder aus einem Kondensator 45 (Fig. 5) und Widerständen 46 und 47 besteht.
Dabei misst die vorgeschlagene Einrichtung ausser den anderen Parametern auch die Induktivität der Spule 42 (Fig. 4) oder die Kapazität des Kondensators 45 (Fig. 5).
Es ist auch eine zweite Ausführungsvariante der erfindungsgemässen Einrichtung zur Messung der Parameter dynamischer Steuerstrecken möglich, die der beschriebenen Variante ähnlich aufgebaut wird.
Der Unterschied der zweiten Ausführungsvariante besteht nur darin, dass der Ausgang der Differenzsignaleinheit 3 mit der Anzeigeeinheit 4 über eine Reihenschaltung eines Kondensators 48 (Fig. 6), eines zweiten Filters 49, eines Detektors 50 und eines ersten Filters 51 elektrisch verbunden wird.
Das zweite Filter 49 ist auf der Basis eines Operationsverstärkers 52 aufgebaut, in dessen Gegenkopplungszweig ein Kondensator 53 und ein mit diesem parallelgeschalteter Widerstand 54 liegen. Dabei ist der Eingang des Operationsverstärkers 52 mit dem Kondensator 48 über einen Widerstand 55 verbunden, und der Ausgang des Operationsverstär-kers 52, dessen Rolle der Ausgang des Filters 49 spielt, ist an den Detektor 50 angeschlossen.
Das erste Filter 51 wird durch einen Widerstand 56 ge bildet, bei dem ein Anschluss mit dem Ausgang des Detektors 50 und über einen Kondensator 57 mit der Erde ver bunden ist, und der andere Anschluss, der als Ausgang des Filters 51 dient, mit der Anzeigeeinheit 4 Verbindung hat.
Der Einbau der aus dem Kondensator 48, dem ersten Fil ter 49, dem Detektor 50 und dem zweiten Filter 51 bestehenden Reihenschaltung erhöht die Störfestigkeit der Einrichtung, beseitigt den Einfluss der Nullpunktsdrift der zur Einrichtung gehörenden Verstärker auf die Messgenauigkeit und erweitert den Messfrequenzbereich.
Die Figuren 7, 8 und 9 zeigen eine zweite Ausführungsvariante der vorliegenden Einrichtung, die für die Untersuchung der in Fig. 3, 4 bzw. 5 dargestellten dynamischen Steuerstrecken benutzt wird.
In allen Figuren 1 bis 9 sind die Stellungen 58, 59 und 60 des Schalters 6 gezeigt, in denen der Schalter 6 die Quelle 1 periodischer Schwingungen und die dynamische Steuerstrecke
2 von der Differenzsignaleinheit 3 und der Baueinheit 5 zur
Phasenregelung abschaltet.
Die vorgeschlagene Einrichtung zur Messung der Para meter dynamischer Steuerstrecken funktioniert wie folgt.
Bei der Messung der Phasenverschiebung von ein- und ausgangsseitigen Signalen der dynamischen Steuerstrecke 2 (Fig. 2) sowie des Amplitudenverhältnisses der Signale am Ausgang und Eingang befindet sich der Schalter 6 in den
Stellungen 8, 58, 59. Dabei wird dem Eingang der Baueinheit
5 zur Phasenregelung von der Quelle 1 periodischer Schwin gungen ein Signal zugeführt, und die dynamische Steuer strecke 2 ist von der Differenzsignaleinheit 3 abgeschaltet. In dieser Stellung wird die Kapazität des im Gegenkopplungs zweig des Operationsverstärkers 26 liegenden Kondensators
27 auf Null eingestellt. Darauf wird die von der Anzeige einheit 4 registrierte Signalgrösse gemessen. Der Schalter 6 wird dann in die Stellung 7, 59, 60 umgestellt, in der die An zeigeeinheit 4 nur das Signal am Ausgang der dynamischen
Steuerstrecke 2 fixiert.
