Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung eines
Schrittmotors, bei dem nach Inbetriebsetzen des Motors durch einen Start-Motorfortschaltimpuls von der Motorstel lung abhängige Rückmeldeimpulse zur Motorsteuerung ver wendet werden, sowie eine Anordnung zur Durchführung die ses Verfahrens.
Elektrische Schrittmotoren haben ein weites Anwen dungsfeld überall dort, wo bestimmte, genau bemessene
Wege unterschiedlicher Grösse zurückzulegen sind. So wer den Schrittmotoren beispielsweise in Datenverarbeitungsanla gen zum Vorschub von Formularen in Druckern verwendet, weiterhin zum Antrieb von Transporteinrichtungen von
Schreib- oder Leseköpfen in Speichergeräten sowie in Steue- rungsanlagen als Stellmotoren. Eine charakteristische Eigen art dieser Schrittmotoren ist es, dass sie durch Fortschal tungsimpulse steuerbar sind und dass sie eine beliebige An zahl von Schrittbewegungen bei jedem zugeführten Fort schaltimpuls ausführen können. Schrittmotoren sind ähnlich den Synchronmotoren mit ausgeprägten Polen aufgebaut und legen bei jedem zugeführten Fortschaltimpuls eine Dre hung zurück, die einer Polteilung entspricht.
Zur Steuerung der Schrittmotoren sind zwei grundsätzli che Verfahren bekannt. Bei dem einen Verfahren handelt es sich darum, dass dem Motor die Fortschaltimpulse mit konstanter Frequenz zugeführt werden, unabhängig von der erreichten Motorgeschwindigkeit oder den anliegenden Lastverhältnissen. Um sicher zu gehen, dass jeder einzelne Motorfortschaltimpuls in tatsächliche Drehung des Motors um eine Polteilung umgesetzt wird, muss hierbei insbesondere beim Anfahren des Motors die Frequenz niedrig sein, denn sonst würden einzelne Fortschaltimpulse nicht in Schrittbewegungen umgesetzt werden. Damit ist aber die erreichbare Geschwindigkeit des Schrittmotors niedrig und dieser nicht zur Verwendung mit hohen Geschwindigkeiten geeignet.
Eine derartige Steuerungsart ist beispielsweise in der deutschen Auslegeschrift 1 223 039 beschrieben.
In dieser bekannten deutschen Auslegeschrift ist weiterhin das grundsätzlich andere Verfahren beschrieben, bei dem auf der Welle des Motors eine Kodierscheibe angeordnet ist, die entsprechend der Drehung des Motors bei jedem einzelnen Fortschaltimpuls und der damit verbundenen Drehung um eine Polteilung einen Rückmeldeimpuls abgibt. Dieser Rückmeldeimpuls wird bei dieser bekannten Anordnung dazu benutzt, um die Fortschaltimpulse aus einem Impulsspeicher auszulesen und auf die Antriebsschaltung bzw. die geeig- nete Motorwicklung zu geben. Es wird also bei dieser aus der DAS 1 223 039 bekannten Anordnung der Rückmeldeimpulsbetrieb dazu verwendet, direkt einen neuen Motorfortschaltimpuls zu erzeugen.
Diese Art der Steuerung eines Schrittmotors hat den wesentlichen Vorteil, dass die Motorfortschaltimpulse dann auf den Motor gegeben werden können, wenn der Motor aufgrund seiner erreichten Polradstellung einen neuen Fortschaltimpuls in eine weitere Schrittbewegung umsetzen kann. Dadurch werden verschiedene Lastverhältnisse berücksichtigt und der Motor beschleunigt sich somit selbst. Dadurch ist gegenüber dem offenen Betrieb, bei dem keine Rückmeldeimpulse direkt die Motorfortschalt impulse anregen, eine wesentliche Verkürzung der Anlaufphase erzielt und eine wesentlich höhere Endgeschwindigkeit ermöglicht.
Zur Erzielung höherer Endgeschwindigkeiten ist es beispielsweise aus der DAS 2 119352 bekannt, dass man zur Beschleunigung des im Rückmeldebetrieb betriebenen Motors von einer niedrigen auf eine höhere Geschwindigkeit einmalig zwischen zwei Motorfortschaltimpulse einen zusätzlichen Impuls als Motorfortschaltimpuls einschiesst, so dass der Motor eine höhere Endgeschwindigkeit erreicht. Es ist weiterhin in dieser DAS beschrieben, dass verschiedene Endgeschwindigkeiten beim Motor dadurch erreicht werden können, dass der Voreilwinkel stufenweise verändert wird, je nach der erreichten Geschwindigkeit.
Zur Umschaltung der Voreilwinkel stufenweise auf verschiedene Werte sind auf der Kodierscheibe, die auf der Welle des Motors angebracht ist, in unterschiedlichen Abständen vom Umfang Schlitze angebracht, die Photodetektoren beaufschlagen, entsprechend unterschiedlichen Voreilwinkeln. Unter Voreilwinkel oder Polradwinkel ist derjenige elektrische Winkel zu verstehen, der zwischen der von aussen an die Wicklungen angelegten Versorgungsspannung und der innere gegen elektromotorischen Kraft bzw. der induzierten Polradspannung besteht.
Beim Abbremsen des Schrittmotors aus höheren Geschwindigkeitsbereichen heraus ist es bekannt, dass, wie beispielsweise in der DAS 2 119 352 beschrieben, der zusätzliche Beschleunigungsimpuls während der Verzögerung wieder ausgeblendet wird, d. h., dass ein Rückmeldeimpuls nicht zur Erzeugung eines Fortschaltimpulses für den Motor verwendet wird. Dadurch eilt das Drehfeld des Motors dem aussen angelegten Drehfeld vor, so dass hierdurch die Verzögerung erreicht wird. In der deutschen Patentschrift 2'249 757 ist vorgeschlagen worden, dass zwei Rückmeldeimpulse in der Verzögerungsphase nicht zur Bildung von Motorfortschaltimpulsen verwendet werden. Dadurch wird der Motor wesentlich schneller von der Hochgeschwindigkeit auf niedrigere Geschwindigkeiten abgebremst.
Um ein sicheres Abbremsen in den Stillstand zu erzielen, ist dort vorgeschlagen worden, dass bei Erreichen einer bestimmten Geschwindigkeit, die aufgrund der Wiederholungsfrequenz der Rückmeldeimpulse feststellbar ist, ein zusätzlicher Impuls als Motorfortschaltimpuls zugeführt wird, ein sogenannter Halteimpuls, der den Motor auf einer bestimmten niedrigeren Geschwindigkeit hält. Von dieser niedrigen Geschwindigkeits phase her wird der Motor dann mit Bremsimpulsen zum Stillstand abgebremst, um genau das gewünschte Ziel zu erreichen.
Dieses Nachfahren mit einer niedrigeren Geschwindigkeit ist in Fig. 2 in der Kurve 27 und 28 dargestellt und hat den Nachteil, dass, je nach den Belastungsverhältnissen des Motors, dieser mehr oder weniger schnell zum Stillstand kommt. Die notwendige Gesamtzeit, die zum Erreichen der gewünschten Position benötigt wird, ist dadurch gegenüber der optimalen vergrössert.
Das Drehmoment des Schrittmotors ist, wie allgemein bekannt ist, diejenige Grösse, die über die Güte des Motors am meisten aussagt. Dieses Drehmoment ist sehr stark abhän gig von dem Motorstrom und dem Polradwinkel 0. Erstrebenswert bei jedem Schrittmotor ist, dass das Drehmoment unabhängig von der Geschwindigkeit oder von der Schrittschaltfrequenz f5, möglichst konstant und immer möglichst gross ist. Bekannterweise nimmt das Drehmoment jedoch mit steigender Frequenz aufgrund des Stromabfalles ab und weiterhin ist das Drehmoment wesentlich von der Grösse des Polradwinkels abhängig.
Bei starrer Vorgabe des Polradwinkels, wie dies bei dem üblichen Rückmeldebetrieb der Fall ist - dort ist der Polradwinkel mechanisch durch die Voreilung der Rückmeldeimpulse gegenüber den Motorfortschaltimpulsen festgelegt oder durch Einschiessen eines Beschleunigungsimpulses um 90" zusätzlich verstellbar, wie in Fig. 3 durch die Kurve 29 dargestellt - ist das Drehmoment meist sehr weit von seinem optimalen Wert entfernt. Auch eine Anpassung des Polradwinkels in einzelnen Stufen bringt nicht die notwendige Optimierung des Polradwinkels in Abhängigkeit von jeder einzelnen erreichten Geschwindigkeit.