Mit Hilfe des zur Änderung des Ver stärkungsfaktors des Umkehrverstärkers 32 dienenden Re gelwiderstandes 34 wird die Grösse des der Anzeigeeinheit 4 zugeführten Signals gleich dem vorher gemessenen Wert ein gestellt. Dabei ist der im Umkehrverstärker 32 eingestellte
Verstärkungsfaktor gleich dem Amplitudenverhältnis des am
Ausgang der Schwingungsquelle 1, d.h. am Eingang der dy namischen Steuerstrecke 2 wirksamen Signals und des Aus gangssignals dieser dynamischen Steuerstrecke 2.
Bei der Umstellung des Schalters 6 in die Stellungen 7,
8 und 59 werden dem Summator 33 Signale vom Ausgang der dynamischen Steuerstrecke 2 und der Schwingungsquelle 1 über die Baueinheit 5 zur Phasenregelung zugeführt. Dabei ändert man die Kapazität des Kondensators 27 und folglich die Zeitkonstante To = R28 . C27 bis zu einem Wert, bei dem das von der Anzeigeeinheit 4 registrierte Abweichungssignal seinen Minimalwert erreicht. Dies wird darauf hindeuten, dass die Phasenverschiebungen des Signals der zu untersu chenden dynamischen Steuerstrecke 2 und des Signals der
Baueinheit 5 gleich gross sind.
Da die Frequenz f0 der von der Quelle 1 erzeugten periodischen Schwingungen und der Wert TQ bei der Baueinheit 5 zur Phasenregelung bekannt sind, lässt sich die Phasenverschiebung der Signale am Ausgang der dynamischen Steuerstrecke 2 und am Ausgang der Schwingungsquelle 1 aus der Formel cp= 2 arctg (To. -f0 .2 2 ) bestimmen.
Die in der dynamischen Steuerstrecke 2 entstehenden Störungen werden bei der Messung durch das zweite Filter 49 (Fig. 6) unterdrückt. Bei der Verwendung dieses Filters 49 in der Schaltung der vorgeschlagenen Einrichtung brauchen bei der Messung der erwähnten Parameter keine Korrekturgrössen eingeführt zu werden. Ausserdem löst das Filter 49 die erste Harmonische der zu untersuchenden Signale heraus, und dies gibt die Möglichkeit, diese Einrichtung für die Untersuchung nicht nur linearer, sondern auch nichtlinearer dynamischer Steuerstrecken zu benutzen.
Die Nullpunktdrifft in den Verstärkern 11, 15, 18, 26, 32 und bei den Summatoren 23 und 33 sowie die Gleichkomponenten der zu untersuchenden Signale üben auch keinen Einfluss auf die Genauigkeit der Messung der genannten Parameter aus, da ein Trennkondensator 48 vorhanden ist.
Um den Messfrequenzbereich zu erweitern und als Anzeigeeinheit 4 ein durch grössere Trägheit gekennzeichnetes Zeigerinstrument verwenden zu können, wird in der vorgeschlagenen Einrichtung ein Detektor 50 benutzt, der zusammen mit dem Filter 51 das vom Ausgang des Summators 33 und des Filters 49 gelieferte periodische Differenzsignal in eine elektrische Gleichspannung umwandelt.
Für die Ermittlung der Phasenverschiebungen bei ein- und ausgangsseitigen Signalen der dynamischen Steuerstrecke 2, die über-180 liegen, wird der Messvorgang wie oben beschrieben durchgeführt, der Schalter 6wird aber in die Stellungen 9, 10 und 60 verstellt.
Bei der Messung der Frequenz der von der Quelle 1 (Fig.
5 und 9) erzeugten periodischen Schwingungen wird als dynamische Steuerstrecke 2 ein Vergleichs-Differenzierglied mit bekannter Phasenverschiebung für jede Frequenz benutzt.
Der Vorgang der Frequenzmessung ist hierbei der gleiche wie bei der Messung der über-180 liegenden Phasenverschiebungsgrössen, und der Frequenzwert ist der Grösse To = C27 . R28-proportional.