Das der Erfindung zugrundeliegende Problem besteht darin, den Schrittmotor unter verschiedenen Lastverhältnis sen in kürzest möglicher Zeit genau zu dem Ort zu bringen, an dem man ihn haben will, d. h. den Motor eine bestimmte Anzahl von Schritten in kürzest möglicher Zeit durchführen zu lassen.
Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, dass jeder Schrittmotor bei einer bestimmten Geschwindigkeit ein Dreh moment besitzt, dem in der Regel zwei Polradwinkelwerte entsprechen. Ist dieses bei einer bestimmten Geschwindigkeit vorhandene Drehmoment aber das maximale Drehmoment, dann entspricht diesem maximalen Drehmoment nur ein Wert für den Polradwinkel. Von den beiden Polradwinkelwerten, die bei einem bestimmten Drehmoment und einer bestimmten Geschwindigkeit auftreten, ist jedoch nur ein Wert für den Polradwinkel derjenige, der dem stabilen Bereich des Motors entspricht, d. h. dem Bereich, bei dem der Motor nicht ausser Tritt fällt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, in einem Verfahren zur Steuerung eines Schrittmotors, bei dem nach Inbetriebsetzen des Motors durch einen Start-Motorfortschaltimpuls von der Motorstellung abhängige Rückmeldeimpulse zur Motorsteuerung verwendet werden, den Motor unter Ausschluss von Störungen wie Überschwingen, Aussertrittfallen, Nachschwingen im Stand sowohl bei Vollast als auch bei Teillast in die gewünschte Zielstellung zu bringen, wobei dies in kürzest möglicher Zeit erfolgen soll. Insbesondere besteht die Aufgabe darin, den Motor entsprechend unterschiedlicher Geschwindigkeit jeweils mit dem optimalen Wert für den Polradwinkel und das Drehmoment zu betreiben.
Die Arbeitsweise des erfindungsgemässen Verfahrens sowie die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens und weitere im Rahmen der Erfindung vorteilhaft verwendbare Ausgestaltungen sind im nachfolgenden anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Die Figuren zeigen dabei im einzelnen:
Fig. 1 das Blockschaltbild der erfindungsgemässen Anordnung zur Durchführung des Verfahrens;
Fig. 2 schematisiert zwei verschiedene Kurven, die die Motorgeschwindigkeit in Abhängigkeit von der Zeit bei nach verschiedenen Steuerungsverfahren betriebenen Motoren zeigen;
Fig. 3 schematisch die Abhängigkeit des Polradwinkels 0 von der Schrittschaltfrequenz f5, einmal nach einem bekannten Verfahren und zum andern die ideale Kurve des Polradwinkels 0 über der Schrittschaltfrequenz;
Fig. 4 Kurven des Polradwinkels 0 über der Schrittschaltfrequenz fs, einmal für Werte im Beschleunigungsbereich und zum anderen für Werte im Verzögerungsbereich;
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Fig. 5 Geschwindigkeitskurven über der Schrittanzahl für den Beschleunigungsbereich und den Verzögerungsbereich nach denen der Motor betrieben wird sowie zusammengesetzte Kurven, die die Geschwindigkeitsabhängigkeit des Motors bei Zurücklegung bestimmter Schrittanzahlen darstellt;
Fig. 6A, B, C die Zusammenhänge zwischen den Motorfortschaltimpulsen und den Rückmeldeimpulsen bei unterschiedlichen Uberlappungsgeraden;
Fig. 7 das Impulsschema und den Zusammenhang zwischen Rückmeldeimpulsen und Motorfortschaltimpulsen beim Zurücklegen einer Strecke von 12 Schritten;
Fig. 8 den Zusammenhang zwischen den Rückmeldeimpulsen und den Motorfortschaltimpulsen beim Übergang von Verzögerung auf konstante Geschwindigkeit;
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Fig. 9 den Motor mit seinen Wicklungen und den Schalttransistoren sowie Kommutierungsdioden in etwas ausführlicherer Darstellung als in Fig. 1;
Fig. 10 schematisch den Zusammenhang zwischen den Motorfortschaltimpulsen, den Ansteuerimpulsen für die Motorschalter sowie die einzelnen Motorspannungen;
Fig. 11 das Kommutierungsverhalten des Motors;
Fig. 12 den Motorstrom I bzw. das Drehmoment M in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit oder der Schrittschaltfrequenz des Motors;
Fig. 13 A und 13B eine Hälfte des Motors mit der Strombegrenzungssteuerung sowie den einzelnen, dabei in den Wicklungsteilen auftretenden Strömen, und
Fig. 14 eine mögliche Schaltung für die Umschaltung der Teilwicklungen einer Motorwicklung zur Verbesserung des Stromverhaltens des Motors bei verschiedenen Geschwindigkeiten.
In Fig. 1 ist als Blockschaltbild eine Anordnung dargestellt, mit der das erfindungsgemässe Verfahren durchgeführt werden kann. Fig. 1 zeigt einen Motor 1 mit vier Wiclc- lungen, die paarweise zu je zwei Wicklungen zusammengefasst sind. Diese Wicklungspaare können bifilar gewickelt sein und weisen eine Mittelanzapfung auf. Ein Wicklungspaar wird von einem Treibnetzwerk A und das andere Wicklungspaar von einem Treibnetzwerk B angesteuert. Der Motor 1 enthält eine Welle 2, auf der eine Kodierscheibe 3 fest montiert ist, die sich mit der Motorwelle 2 dreht und Impulse abgibt, die Aussagen über die jeweilige Lage des Motorrotors abgeben.
Die von der Kodierscheibe 3 abnehmbaren Impulse werden auf der Leitung 4 einem Rückmeldeim- pulsformer 5 zugeführt, der an seinem Ausgang 6 Rückmeldeimpulse TD abgibt
Diese Rückmeldeimpulse TD werden einer Adresslogikund Phasensteuerschaltung 7 zugeführt, der auf einer anderen Eingangsleitung 8 ein Sprungbefehl zugeführt wird, der angibt, wieviel Schritte der Schrittschaltmotor 1 zurücklegen soll. Die Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7 adressiert auf einer Ausgangsleitung 9 einen Bewegungsdatenspeicher 11 und dieser gibt die ausgelesenen Daten über eine Ausgangsleitung 10 zur Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7 zurück. Im Bewegungsdatenspeicher 11 sind diejenigen Zeitwerte abgespeichert, die den verschiedenen Polradwinkelwerten bei den verschiedenen Geschwindigkeiten des Motors entsprechen.
Die bei entsprechender Adressierung ausgelesenen Zeitwerte werden über die Leitung 10 in Abwärtszähler oder Nullzähler in der Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7 eingestellt, und zwar geschieht dieses Einstellen in die entsprechenden Zähler aufgrund der Auslösung durch einen Rückmeldeimpuls TD auf der Leitung 6, der von der Kodierscheibe 3 abgenommen ist. Wenn der Zähler dann jeweils seinen Nullzählerstand erreicht hat, wird ein Motorfortschaltimpuls MA abgegeben, aus dem Phasensteuersignale Phase a und Phase b gewonnen werden. Die Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7 hat weiterhin die Aufgabe, die Motorfortschaltimpulse MA zyklisch in die Steuersignalimpulse Phase a und Phase b umzuwandeln und in der richtigen Reihenfolge abzugeben, so dass der Motor 1 rundläuft.
Zur Ansteuerschaltung für die Wicklungen des Motors 1 gehört ein getakteter Strombegrenzer 12A für das eine Wicklungspaar und 12B für das andere Wicklungspaar sowie eine Strombegrenzungssteuerung A und B, die mit 13A bzw. 13B bezeichnet sind. Von diesen Strombegrenzungssteuerungen A und B werden über die Leitungen 14A und 14B Steuersignale zu den getakteten Strombegrenzern A und B abgegeben. Den Strombegrenzungssteuerungen A und B werden auf der Leitung 15 und der Leitung 16 Signale zugeführt, die mit Lauf bzw. Bereitschaft bezeichnet werden können.