Die Schnellwirkung der dynamischen Steuerstrecke 2 wird ähnlich der Messung der unter-180 liegenden Phasenverschiebungen der Signale ermittelt. Als Schwingungsquelle 1 wird in diesem Falle aber ein Rechteckimpulsgenerator benutzt, dessen Impulsfrequenz der Schnellwirkung der zu untersuchenden dynamischen Steuerstrecke 2 proportional ist.
Der Schalter 6 wird in die Stellungen 7, 8 und 59 gestellt und schaltet dabei den Ausgang der dynamischen Steuerstrecke 2 an den Eingang der Differenzsignaleinheit 3 und den Ausgang der Schwingungsquelle 1 an den Eingang der Baueinheit 5 zur Phasenregelung an. Dabei wird die Kapazität des Kondensators 27 von Null bis zu einer Grösse geändert, bei der das Signal am Ausgang der Anzeigeeinheit seinen Minimalwert erreicht. Der Wert 3To = C27 . R28 stellt die Schnellwirkung der zu untersuchenden Steuerstrecke 2, d.h. die Dauer des Übergangsvorganges in Sekunden dar. Die Messung der Kapazität des Kondensators 39 (Fig. 3 und 7) und der Induktivität der Spule 42 (Fig. 4 und 8) wird ähnlich der Bestimmung der unter 1800 liegenden Phasenverschiebungen durchgeführt. Der Schalter 6 befindet sich dabei in den Stellungen 7, 8 und 59.
Die elektrische Kapazität und die Induktivität sind dem Wert der Zeitkonstante To = R28 .C27 der Baueinheit 5 zur Phasenregelung proportional, bei dem das Abweichungssignal an der Anzeigeeinheit 4 seinen Minimalwert annimmt.
Die Messung von Phasenverschiebungen und Amplitudenverhältnissen am Ausgang der dynamischen Steuerstrecke 2 (Fig. 2 und 6) eines automatischen Steuersystems sowie am Ausgang seines beliebigen Zwischengliedes, z.B. des Verstärkers 11, erfolgt ähnlich der Messung von Phasenverschiebungen und Amplitudenverhältnissen am Ausgang der dynamischen Steuerstreck 2 und am Ausgang der Schwingungsquelle 1. Der Schalter 6 befindet sich dabei aber in der Stellung 7,31 und59.
The invention relates to a device for measuring dynamic characteristic values of a circuit arrangement, with a source of periodic oscillations which is connected to the input of the circuit arrangement under investigation, and with a display unit.
Such devices are mainly used for the measurement of the phase shift of the signals at the input and output of a circuit or their amplitude ratio as well as for the measurement of the duration of transients, the oscillation frequency, the electrical capacitance and the inductance.The present device is for example not only used for the investigation entire circuit arrangements but also individual elements of such systems can be used. Furthermore, this device is suitable for the investigation of not only linear but also non-linear circuits and is characterized by high interference immunity, which enables measurements to be carried out with high accuracy in the presence of noise whose amplitude is more than ten times greater than that of the measurement signal .
At present, in the investigation of the stability and the quality of automatic control systems and their control chains, in addition to analytical methods, experimental methods are increasingly used. The importance of the experiment is particularly great when evaluating the quality of a certain system before it is put into operation, since deviations of the existing characteristic values from the planned values can be determined in good time.
In such cases the system and its members are subjected to fairly extensive tests, including the inclusion of e.g. Amplitude phase and frequency characteristics are part of the process, but also the measurement of the rapid effect of the frequency of the natural vibrations generated, the electrical capacitance and the inductance. These measurements are usually carried out in the presence of strong noise in the signals to be measured.
A larger number of devices can be used to carry out such tests, each device measuring only one or two characteristic quantities, e.g. only the phase shift or only the frequency of harmonic oscillations, etc. is suitable. In addition, these known devices have a narrow frequency range, complicated structure, large dimensions and low measurement accuracy for non-sinusoidal signals in non-linear systems and with high noise levels.
Therefore, the problem arises of providing a universal device which has a wide range of the operating frequency and a high measurement accuracy for noise and strong DC components of the signal, which is easy to produce and which is reliable in adjustment and operation.