Sie geben an, dass bei Lauf der Wert, auf den der Strom in der Wicklung des Motors zu begrenzen ist, grösser ist als bei Bereitschaft, weil der Motor in diesem Zustand steht und nur bereit ist, bei Stromerhöhung und Beaufschlagung mit Steuersignalen bzw. Motorfortschaltimpulsen sich wieder in Bewe gung zu setzen. Die Signale auf den Leitungen 15 und 16 geben also unterschiedliche maximale Stromwerte an, auf welche die Strombegrenzungssteuerung den Strom in den einzelnen Motorwicklungen begrenzt.
jeder einzelnen Wicklung des Schrittschaltmotors 1 ist eine Treiberschaltung zugeo-i-dnet, die für den Teil A mit
17A und 18A und für den Teil 18 mit 17B und 10,18 be2eich- net sind. Der Treiberschaltung 1 7X wird das Steuersignal Phase a direkt zugeführt und der Treiberschaltung 1SA wird das Steuersignal Phase a über einen Inverter 19A zugeführt.
Entsprechend wird der Treiberschaltung 1718 das Phasensignal Phase b direkt und der Treiberschaltung 17B das Phasensignal b über einen Inverter 19B zugeführt. Dadurch sind die Ansteuersignale zu den Treiberschaltungen A bzw. 18 jeweils um elektrisch l oO versetzt.
Von den Treiberschaltungen A und A, 17A bzw. TOX, führt eine Leitung 20A zur Strombegrenzungssbessteuerung
13A. Auf dieser Leitung 20A wird der Strombegrenzungssteuerung A ein Signal über die Höhe des in dem VIicl"lungs- teil A fliessenden Stromes zugeführt. Entsprechend ist die Treiberschaltung B und B mit den Einzeltreibern 17B und 1818 über eine Leitung 20B mit der Strombegrenzungssteuerung B, die mit 1318 bezeichnet ist, verbunden.
Der Strombegrenzungssteuerung B werden über die Leitung 20B die aktu- ellen Stromwerte in den Treiberschaltungen B.B bzw. in den ihnen zugeordneten Wiclf un,en zugeführt.
Der Stromfluss über die Wicklungen wird durch die Phasensignale Phase a und Phase b und deren lnvcrsionen bestimmt und nimmt seinen Weg von der mit U bezeichneten Gleichspannungsquelle über die Leitung 22, den oder die getakteten Strombegrenzer A bzw.
B, die mit 1 2A und 1ZB bezeichnet sind, deren Ausgangsleitungen 23A bzw. 23B, die einzelnen Wicklungen, mit deren Ausgangsleitungen 24A und 25A bzw. 24B und 25B zu den Treiberschaltungen 17A und 18A bzw. 17B und 1818 und vor diesen Treiberschaltungen jeweils zum anderen Pol, der an den Treiberschaltungen mit dem Erdsymbol gekennzeichnet ist, der Versorgungsspan- nungsquelle.
Je nachdem, welche von den vier Treiberschaltungen gerade durchgeschaltet siild, fliesst der Strom von der Versorgungsspannungsquelle über die zugeordnete Wicklung zu dem anderen Pol der 8)'ersorgungrsspannungsquelle U.
Die getakteten Strombegrenzerschaltungen A und B sorgen dafür, dass der Strom, der in den Wicklungen fliesst, auf einen bestimmten Wert begrenzt wird. Die Taktung erfolgt aus Gründen der Vermeidung zu hoher Verluste in den Schalt elementen der Strombegrenzerschaltungen und ist prinzipiell von der Frequenz der Motorschaltimpulse und den daraus gewonnenen Phasensignalen a und b unabhängig.
In Fig. 2 sind zwei prinzipielle Kurven dargestellt, nach denen Schrittschaltmotoren beispielsweise betrieben vlerden können. Es ist über die Zeit t die Geschwindigkeit V des Mo- tors aufgetragen. Mit der ausgezogenen Kurve 26 ist die mit dem erfindungsgemässen VeriYhren prinzipiell erreichbare Geschwindigkeitszeitkurve des Schrittschaltmotors dargestellt. Mit der gestrichelten Kurve 27 ist eine Geschwindig- keitszeitkurve dargestellt, die beispielsweise mit der in der deutschen Patentschrift 2 2°D 757 vorgeschlagenen Methode erreichbar ist.
Dabei wird der Schrittschaltmotor im sogenannten Rückmeldebetrieb betrieben, d. h., dass die Motor- fortschaltimpulse direkt aus den Pückmeldeimpulsen gewrnon- nen und abgeleitet werden. Dabei ist im Beschleunigungsast der Kurve jedoch vorgesehen, dass zum Erreichen eines Hochgeschwindigkeitsbereichs ein weiterer Impuls unabhängig von den Rückmeldimpulsen als Motorfortschaltimpuls dem Motor zugeführt wird, so dass sich dieser weitet hin beschleunigt.
Im Verzögerungsast, der mit 27 bezeichnet ist, werden zwei von der Motorwelle kommende Pückmeldeim- pulse ausgeblendet und nicht zur Erzeugung von Motorfort- schaltimpulsen verwendet. Dadurch eilt das Drehfeld des Mo- tors dem von aussen angeleten Feld wesentlich vor, so dass sich der Motor sehr stark abbremst. In der Praxis würde dies bis zum Stillstand durchgeführt, jedoch zu etwas ungenauer Zieibremsung führen, d. h. man kann die anvisierte Posi tion nicht immer mit sehr grosser Sicherheit erreichen.
Aus diesem Grunde ist in diesem Verfahren vorgeschlagen, dass der t lotor dadurch in einem Niedriggeschwindigleeitsbe- reich abgefangen wird, dass ein zusätzlicher Motorfortschalt impuls bei einer bestimmten Geschwindigkeit dem Motor zugeführt wird, so dass er in seiner Verzögerung abgefangen wird und dann aufgrund des erreichten Niedriggeschwindig- keitsbereiches von diesem aus exakt zum gewünschten Stillstand gebracht werden kann. Diese Phase des Niedriggeschwindigkeitsbereiches ist in Fig. 2 mit 28 bezeichnet.
In Vergleich der beiden Kurven 27 und 26 ergibt sich, dass bei dem in der Patentschrift vorgeschlagenen Verfahren ein gewasser Zeitverlust durch das Erfordernis des Nachfahrens eines Niedriggeschwindigkeitsbereiches gegeben ist.
Das Drehmoment eines Schrittschaltmotors ist sowohl vom Strom des Motors als auch wesentlich vom Polradwin kel (3 abhängig. Der Polradwinkel û ist der Winkel zwischen dem von aussen angelegten Feld und dem im Motor erzeugten Gegenfeld der sogenannten Polradspannung. Bei dem bis hei. bekannten Rückmeldebetrieb ist der Polradwinkel durch die Einstellung der Kodierscheibe gegenüber dem Motor fest vorgegeben. Dies ist in Fig. 3 beispielsweise durch die Kurve 29 dargestellt, die im niedrigeren Geschwindiglceitsbe- reich, d. h. bei einer Schrittschaltfrequenz f5 von etwa 0 bis 1750 einen Wert von 5 aufweist.
Um von diesem relativ nied rigen Geschwindigkeitsbereich in einen höheren Geschwin digkeitsbereich zu kommen, ist es bekannt, beispielsweise durch die bereits genannte deutsche Auslegeschrift 2 119 352, zum Erreichen eines höheren Geschwindiglçeitsbe- reiches einen zusätzlichen Motorfortschaltimpuls, der nicht von den Rückmeldeimpulsen abgeleitet ist, dem Motor zuzuführen. Dadurch wird der Polradwinkel, der bisher vorlag, um 90G ergrössert, was durch den Sprung in der Kurve 29 auf den Wert 95 bei einer Schrittschaltfrequenz von etwa 1750 Schritten pro Sekunde dargestellt ist.
Der Polradwinkel bleibt danach wiederum konstant. Aufgrund dieser starren Einstellung des Polradwinkels ist das Drehmoment meist weit von seinem optimalen Wert entfernt. Die in Fig. 3 mit 30 bezeichnete Kurve gibt die Werte für den Polradwinkel 0 an, der bis zu einer bestimmten Schrittschaltfrequenz kontinu ierlich grösser wird und sich dann seinem optimalen Wert von etwa 90 bei sehr hohen Geschwindigkeiten allmählich nähert.
Das erfindungsgemässe Verfahren orientiert sich an diesen verschiedenen Polradwinkelwerten, wovon jeder bei einer anderen Schrittschaltfrequenz bzw.Geschwindigkeit des Motors anders ist, und führt dem Motor, ausgelöst durch die Zeitgabe der Rückmeldeimpulse TD, die Motorfortschalt impulse nach einer gewissen Verzögerungszeit zu, wobei diese Verzögerungszeiten aus den den verschiedenen Geschwindigkeitswerten zugeordneten Polradwinkelwerten errechnet sind.