A device for measuring the dynamic characteristics of a circuit from the English company Solartron is already known, which is called a transfer function analyzer.
This device contains a generator of periodic oscillations which generates sine and cosine signals. These are applied to two multiplication units connected in parallel, one of these signals being fed to the input of the circuit to be examined. From the output of this circuit, the signal passes via an input converter to the second inputs of the multiplication units. Two display devices are connected to the output of each multiplication unit via two integrating amplifiers, one of which measures the reactive component and the other the active component of the amplitude phases or the frequency characteristics of the circuit.
Although this device has a very complex structure, it only allows the measurement of the reactive and active components of the characteristics mentioned. In order to determine the phase shift and the amplitude ratio, a series of time-consuming mathematical arithmetic operations such as squaring, square rooting and calculating the angular functions must be carried out using the values of the reactive and active components of the signal measured with two display devices. The measuring accuracy is reduced by 10 to 20% and the measuring time is extended.
If there are direct current components in the signal to be measured, the measurement accuracy also decreases as a result of the zero point drift in integrating amplifiers. Insufficient interference immunity of the device also reduces the measurement accuracy. When examining a circuit as a whole, the above-mentioned device does not give any possibility of checking individual elements of the circuit, as is necessary when examining different circuits.
A device for measuring the phase shift and the amplitude is also known.
This device contains two resolvers with the stator windings connected together. The rotor of a resolver is set in motion by a variable-speed drive that contains a servo amplifier and a tachometer generator. When AC control systems are used, the rotor of the drive resolver is excited externally by the circuit of the slave system. When using AC systems, it is excited by an internal generator.
On the shaft of the rotating resolver there is a synchronization switch that allows a sawtooth signal to pass through.
The device also contains a carrier frequency amplifier, to whose input the output of the second resolver is connected, which is mechanically connected to a phase dial. The device also includes an output signal amplifier that is connected to an amplitude display device. An oscillograph with vertical and horizontal deflection is used to display the phase differences. The signal from the second resolver, which is connected to the rotary phase scale and serves as a phase shift element, is sent to the vertical deflection stage of the oscillograph, while the signal from the first resolver is fed to the horizontal deflection circuit of the oscilloscope. A Lissajous figure with superimposed high frequency oscillations appears on the oscillograph screen.
To determine the phase shift, the rotary phase scale together with the rotatable resolver is rotated until the figure shown on the oscilloscope screen shows the zero phase shift. Since the phase dial shifts the signal by the amount equal and opposite to the phase difference in the system, the phase difference is determined by reading it directly from the calibrated scale. This means that this device represents a step forward compared to the Solartron device, as it is possible to determine the phase shift directly in degrees without additional calculation. However, the device only measures the amplitude values at the system output.
To determine the modulus, one has to divide the displayed amplitude value at the output of the system by the amplitude value at the input of the system, which introduces additional errors and complicates the measurement process. Since a resolver is used in the device as a phase shift element, it is not possible to measure low-frequency signals below 0.1 Hz with the device, i.e.
the frequency range of the measurement signal is limited with this device. In this device, input effects are generated mechanically by means of a servo motor, with significant errors occurring in the event of a change in the supply voltage. In addition, the device has a low immunity to interference and does not offer any possibility of measuring phase deviations in two arbitrarily selected harmonic signals.
There is also known a device for measuring the parameters of a circuit containing a source of periodic oscillations connected to the circuit, the output of the latter being electrically connected to a display unit.
In this device, phase shifts are measured with the help of Lissajous figures. The signals from the output of the circuit and the source of periodic oscillations are fed to the horizontal and vertical deflection plates of an oscilloscope which is used as a display unit. An ellipse appears on the oscillograph screen. By measuring the ellipse parameters and performing additional calculations, the
The size of the phase shift and the amplitude ratio of the measurement signal.
For the determination of the parameters mentioned with minima lem error, a strict equality of gain factors for the horizontal and vertical deflection plates of the oscilloscope and the centering of the ellipse on the screen of the cathode ray tube are in the device described
Oscillograph required. It cannot be achieved in practice. In addition, the device mentioned does not work when noise and DC components in the from
Output of the dynamic control path supplied signal are present, and requires a considerable time for the
Conversion of the ellipse parameters into phase shift values and amplitude ratio values. The device is very sensitive to the zero point drift of the amplifier and is not suitable for investigating non-linear circuits.
The invention is based on the object of creating a device for measuring dynamic parameters, the structural design of which makes it possible to achieve a high level of measurement accuracy for noise whose amplitude is ten to twenty times higher than the signal amplitude of the linear or nonlinear circuit to be investigated lies the
To expand the measuring frequency range, to increase the measuring accuracy and to simplify and shorten the measurement of the parameters of the circuits.
This object is achieved with the device of the type mentioned in the introduction, which is characterized by a differential signal unit with a controllable gain factor for one of its inputs, the output of the differential signal unit being electrically connected to the display unit; a module for phase control, the output of which is connected to the first input of the differential signal unit, and a switch unit with the aid of an electrical one
Connection of the output of the source and the circuit arrangement with the input of the differential signal unit and the component for phase control can be produced, with the output of the examined in a first switch position
Circuitry is connected to the second input of the difference signal unit, and the output of the source.
periodic oscillations is connected to the input of the module for phase control, so that the phase shift at the input and output of the circuit arrangement in the range from zero to -180 measured, the duration of the
Transition process determined the ratio of the amplitudes of the electrical signal at the output and at the input of the
Circuit arrangement determined as well as the capacity and the
Inductance of the elements of the circuit arrangement can be measured, and in the second position of the switch, the output of the source of periodic oscillations is connected to the second input of the source of the differential signal unit, while the output of the circuit arrangement is connected to the input of the component for phase control connected is,
so that the phase shift of the signals at the input and output of the circuit arrangement can be measured over-180 and the frequency of the periodic oscillations generated by the source.
The phase control unit should expediently contain a summator and an operational amplifier connected in parallel to the first input of the summator, in whose negative feedback branch there is a capacitor with a controllable capacitance and a resistor connected in parallel, the connection point of the first summator input and the operational amplifier input as an input and the summator output serve as the output of the unit for phase control.
It is also expedient to additionally provide a series circuit consisting of a capacitor, a detector and a first filter in the device, the capacitor being connected to the output of the differential signal unit and the first filter being connected to the display unit.
It is also advantageous to equip the device with a second filter in which the input is connected to the capacitor and the output is connected to the detector.
This device for measuring dynamic characteristics is intended for the measurement of the phase shift, the amplitude ratios, the rapid action, the frequency, the electrical capacitance and the inductance and is characterized by high sensitivity and measuring accuracy in a large measuring frequency range as well as by its largely universal applicability. The device is also characterized by high immunity to interference and low sensitivity to parameter spreads of its elements and to the zero point drift of the amplifiers.
This is due, among other things, to the fact that the component for phase control is made up of a summator with an operational amplifier connected in parallel, the negative feedback branch of which contains a resistor and a capacitor connected in parallel with a controllable capacitance, and that a correction element is used in the device, which consists of a series connection of a capacitor , a detector and a filter.
The invention is explained in more detail in the following description of specific exemplary embodiments and with reference to the accompanying drawings.
It shows:
1 is a block diagram of the device for measuring dynamic characteristic values of a circuit arrangement;
FIG. 2 shows a basic circuit diagram of a first variant embodiment of the device according to FIG. 1, in which an automatic control system represents the circuit arrangement under investigation;
3 shows the device from FIG. 2, which has a capacitor, which is connected between the connection point of two resistors serving as a control chain and earth;
4 shows the device from FIG. 2 with a series link consisting of an inductance coil and two resistors, which is used as a control chain;
5 shows the device from FIG. 2 with an RC element which consists of a capacitor and two resistors connected in series and is used as a control chain;
6 shows a second variant embodiment of the device according to FIG. 1;
;
FIG. 7 shows the device from FIG. 6 with a capacitor connected between the connection point of two resistors serving as a control chain and earth; FIG.