In Fig. 4 sind im oberen Teil, der den Bereich der Motorbeschleunigung beschreibt, zwei Kurven 31 und 32 aufgetragen, die die Polradwinkelwerte über der Schrittschaltfrequenz fs darstellen. Dabei ist gestrichelt mit der Kurve 31 der maximale Wert für 0 dargestellt, der dem maximal erreichbaren Drehmoment entspricht. Die Kurve darunter, die mit 32 bezeichnet ist, gibt die optimalen Werte für den Pol radwinkel 0 wieder.
Diese optimale Kurve liegt niedriger als der maximale Wert für 0 und ist für die Praxis deshalb so gewählt, weil bei Einstellung auf den jeweils maximalen Polrad winl,elvert bei unterschiedlichen Lastverhältnissen am Motor der Fall auftreten kann, dass der Motor ausser Tritt fällt. Um dieses zu vermeiden, ist der Polradwinkelwert beispielsweise um 10 oder 20% unterhalb des Maximalen gewählt, um mit Sicherheit ein Aussertrittfallen bei verschiedenen Lastverhältnissen des Motors auszuschalten.
Entsprechend gelten die gleichen Überlegungen für den in Fig. 4 im unteren Teil dargestellten Bereich der Verzögerung, dort handelt es sich dann um negative Werte für den Winkel 6, wobei hier die optimale Kurve mit 34 bezeichnet ist und oberhalb der Kurve Omax, die mit 33 bezeichnet ist, liegt.
Es soll hier in diesem Zusammenhang darauf hingewiesen werden, dass es bei einer bestimmten Geschwindigkeit für ein bestimmtes Motordrehmoment, das nicht das maximal erreichbare ist, zwei Werte für den Polradwinkel 0 gibt.
Bei maximalem Drehmoment gibt es bei einer bestimmten Geschwindigkeit nur einen Wert für den Polradwinkel, der in Fig. 4 mit Omax bezeichnet ist. Von den zwei einem bestimmten Drehmoment bei bestimmter Geschwindigkeit zugeordneten Polradwinkelwerten, ist jedoch nur ein Wert derjenige, bei dem der Betrieb stabil ist und der Motor nicht ausser Tritt fallen kann bei geringfügiger Abweichung vom Drehmoment, was beispielsweise durch unterschiedliche Lastverhältnisse hervorgerufen werden kann. Die in der Fig. 4 dargestellten Kurven Oopt entsprechen den stabilen Werten für den Polradwinkel 0.
Der Polradwinkel (3 ist, wie bereits gesagt, definiert als derjenige Winkel, um den das von aussen angelegte elektrische Feld der im Motor erzeugten gegenelektromotorischen Kraft bzw. der Polradspannung vorauseilt. Dies gilt für den Beschleunigungsbereich. Anders kann man dies dadurch aus drücken, dass man den Winkel 0 so definiert, dass das derjenige elektrische Winkel ist, um den bei Rückmeldebetrieb der Motorfortschaltimpuls MA vor dem nächsten darauffolgenden Rückmeldimpuls TD liegt. Dies kann beispielsweise der Fig. 6A entnommen werden, jedoch ist dort anstelle des Winkels û die diesem Winkel entsprechende Zeit t angegeben.
Die Umrechnung von Winkelwerten auf Zeitwerte lässt sich anhand der nachfolgenden Gleichung durchführen: to= fs 90 900
Mit Hilfe der in Fig. 4 dargestellten Kurven für Opt lassen sich demnach anhand der vorstehend aufgeführten Gleichung für jede Motorgeschwindigkeit die den Polradwinkelwerten entsprechenden Zeiten errechnen und festhalten.
Die Erzeugung der Motorfortschaltimpulse MA erfolgt unter Zuhilfenahme der Rückmeldeimpulse und gewisser Verzögerungszeiten, die den jeweiligen Polradwinkelwerten bei bestimmten Geschwindigkeiten, optimiert auf das optimale Drehmoment, entsprechen. Die Verzögerungszeit, um die der nächste Motorfortschaltimpuls MA bei Auftreten eines Rückmeldeimpulses TD bei einer bestimmten Geschwindigkeit fs und bei einem bestimmten Polradwinkelwert 0 bzw.
der entsprechenden Polradwinkelzeit te ergibt, ergibt sich aus der folgenden Gleichung:
EMI4.1
Diese den verschiedenen Werten für den Polradwinkel 13 und bei verschiedenen Geschwindigkeiten zugehörigen Verzögerungszeiten td sind in dem Bewegungsdatenspeicher 11 in Fig. 1 abgespeichert und dienen zur verzögerten Abgabe der Motorfortschaltimpulse MA, ausgelöst durch das Auftreten der Rückmeldeimpulse TD, die von der Kodierscheibe 3 abgenommen werden.
Bei jedem Schrittschaltmotor und seiner angeschlossenen Last bzw. seiner Verwendungsart ist es bekannt, welche Geschwindigkeit er nach Zurücklegen einer bestimmten Schrittanzahl erreicht. In Fig. 5 ist der Zusammenhang zwischen der zurückgelegten Schrittanzahl und der dabei erreichten Geschwindigkeit bzw. Schrittschaltfrequenz f5 in einem Doppeldiagramm aufgetragen. Dabei gilt das Diagramm, bei dem die Schrittanzahl von links aufsteigend nach rechts gezählt wird mit der Kurve 35 für den Beschleunigungsbereich und die Kurve 36, bei der die Schrittanzahl von rechts nach links ansteigend gezählt wird für den Verzögerungsbereich. Der Schrittschaltmotor wird entlang dieser Kurven bzw.
Teilen von diesen Kurven betrieben, wodzu dann jeweils, wie im Zusammenhang mit Fig. 4 erläutert wurde, zu jeder Schrittschaltfrequenz ein bestimmter Wert für den Polradwinkel û bzw. eine bestimmte Verzögerungszeit td gehört. Falls es erforderlich ist, kann der Motor einem Teil der Kurve 35 entlang beschleunigt werden, dann entlang einem Bereich 37 mit konstanter Geschwindigkeit und ohne weitere Beschleunigung oder Verzögerung betrieben werden, um anschliessend entlang einem Teil der Verzögerungskurve 36 bis zum Stillstand abgebremst zu werden.
Anhand zweier Beispiele für das Zurücklegen unterschiedlich grosser Schrittanzahlen soll dies näher erläutert werden.
Gemäss dem ersten zu erläuternden Beispiel soll der Motor eine Schrittanzahl von 48 Schritten zurücklegen, die bei Anwendung in einem Drucker zur Fortbewegung des Papieres einem Sprung über 4 Zeilenvorschübe entsprechen können.
Der Motor wird aus dem Stillstand heraus entlang der Beschleunigungskurve 35 bis zur Geschwindigkeit von 3000 Schritten pro Sekunde entlang dem Ast 351 beschleunigt.
Bis zu diesem Punkt hat er 25 Schritte zurückgelegt. Aufgrund des auf der Leitung 8 zugeführten Sprungbefehls von 48 Schritten weiss die Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7, dass zu diesem Zeitpunkt bei Erreichen einer Schrittschaltfrequenz von 3000 Schritten pro Sekunde bzw. 25 zurückgelegten Schritten in die Verzögerungskurve 36 übergegangen werden muss, und zwar bei genau derselben Geschwindigkeit. Dies entspricht dem Ast 361, auf dem nunmehr der Motor mit entsprechender Umschaltung der Verzögerungszeiten bis zum Stillstand sicher abgebremst wird.
Dadurch lässt sich eine genaue Zielbremsung bei Erreichen des 48. Schrittes zum Stillstand erreichen.
Ein zweites Beispiel soll den Fall behandeln, dass eine Schrittanzahl von 180 Schritten zurückzulegen ist und dabei eine Konstantgeschwindigkeitsphase eingeschaltet wird. Der Motor wird wiederum entlang der allgemein gültigen Beschleunigungskurve 35 bzw. entlang dem Ast 352 bis zu einer Geschwindigkeit von etwa 4000 Schritten pro Sekunde für 52 Schritte beschleunigt. Es schliesst sich daran dann eine Konstantgeschwindigkeitsphase 37 für 80 Schritte an und nach Erreichen von nunmehr 132 Schritten wird für die restlichen 48 Schritte der Motor entlang der Kurve 362 wieder zum Stillstand abgebremst, wobei diese Kurve 362 wiederum einen Abschnitt der allgemeinen Verzögerungskurve 36 darstellt.
Jede Bewegung des Motors wird aufgrund eines Sprungbefehls auf der Leitung 8 (Fig. 1) in Gang gesetzt, wobei der Sprungbefehl angibt, um wieviel Schritte der Motor fortbewegt werden soll. Der Motor wird, wie aus vorstehenden Beispielen ersichtlich, je nach der Grösse der Schrittanzahl mehr oder weniger lang entlang dem allgemein gültigen Beschleunigungsast 35 betrieben, gegebenenfalls in einer Konstantgeschwindigkeitsphase 37, die auf unterschiedlichen Höhen liegen kann und schliesslich entlang der allgemein gültigen Verzögerungskurve 36 wiederum verzögert und zum Stillstand abgebremst. Es gelten also für alle Beschleunigungen dieselben Verzögerungszeiten und ebenso gelten für den Verzögerungsbereich, d. h. die Abbremsphase, ebenfalls immer die gleichen Verzögerungszeiten, unabhängig von der jeweils anliegenden Last. Diese Verzögerungszeiten entsprechen dem Soll-Polradwinkelwert.
Die tatsächlichen Werte für den Polradwinkel schwanken in Abhängigkeit der jeweiligen Verhältnisse am Motor um diesen Sollwert. Der Übergang von dem Beschleunigungsast zum Verzögerungsast erfolgt immer am Punkt gleicher, erreichter Geschwindigkeit was auch gilt, wenn ein Bereich konstanter Geschwindigkeit zwischen Beschleunigung und Verzögerung eingeschoben ist.
Die Verzögerungszeiten, nach denen nach Auftreten eines Rückmeldeimpulses TD der nächste Motorfortschaltimpuls MA nach Ablauf der zugeordneten Verzögerungszeit td abgegeben wird, kann gemäss einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemässen Verfahrens unterschiedlich gewählt werden. Anhand der Fig. 6A, 6B und 6C soll dies näher erläutert werden. Das als verzögerter Rückmeldebetrieb bezeichenbare Verfahren kann dabei so ausgestaltet sein, dass der nächste Motorfortschaltimpuls MA nach einer dem jeweiligen Polradwinkelwert zugeordneten Verzögerungszeit tdl derart abgegeben wird, dass direkt danach der nächste Motorfortschaltimpuls MA erzeugt wird, wie dies in Fig. 6A durch die Pfeile 38 und 39 dargestellt ist. Die Rückmeldeimpulse TD steuern also jeweils die direkt darauffolgenden Motorfortschaltimpulse MA, d. h. es liegt keine Überlappung vor.
Dabei ist also die Verzögerungszeit tdl kleiner als oder gleich einer Schrittzeit 1if5, was bei positiven Werten für den Polradwinkel 0 gilt.
Gemäss einer weiteren Steuermethode kann von einem Rückmeldeimpuls TD der jeweils übernächste Motorfortschaltimpuls MA ausgelöst werden, wie dies in der Fig. 6B durch die Pfeile 40 und 41 angedeutet ist. Bei dieser überlappten Steuerung, wobei die Uberlappung einen Schritt beträgt, liegt die Verzögerungszeit zwischen der der einfachen und der zweifachen Schrittschaltfrequenz entsprechenden Zeit und ist in der Figur mit td2 bezeichnet. Entsprechend kann nach einer weiteren Ausgestaltung des erfindungsgemässen Verfahrens eine zweifache Überlappung vorgenommen werden, d. h. dass dann jeweils ein Rückmeldeimpuls TD den dritten jeweils darauffolgenden Motorfortschaltimpuls MA anregt, wie dies in der Fig. 6C durch die Pfeile 42 und 43 angedeutet ist.
Die entsprechende Verzögerungszeit td3 liegt zwischen der der zweifachen und der dreifachen jeweils erreichten Schrittschaltfrequenz fs entsprechenden Zeit.
Für den Betrieb mit Überlappung sind in dem in Fig. 1 gezeigten Bewegungsdatenspeicher 11 dann die entsprechenden Zeiten abgespeichert, die sich aus der dem Sollwert des Polradwinkels entsprechenden Verzögerungszeit, die kleiner als l/fs ist, und additiv ergänzt um den i-fachen Wert der Schrittdauer l/fs ergibt In der Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7 sind zwei oder mehrere separate Zeitzähler vorgesehen, um die verschiedenen Verzögerungszeiten td gleichzeitig auf 0 zu zählen. Bei einfacher Überlappung, wie sie in Fig. 6B dargestellt ist, sind demgemäss zwei Zeitzähler notwendig und bei zweifacher Uberlappung, wie dies in Fig. 6C dargestellt ist, sind demgemäss drei Zeitzähler notwendig.
Bei einer bestimmten Schrittschaltfrequenz es und bei einem bestimmten dabei vorliegenden Polradwinkelwert 0 kann die Verzögerungszeit td nach folgender Gleichung berechnet werden:
EMI5.1
wobei i den Grad der Überlappung bezeichnet und i=1 keine Überlappung, i=2 einfache Überlappung und i=3 zweifache Überlappung bedeutet.
Der Betrieb des Schrittschaltmotors mit überlappter Erzeugung der Motorfortschaltimpulse MA bringt den Vorteil mit sich, dass die Abweichung der effektiven Geschwindigkeit bei Änderung der am Motor anliegenden Lastverhältnisse um so geringer ist, je grösser der Uberlappungsgrad i ist. Dies sei an einem Beispiel erläutert. Bei einer bestimmten Geschwindigkeit bzw. bei einem bestimmten Schritt in einer Anzahl zurückzulegender Schritte ist dem Motor eine fest zugeordnete Verzögerzungszeit td zugeordnet. Wenn nun beispielsweise durch Verminderung der Reibung der Motor von einer Geschwindigkeit bzw. Schrittschaltfrequenz fso auf eine Geschwindigkeit bzw.
Schrittschaltfrequenz von f51 beschleunigt wird, unter gleichzeitiger Reduzierung des Polradwinkels von Oo auf 01, denn kleineres Drehmoment erfordert einen kleineren Winkel 0, gilt folgende Beziehung:
EMI5.2
woraus sich folgende Beziehung zwischen den beiden Geschwindigkeiten, bzw. den beiden Schrittschaltfrequenzen ergibt.
lsi i. 900 - 0 f50 = i 90 -
Bei einem praktischen Beispiel unter Zugrundelegung eines Wertes 0o = 40 und einer Reduzierung des Drehmomentes auf 50/o bei einem dann zugehörigen Polradwinkelwert OI von ungefähr 20 ergibt sich bei i = 1 eine Geschwindigkeitsabweichung von 4001o und bei einfachem Überlappungsgrad mit i = 2 eine Abweichung von nur 14%. Die Geschwindigkeit wird dadurch in vorteilhafter Weise in bestimmten definierten Grenzen gesteuert.
Dies trifft bei allen vorkommenden Geschwindigkeiten zu, so dass die tatsächliche Geschwindigkeit des Motors, d. h. die Abweichung der Schrittschaltfrequenz f5 in Abhängigkeit von der Schrittanzahl von der vorgegebenen Kurve, vergleiche dazu die Fig.
5, nur in bestimmten Grenzen abweicht, wenn am Motor unterschiedliche Lastverhältnisse anliegen. Dies führt zwar zu geringfügigen Änderungen in der Zeit, die notwendig ist, um bei verschiedenen Lastverhältnissen ein und dieselbe Strecke bzw. ein und dieselbe Anzahl von Schritten zurückzulegen, hat aber den wesentlichen Vorteil, dass unter allen gegebenen und möglichen Lastverhältnissen, für die der Motor jeweils ausgelegt ist, ein sicheres Erreichen des Zieles ohne Auslassen oder Hinzufügung eines Schrittes erreicht wird.
Das bislang beschriebene Verfahren, nach dem die Motorfortschaltimpulse MA, orientiert an den Rückmeldeimpulsen TD, nach bestimmten Verzögerungszeiten td abgegeben vier- den, gilt im wesentlichen für den Beschleunigungs- und Verzögerungsfall. Bei Start, Stopp und beim Übergang von Beschleunigung auf Verzögerung oder Beschleunigung zu konstanter Geschwindigkeit oder von Verzögerung auf konstante Geschwindigkeit gelten davon etwas abweichende Steuerungsmethoden und ferzögerungszeiten. Die hierfür notwendigen Informationen, die das Hinzufügen und/oder Un terdrücken des Wirksamwerdens von Rückmeldeimpulsen TD undloder Motorfortschaltimpulsen MA betreffen, sind ebenfalls im Bewegungsdatenspeicher 11 enthalten und werden von den Rückmeldeimpulsen aktiviert. Anhand der Fig.