8 shows the device from FIG. 6 with a series link consisting of a inductance coil and two resistors, which series link is used as a control chain;
9 shows the device from FIG. 6 with a series link which consists of a capacitor and two resistors and is used as a control chain.
The proposed device for measuring dynamic characteristics of a circuit arrangement contains a source 1 (FIG. 1) of periodic oscillations which is connected to the circuit arrangement 2 to be examined. After standing such circuit arrangements are also referred to as dynamic control routes
The device also includes a differential signal unit
3 with adjustable gain factor for one of the inputs.
The output of the difference signal unit 3 is electrically connected to a display unit 4. The device also includes a unit 5 for phase control, the output of which is connected to the first input of the differential signal unit 3.
To measure various parameters of the dynamic control path 2, the device contains a switch 6 that electrically connects the output of the source 1 of periodic oscillations and the dynamic control path 2 to the input of the differential signal unit 3 and the component 5 for phase control so that in the first position 7 and 8 of the switch 6, the output of the dynamic control path 2 to the input of the differential signal unit 3 and the output of the source 1 of periodic oscillations to the input of the structural unit 5 for phase control are connected. This type of connection enables the phase shift in the dynamic control path 2 to be measured within the limits of 0 to -180, as well as the measurement of the.
Rapid action, the amplitude ratio in the input and output-side signal of this dynamic control path 2 and the measurement of the capacitance and / or inductance of elements of the control path 2. In the second position 9 and
10 of the switch 6, the output of the source 1 of periodic oscillations is switched to the input of the differential signal unit 3 and the output of the dynamic control path 2 is switched to the input of the structural unit 5 for phase control. With this type of connection, the measurement of the phase.
shift of the input and output signals of the dynamic control path 2 over 180 and the measurement of the frequency of the periodic signals supplied by the source 1
Vibrations possible.
In the first embodiment of the device according to the invention for measuring the parameters of a dynamic control path, the latter is a closed automatic control system
Operational amplifier 11 (Fig. 2), in whose negative feedback branch a correction element is located, which consists of a capacitor 12 with a parallel resistor 13 The output of the operational amplifier 11 is via a counter 14 connected to an integrating amplifier 15, in whose negative feedback branch a capacitor 16 lies.
Of the
The output of the amplifier 15 is connected via a resistor 17 to the input of an inverting amplifier 18, whose
Negative feedback circuit contains a resistor 19 and the sen output via a resistor 20 and a capacitor 21 connected in parallel to the input of the
Amplifier 11 is connected. The input of amplifier 11 is connected via a resistor 22 to the output of the source 1 of periodic oscillations, which is a generator constructed with semiconductor components.
In this variant of the device contains the
Component 5 for phase control has a summator 23 which is constructed on the basis of an operational amplifier. In the counter coupling branch of the latter there is a resistor 24 and a resistor 25 is connected to its first input.
The unit 5 also includes an operational amplifier 26, in the negative feedback branch of which a capacitor 27 with re gelable capacitance and a resistor 28 connected in parallel are located. The amplifier 26 is connected to its input or
Output connected resistors 29 and 30 connected in parallel to the first input of the summator 23. In this construction of the unit 5, its input forms the connection point of the first input of the summator 23 and the input of the operational amplifier 26, i. the connection point of the resistors 25 and 30. The output of the summator 23 serves as the output of the structural unit 5.
In position 31 of switch 6, the output of operational amplifier 11 is connected to the input of structural unit 5 for phase control.
As mentioned above, the output of the structural unit 5 is at the input of the differential signal unit 3, which in the relevant variant of the device consists of a series connection of an inverting amplifier 32 and a summator 33. The input of the unit 3 is formed by a variable resistor 34 which is connected to the input of the inverting amplifier 32, in whose negative feedback branch a resistor 35 is connected. As can be seen from the drawing, the input of the unit 3 is connected by means of the switch 6 to the output of the integrating amplifier 15, which belongs to the dynamic control path 2.