7 und der Fig. 8 sollen diese zusätzlichen Gegebenheiten beim Betrieb des Schrittschaltmotors erläutert werden.
Fig. 7 zeigt einen Bereich von 12 zurückzulegenden Schritten. In der oberen Reihe sind dabei die Rückmeldeimpulse TD 1 bis 12 dargestellt, im unteren Teil die Motorfortschaltimpulse MA und zwischen beiden Kurven ist der Winkel H angegeben, ausgedrückt durch grössere und kleinere Pfeile, die mit dem Plus- oder Minuszeichen versehen sind.
Beim Start wird der erste Motorfortschaltimpuls MA nach dem Startbefehl dem Motor von der in Fig. 1 dargestellten Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7 extern, d.h. ohne Orientierung an den Rückmeldeimpulsen TD zugeführt. Der zweite Motorfortschaltimpuls MA wird dann direkt von dem ersten auftretenden Rückmeldeimpuls TD erzeugt, wie dies bei dem bekannten Rückmeldebetrieb der Fall ist, wo üblicherweise direkt aus den Rückmeldeimpulsen ohne Verzö- gerung die Motorfortschaltimpulse MA generiert werden.
Im Beispiel der Fig. 7 wird aus dem ersten Rückmeldeimpuls TD neben der direkten Generierung des zweiten Motorfortschaltimpulses MA auch der dritte Motorfortschaltimpuls generiert, und zwar unter Berücksichtigung einer dem Polradwinkelwert entsprechenden Verzögerungszeit. Der zweite Rückmeldeimpuls TD wird dann zur Erzeugung des vierten und fünften Motorfortschaltimpulses MA benutzt, wobei unterschiedliche Zeiten zu beachten sind. Nach der Erzeugung des fünften Motorfortschaltimpulses werden dann die nächsten Motorfortschaltimpulse entsprechend der Ausführungsform des erfindungsgemässen Verfahrens mit einfacher Überlappung erzeugt.
D. h. hier im konkreten Beispiel, dass der dritte Rückmeldeimpuls TD, der nach dem vierten Motorfortschaltimpuls auftritt, den sechsten Motorfortschaltimpuls erzeugt und der vierte Rückmeldeimpuls TD den siebten Motorfortschaltimpuls MA. Dies entspricht dem in Fig. 6B dargestellten Verfahrensschema.
Wenn der Motor, wie im Beispiel der Fig. 7 dargestellt, zwölf Schritte zurücklegen soll, muss nach der Start- und Beschleunigungsphase in die Verzögerungs- und Stopphase übergegangen werden. Dabei ist bei Übergang in die Verzögerungsphase der Polradwinkel (3 negativ zu wählen.
Wie aus der Fig. 7 ersichtlich ist, wird bei der Umsteuerung von positiven auf negative Winkelwerte in dem dargestellten Beispiel der fünfte Rückmeldeimpuls TD nicht zur Erzeugung eines weiteren Motorfortschaltimpulses MA benutzt. Der erste im Verzögerungsbereich mit negativem Winkelwert erzeugte Motorfortschaltimpuls MA ist der achte, der mit Hilfe des sechsten Rückmeldeimpuls TD generiert wird. Der siebte Rückmeldeimpuls TD generiert dann den übernächsten Motorfortschaltimpuls MA, das ist der mit 9 be zeichnete, der achte Rückmeldeimpuls TD erzeugt den Motorfortschaltimpuls 10 bzw. den drittletzten.
Der nunmehr folgende Rückmeldeimpuls 9 wird nicht zur Erzeugung eines Motorfortschaltimpulses verwendet, vielmehr wird in der einfach überlappten Weise der Motorfortschaltimpuls 10 vom Rückmeldeimpuls 8, der Motorfortschaltimpuls 11 vom Rück- meldeimpuls 10 und der letzte Motorfortschaltimpuls, der den Motor in die Zielposition bringt, wird vom vorletzten Rückmeldeimpuls 11 generiert.
Die Fig. 8 zeigt die Besonderheit, dass aus der Verzögerungsphase in eine Phase konstanter Geschwindigkeit übergegangen wird. Dies kann dann vorkommen, wenn der Motor aus besonderen Gründen mit einer bestimmten konstanten Geschwindigkeit betrieben werden soll. Es muss dann von negativen Winkelwerten für 0 auf positive Winkelwerte übergegangen werden, was durch die Verdopplung des letzten Motorfortschaltimpulses MA in der Verzögerungsphase erfolgt.
Im folgenden werden anhand der Fig. 9 und 10 nochmals die Arbeitsweise des Motors und die dabei auftretenden Grössen erläutert. Dies unabhängig davon, wie die Motorfortschaltimpulse MA gewonnen werden und in welchem zeitlichen Abstand sie dem Motor als Steuerimpulse zugeführt werden. Die Fig. 9 zeigt einen Schrittschaltmotor mit vier Wicklungen, von denen zwei Wicklungspaare jeweils zusammengehören. Da diese beiden Paare zusammen mit den Treiberschaltungen identisch aufgebaut sind, ist in Fig. 9 nur bei der rechten Hälfte des Motors die Verwendung von Bezugszeichen vorgesehen. Von einer Gleichspannungsquelle, die mit U bezeichnet wird, wird Strom über einen Vorwider- stand R den beiden Wicklungen W1 und W2 zugeführt.
In Reihe mit der Wicklung W1 ist ein Schalttransistor T1 und in Reihe mit der Wicklung W2 ist ein Schalttransistor T2 geschaltet. Parallel zur lOurchlassrichtung dieser beiden Transistoren T1 und T2 ist jeweils antiparallel eine Rückwärts- diode Dl bzw. D2 geschaltet. Die aus den Schaltelementen T1 und Dl sowie T2 und D2 bestehenden Teile können mit den Treiberschaltungen 17B und 1818 in der Fig. 1 verglichen werden. Die Treiberschaltungen beider Motorfhälften bilden zusammen mit den Wicklungen zwei Gleichstrom Wechselstrom-Wandlersysteme, die durch die Phasenschaltsignale a und b gesteuert werden.
Die den Transistoren T1 und T2 zugeführten Phasenschaltsignale sind b und b, wie dies aus Fig. 10 zu entnehmen ist. Entsprechend wird der anderen Motorhälfte ein Paar von Phasenschaltsignalen a und a zugeführt. Im Hinblick auf jedes Wicl.lungspaar wird in den beiden Motorhälften einmal eine Rechteckspannung UA und zum anderen eine Rechteckspannung UB erzeugt, die gegeneinander um 90" elektrisch versetzt sind. Dies zeigt die Fig. 10. In den beiden unteren Teilen der Fig. 10 sind die beiden Rechteckspannungen entsprechenden sinusförmigen Grundwellen 14,A und UIB dargestellt.
Jede Kommutierung, d. h. der Stromübergang beispielsweise von dem Transistor T1 auf den Transistor 2 oder um gekehrt, wird durch die Zuführung eines Motorfortschaltimpulses MA zum Kommutierungsnetzwerk gestartet.
Wie aus der Fig. 10 zu entnehmen ist, wird bei Auftreten des ersten Motorfortschaltimpulses MA das Phasenschaltsignal a gesetzt, beim Auftreten des zweiten Motorfortschaltimpulses das Phasensignal b, bei Auftreten des dritten Motorfortschalt- impulses wird das Phasensignal a gesetzt, wobei dann das komplementäre Signal a verschwindet, beim vierten Motor- fortschaltimpuls wird dementsprechend das Phasenschaltsig- nal b gesetzt bei gleichzeitigem Verschwinden des komple- mentären Signals b. Bei Auftreten des fünften Motorfortschalt impulses fängt der Zyklus wiederum mit dem Setzen des Phasenschaltsignals a an.
Diese zyklische Erzeugung der Phasenschaltsignale a und b wird in der in Fig. 1 dargestellten Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7 vorgenommen, in der auch die Motorfortschaltimpulse MA erzeugt werden, wie dies bereits beschrieben wurde.
Die antiparallel zu den Schalttransistoren T1, T2 der Wicklungen W1, W2 angeordneten Rückwärtsdioden Dl und D2 dienen zur Verminderung der Stromspitze, die bei den Kommutierungsvorgängen auftreten. Dadurch kann ein Motor mit weniger Windungen und bei besserer Stromaus- nutzung, d. h. mit grösserem Arbeitsstrom, benutzt werden.