The output of the inverting amplifier 32 is connected to the input of the summator 33 with the aid of a resistor 36. In the negative feedback branch of the latter there is a resistor 37, and a signal from the output of the summator 23, which belongs to the structural unit 5, is fed to the other input of the summator 33 via a resistor 38.
The output of the summator 33, which serves as the output of the differential signal unit 3, is connected in the embodiment variant described to the display unit 4, the role of which is played by a voltmeter of known construction.
With the described connection of all components of the proposed device, the display unit 4 registers the difference signals when measuring the phase shift of input and output signals of the dynamic control path from 0 to 180 as well as the ratio values of the amplitudes at the output and the input of the dynamic control path and the duration of the transition process.
When the switch 6 is switched from the position 8 to the position 31, the display unit 4 also fixes the amplitude ratios and phase shifts of the operational amplifier 11 as an intermediate element of the dynamic control path 2.
The dynamic control path 2 can be represented by an inertia element consisting of a capacitor 39 (FIG. 3), in which one lining is grounded and the other is connected to the connection point of the resistors 40 and 41. With the described type of connection of the components of the device, namely with the connection of the output of the dynamic control path 2 with the input of the differential signal unit 3 and the output of the source 1 of periodic oscillations with the input of the component 5 for phase control, the display unit 4 registers the Difference signals and additionally the capacitance value of the capacitor 39.
The dynamic control path 2 can also represent an inertia element which consists of a coil 42 (FIG. 4) and resistors 43 and 44 connected in series or of a capacitor 45 (FIG. 5) and resistors 46 and 47.
In addition to the other parameters, the proposed device also measures the inductance of the coil 42 (FIG. 4) or the capacitance of the capacitor 45 (FIG. 5).
A second embodiment variant of the device according to the invention for measuring the parameters of dynamic control paths is also possible, which is constructed similarly to the variant described.
The only difference in the second embodiment variant is that the output of the difference signal unit 3 is electrically connected to the display unit 4 via a series connection of a capacitor 48 (FIG. 6), a second filter 49, a detector 50 and a first filter 51.
The second filter 49 is constructed on the basis of an operational amplifier 52, in whose negative feedback branch there are a capacitor 53 and a resistor 54 connected in parallel with it. The input of the operational amplifier 52 is connected to the capacitor 48 via a resistor 55, and the output of the operational amplifier 52, whose role is played by the output of the filter 49, is connected to the detector 50.
The first filter 51 is formed by a resistor 56, in which one connection is connected to the output of the detector 50 and to earth via a capacitor 57, and the other connection, which serves as the output of the filter 51, is connected to the display unit 4 has connection.
The installation of the series circuit consisting of the capacitor 48, the first filter 49, the detector 50 and the second filter 51 increases the interference immunity of the device, eliminates the influence of the zero point drift of the amplifier belonging to the device on the measurement accuracy and expands the measurement frequency range.
FIGS. 7, 8 and 9 show a second embodiment variant of the present device, which is used for the investigation of the dynamic control paths shown in FIGS. 3, 4 and 5, respectively.
In all Figures 1 to 9, the positions 58, 59 and 60 of the switch 6 are shown, in which the switch 6 is the source 1 of periodic oscillations and the dynamic control path
2 from the difference signal unit 3 and the structural unit 5 to
Phase control switches off.
The proposed device for measuring the parameters of dynamic control lines works as follows.
When measuring the phase shift of input and output signals of the dynamic control path 2 (FIG. 2) and the amplitude ratio of the signals at the output and input, the switch 6 is in the
Positions 8, 58, 59. This is the entrance of the unit
5 for phase control from the source 1 periodic oscillations supplied a signal, and the dynamic control path 2 is switched off by the differential signal unit 3. In this position, the capacitance of the capacitor located in the negative feedback branch of the operational amplifier 26
27 set to zero. The signal variable registered by the display unit 4 is then measured. The switch 6 is then switched to the position 7, 59, 60, in which the display unit 4 only the signal at the output of the dynamic
Control path 2 fixed.