Anhand der Fig. 11 soll nun der Vorgang der Commutie- rung in einzelnen Phasen nochmals erläutert werden. Es ist dabei in den Fig. 1 1A bis 11C jeweils eine Motorhälfte dargestellt mit den verschiedenen Strömen und Spannungen, die vor dem Umschalten, kurz nach dem Umschalten und vor der nächsten Phasenumschaltung auftreten. Die Fig. 1113 zeigt den Verlauf des Stromes in den verschiedenen Zustän- den, die mit K. L und M bezeichnet sind und den Zuständen Es und M der Fig. 11A bis 1 1C entsprechen.
Bei Auftreten eines Phasenschaltsignals, vergleiche dazu die Fig. 9 mit dem Phasenschaltsignal b und b, sei in Fig. 1 1A zunächst der Zustand angenommen, dass der Strorn durch die Wicklung W1 und den Transistor T4 fliesst. Dies soll dem Zustand Sturz vor Auftreten des Phasensignals entsprechen, das dann den Transistor T2 öffnet und durch Verschwinden des anderen Phasenschaltsignals den Transistor T1 sperrt. Da in dem dargestellten Ausführungsbeispiel die Wicklungen W1 und W2 bifilar gewickelt sind, bleibt beim Umschalten vorn Transistor Tl auf den Transistor T2 der magnetische Fluss zunächst konstant.
Der Strom 1 in der nunmehr aktivierten Wicklungen W2 fliesst über die Rückwärtsdiode D2 zunächst zurück in das Netz. Dies entspricht dem Zustand L in der Fig. 11 D, wobei der Strom hier negative Werte annimmt. Durch die Grösse der aussen angelegten Spannung kommutiert der Strom schliesslich in der gewünschten Weise und fliesst über den geöffneten Schalttransistor T2 und nimmt wiederum, wie in Fig. 11 D dargestellt, seinen maximalen Wert an, bis dann schliesslich die nächste Kommutie- rung durch Auftreten des nächsten Phasenschaltsignals am Transistor T1 wieder eingeleitet wird.
Wie aus der Fig. 11B deutlich zu entnehmen ist, behält nach Auftreten des Phasenkommutierungssignals die Spannung U in den Wiclelungen ihre Richtung bei. Dies ist die Polradspannung, welche den Kommutierungsvorgang unterstützt, d. h. den Stromübergang vom Transistor Tl auf den Transistor T2. Dadurch wird die Stromkommutierung wesentlich beschleunigt. Die Spannung U, die der Polradspannung des Motors entspricht, wird mit wachsender Geschwindigkeit des Motors grösser.
Dadurch wird bei höheren Geschwindigkeiten durch diese grössere Spannung U die Kommutierung des Stromes wesentlich beschleunigt.
Mit wachsender Geschwindigkeit des Motors, d. h. ansteigender Frequenz der Motorfortschaltimpulse MA und dabei linear ansteigender Polradspannung und induktivem Wider- stand fällt der Strom im Motor und damit das Motordrehmo- ment ab. Dieser Zusammenhang ist in der Fig. 12 dargestellt, in der der Strom I und das Moment M über der Geschwin digkeit V bzw. der Schrittschaltfrequenz fs aufgetragen ist.
Mit der Kurve 44 ist dieses bei einem Schrittschaltmotor normale Verhalten aufgetragen. Dabei ist üblicherweise, wie dies auch in der Fig. 9 dargestellt ist, ein ohmscher Reihe widerstand R zwischen die Wicklungen des Motors und die Versorgungsspannungsquelle U geschaltet. Dieser Reihenwiderstand dient zur Begrenzung des Stromes bei niedrigen Schrittschaltfrequenzen auf den Nominalwert, wenn die Polradspannung des Motors und der induktive Widerstand klein sind.
In Fig. 12 ist weiterhin eine Kurve 45 und eine Kurve 46 eingetragen, aus der ersichtlich ist, dass der Strom und das Motordrehmoment M auch bei höheren Geschwindiglceiten noch wesentlich grösser sind, als dies bei der mit 44 bezeichneten Kurve der Fall ist Dieses bessere Drehmomentverhalten eines Schrittschaltmotors lässt sich mit vorteilhaften Ausgestaltungen des Schrittschaltmotors erzielen, die näher in den Fig. 13 und 14 dargestellt sind.
Die in Fig. 12 mit 45 bezeichnete Kurve umfasst die Ausführungsform mit einer gepulsten Strombegrenzungssteuerung, d. h. bei niedrigeren Schrittschaltfrequenzen wird der Strom dadurch auf seinen Nominalwert begrenzt, dass die Gleichspannungsquelle U über einen Schalter S, der dem getakteten Strombegrenzer
12 in Fig. 1 entspricht, periodisch zu- und abgeschaltet wird.
Diese Zu- und Abschaltung erfolgt im wesentlichen unabhängig von der Frequenz und der Steuerung der dem Motor zugeführten Motorfortschaltimpulse und den daraus gebildeten
Phasenschaltsignalen.
In Reihe mit der Wicklung Wl ist in Fig. 1 3A der Schalttransistor Tl und ein ohmscher Widerstand lkss geschaltet, der an Erde liegt. Analog dazu ist mit der zweiten Wicklung
W2 der Schalttransistor T2 in Reihe und seriell dazu ein zweiter ohmscher Widerstand R52 an Erde geschaltet. Antipa rallel zur Durchflussrichtung der beiden Transistoren T1 und T2 ist zwischen dem Verbindungspunkt der Wicklungen W1 und W2 mit den jeweils zugeordneten Transistoren T1 und T2 und dem Erdpotential je eine Diode D1 und D2 geschal tet.
Eine weitere Diode D3 ist zwischen Erdpotential und der Mittelanzapfung, ebenfalls antiparallel zur Durchflussrich tung der Transistoren, angeordnet Der Verbindungspunkt der beiden Wicklungen vii und W2 ist zum einen über den Strombegrenzungsschalter S bzw. 12 mit der Spannungsquelle U verbunden und zum anderen über eine Diode DS, die so gepolL ist, dass sie den Rückfluss von Strom zur Versorgungsspannungsquelle U ermöglicht, auch dann, wenn der Schalter S geöffnet ist. Der Schalter S wird über die Leitung 14 von der Strombegrenzungssteuerung 13 gesteuert.
Die Strombegrenzungssteuerung erhält ihre Refereazwerte über die Grösse der in den Wicklungen fliessenden Ströme l ,4, und 1M2 über die ohmschen Messwiderstände Rsl und R52, die in Reihe mit den jeweiligen Schalttransistoren T1 bzw. T2 liegen. Diese Messwerte werden über die Leitungen 20 der Strombegrenzungssteuerung 13 zugeführt.
Der Schalter S kann von der Strombegrenzungssteuerung 13 entweder linear aus- und eingeschaltet werden, wenn der Strom in den Wicklungen einen bestimmten Wert überschreitet bzw. auf einen bestimmten Wert abgesunken ist oder er kann in gepulster Weise den Strom in den Wicklungen zwischen bestimmten Grenzen konstant halten. Die Arbeitsweise im Pulsbetrieb hat den Vorteil, dass die Verluste im Schalter 5 wesentlich geringer sind. Die Fig. 13B zeigt schematisch das Verhalten des zugeführten Stromes 1, in Abhängigkeit von den Stellungen des Schalters, ob dieser offen oder geschlossen ist. Des weiteren zeigt dieses Diagramm das Verhalten der Ströme 1M1 und IM2, die in den beiden Wicklungen Wi und W2 fliessen.