With the help of the amplification factor of the reversing amplifier 32 serving Re gel resistance 34, the size of the signal supplied to the display unit 4 is set equal to the previously measured value. The one set in the reversing amplifier 32 is here
Gain factor equal to the amplitude ratio of the am
Output of vibration source 1, i.e. at the input of the dynamic control path 2 effective signal and the output signal from this dynamic control path 2.
When moving switch 6 to position 7,
8 and 59, signals from the output of the dynamic control path 2 and the vibration source 1 are fed to the summator 33 via the structural unit 5 for phase control. This changes the capacitance of the capacitor 27 and consequently the time constant To = R28. C27 up to a value at which the deviation signal registered by the display unit 4 reaches its minimum value. This will indicate that the phase shifts of the signal of the dynamic control path 2 to be investigated and of the signal of the
Unit 5 are the same size.
Since the frequency f0 of the periodic vibrations generated by the source 1 and the value TQ are known for the component 5 for phase control, the phase shift of the signals at the output of the dynamic control path 2 and at the output of the vibration source 1 can be calculated using the formula cp = 2 arctg (To. -F0 .2 2) determine.
The disturbances occurring in the dynamic control path 2 are suppressed during the measurement by the second filter 49 (FIG. 6). When this filter 49 is used in the circuit of the proposed device, no correction quantities need to be introduced when measuring the parameters mentioned. In addition, the filter 49 removes the first harmonic of the signals to be examined, and this gives the possibility of using this device for the examination of not only linear but also nonlinear dynamic control paths.
The zero point drifts in the amplifiers 11, 15, 18, 26, 32 and in the summators 23 and 33 and the DC components of the signals to be examined also have no influence on the accuracy of the measurement of the parameters mentioned, since an isolating capacitor 48 is present.
In order to expand the measuring frequency range and to be able to use a pointer instrument characterized by greater inertia as the display unit 4, a detector 50 is used in the proposed device which, together with the filter 51, converts the periodic difference signal supplied by the output of the summator 33 and the filter 49 into a converts electrical direct voltage.
To determine the phase shifts in the input and output-side signals of the dynamic control path 2 that are greater than -180, the measurement process is carried out as described above, but the switch 6 is moved to positions 9, 10 and 60.
When measuring the frequency of the source 1 (Fig.
5 and 9) generated periodic oscillations is used as dynamic control path 2, a comparison differentiator with known phase shift for each frequency.
The frequency measurement process is the same as when measuring the phase shift variables above -180, and the frequency value is the variable To = C27. R28-proportional.
The rapid action of the dynamic control path 2 is determined similarly to the measurement of the underlying phase shifts of the signals. In this case, however, a square-wave pulse generator is used as the vibration source 1, the pulse frequency of which is proportional to the rapid action of the dynamic control path 2 to be examined.
The switch 6 is set to positions 7, 8 and 59 and switches the output of the dynamic control path 2 to the input of the differential signal unit 3 and the output of the vibration source 1 to the input of the component 5 for phase control. The capacitance of the capacitor 27 is changed from zero to a value at which the signal at the output of the display unit reaches its minimum value. The value 3To = C27. R28 represents the rapid action of the control path 2 to be examined, i.e. the duration of the transition process in seconds. The measurement of the capacitance of the capacitor 39 (FIGS. 3 and 7) and the inductance of the coil 42 (FIGS. 4 and 8) is carried out similarly to the determination of the phase shifts below 1800. The switch 6 is in positions 7, 8 and 59.
The electrical capacitance and the inductance are proportional to the value of the time constant To = R28 .C27 of the component 5 for phase control, in which the deviation signal on the display unit 4 assumes its minimum value.
The measurement of phase shifts and amplitude ratios at the output of the dynamic control path 2 (Figures 2 and 6) of an automatic control system as well as at the output of any intermediate element, e.g. of the amplifier 11 takes place in a similar way to the measurement of phase shifts and amplitude ratios at the output of the dynamic control path 2 and at the output of the vibration source 1. The switch 6 is, however, in positions 7, 31 and 59.