Es sei hier bei dem dargestellten Beispiel vorausgesetzt, dass der Transistor T1 offen ist und der Transistor T2 gesperrt ist. Entsprechend der Stellung des Schalters S, wenn dieser geschlossen ist, steigt der Wert für den Strom 1 und der Wert für den Strom 1M1 durch die Wicklung W1 an, bis ein bestimmter oberer Schwellwert erreicht wird, der durch den Widerstand Bs, festgestellt wird, Dann wird durch die Strombegrenzungssteuerung 13 der Schalter S geöffnet, dem entsprechend sinkt der Strom 1 auf den Wert 0 sehr schnell ab, der Strom 1M1 durch die Wicklung W1 sinkt ebenfalls ab und der Strom 1M2 steigt an,
wobei dieser Strom über die Rückwärtsdiode D2 fliesst Ist der Strom durch die Wicklung Wl, d. h. der Strom IM1, auf einen bestimmten Wert abgesunken, dann wird der Schalter 5 wieder geschlossen und das Spiel beginnt von vorne. Die beiden Rückwärtsdioden Dl und D2, die bereits günstig zur Kommutierung beitragen, haben hier bei der gepulsten Strombegrenzung den weiteren Vorteil und die Aufgabe, den Strom beim Öffnen des Schalters S zu übernehmen. Die zusätzliche Rückwärtsdiode D3 übernimmt den Strom unmittelbar nach Öffnen des Schalters S, wenn die vorhandene Streuinduktivität den Übergang des Stromes in den quasi eingeschwungenen Status zu verzögern trachtet.
Die Diode DS, parallel zum Schalter S, erlaubt den Rück- fluss des Stromes während der Kommutierung auch bei geöffnetem Schalter 5.
Obwohl durch diese Strombegrenzungssteuerung der Strom über einen weiteren Bereich konstant gehalten werden kann, nimmt der durchschnittliche Strom mit ansteigender Schrittschaltfrequenz des Motors ab, wie dies in der Fig.
12 mit der Kurve 45 dargestellt ist. Dies liegt daran, dass bei höheren Geschwindigkeiten die Kommuüerungsphase innerhalb der gesamten elektrischen Halbperiode grösser wird.
Somit nimmt auch das Motordrehmoment ab, jedoch wesentlich weniger stark als bei Verwendung eines festen ohmschen Widerstandes.
In Fig. 14 ist eine weitere Möglichkeit einer Schaltung dargestellt, mit der das Absinken des Stromes in den Wicklungen und damit die Abnahme des Motordrehmomentes bei steigender Frequenz verringert werden kann. Danach ist jede Wicklung, beispielsweise die Wicklung W1 aus Fig.
13A in zwei Halbwiclclungen Wla und Wlb aufgeteilt und mit Hilfe einer Transistormatrixschaltung derart in Reihe mit dem Schalttransistor T1 zu schalten, dass entweder nur die Wicklung Wla bei gesperrten Transistoren T3 und T4 über den geöffneten Transistor T5 mit dem Schalttransistor T1 in Reihe liegt, oder nur die Wicklungshälfte Wlb bei geöffnetem Transistor T4 und gesperrten Transistoren T3 und T5 in Reihe mit dem Schalttransistor T1 liegt, oder dass die beiden Wicklungshälften Wla und Wlb in Reihe geschaltet sind, wenn der Transistor T3 geöffnet und die Transistoren T4 und T5 gesperrt sind oder dass die beiden Wicklungshälften Wla und Wlb parallel geschaltet sind,
wenn der Transistor T3 gesperrt und die Transistoren T4 und T5 jeweils ge öffnet sind. Die Diode D4 zwischen den beiden Wicklungshälften Wla und Wlb dient zum unterbrechungslosen Umschalten von der Reihenschaltung der beiden Wicklungshälften auf die Parallelschaltung der beiden Wicklungshälften, jeweils bei Beachtung der entsprechenden Steuerung für die entsprechenden Transistoren T3 bis T5. Der Sprung in der Kurve 46 der Fig. 12 zeigt die Wirkung der Umschaltung der in Fig. 14 gezeigten Schaltung von der Reihenschaltung der beiden Wicklungshälften Wla und Wlb bei durchgeschaltetem Transistor T3 und gesperrten Transistoren T4 und T5 auf die Parallelschaltung der beiden Wicklungshälften Wla und Wlb bei Sperrung des Transistors T3 und Öffnung der Transistoren T4 und T5.
Diese Umschaltung kann bei Erreichen einer bestimmten Geschwindigkeit vorgenommen werden. Auf diese Weise lässt sich der Strom in den Wicklungen und damit das Drehmoment des Motors über einen sehr grossen Geschwindigkeitsbereich im wesentlichen konstant halten.
Mit Hilfe des erfindungsgemäss gestalteten Steuerungsverfahrens zur Gewinnung der Motorfortschaltimpulse MA in der auf die jeweilige Geschwindigkeit und den dabei optimalen Polradwinkelwert abgestimmten Weise ist es möglich, den Motor zielgenau auch bei sehr hohen Geschwindigkeiten und immer mit optimalem Drehmoment zur gewünschten Position zu bringen. Dabei unterstützen die Strombegrenzungsschaltung und die besondere Ausgestaltung der Motor
Kommutierungsschaltung weiterhin die bestmögliche Ausnutzung des Motors durch die Erzielung eines möglichst auch bei sehr hohen Schrittschaltfrequenzen hohen Drehmomentes.
In der Praxis ist die Erzeugung der Motorfortschaltimpulse in der Adresslogik- und Phasensteuerschaltung 7 in Zusammenarbeit mit dem Bewegungsdatenspeicher 11 am besten durch die Verwendung eines entsprechenden Mikroprogrammes realisierbar. Es soll hier nur angedeutet sein, dass aufgrund des auf der Leitung 8 (Fig. 1) eingegebenen Sprungbefehls mit dem Inhalt, um wieviele Schrittpositionen der Motor fortbewegt werden soll, das Mikroprogramm die entsprechenden im Beschleunigungsbereich, gegebenenfalls im Konstantgeschwindigkeitsbereich und die im Verzögerungsbereich zurückzulegenden Schritte festlegt und die jeweiligen Adressen im Bewegungsdatenspeicher angibt und ein stellt, an denen die einzelnen Verzögerungszeitwerte abge speichert sind, diese anruft und in die Zähler einstellt, um auf diese Weise die Motorfortschaltimpulse MA zu generieren.
Die Verzögerungszeitwerte für jeden einzelnen vorkommenden Motortyp, die in dem Bewegungsdatenspeicher 11 abgespeichert sind, lassen sich aufgrund von Simulationsprogrammen aus dem Drehmoment des Motors, das von ver schiedenen Grössen, wie dem Trägheitsmoment, dem Rotationswinkel und Reibungskonstanten abhängig ist und den elektrischen Grössen, wie der aussen angelegten Spannung, dem Wicklungsstrom, dem ohmschen Widerstand der Wicklung und der induzierten Polradspannung abhängig ist, im ein zelnen berechnen. Es wird hier jedoch auf diese Berechnungen nicht näher eingegangen, da sie für den Fachmann relativ naheliegend sind und mit dem eigentlichen erfindungsgemässen Verfahren nicht unmittelbar zusammenhängen.
PATENTANSPRUCH 1
Verfahren zur Steuerung eines Schrittmotors, bei dem nach Inbetriebsetzen des Motors durch einen Start-Motorfortschaltimpuls von der Motorstellung abhängige Rückmel deimpulse zur Motorsteuerung verwendet werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Motorfortschaltimpulse (MA) von vorhergehenden Rückmeldeimpulsen (TD) ausgelöst zur Erzeugung eines optimalen Drehmomentes nach Ablauf einer vorbestimmten Verzögerungszeit (td) abgegeben werden, wobei diese Verzögerungszeit (td) aus dem günstigsten Polradwinkelwert (0), der jeweils erreichten Geschwindigkeit (fs) und der zurückzulegenden Schrittanzahl bestimmt wird.
UNTERANSPRÜCHE
1. Verfahren nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeich net, dass der (n+i)te Motorfortschaltimpuls (MAn+;), von dem n-ten Rückmeldeimpuls (TDn) ausgelöst und nach Ablauf der dem zugeordneten Polradwinkelwert (0n+j) additiv ergänzt um das Zeitäquivalent der i-fachen Schrittdauer (i/fs) entsprechenden Verzögerungszeit (td[n+i) abgegeben wird, wobei i ganzzahlig und grösser oder glelch 1 und n eine fortlaufende ganze Zahl ist.
2. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die einzelnen Verzögerungszeiten (td) von den Rückmeldeimpulsen (TD) aus einem Speicher (11) abgerufen werden und dass aus diesem Speicher (11) ausserdem Informationen für besondere Bewegungsablaufbereiche wie Start, Stopp und Signale zum Hinzufügen und/oder Unterdrücken des Wirksamwerdens von Rückmeldeimpulsen (TD) und/oder Motorfortschaltimpulsen (MA) abrufbar sind.
3. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeich- net, dass der Motor mittels der vorbestimmten Verzögerungszeiten (td) entlang einer als Sollkurve vorgegebenen Geschwindigkeits-Orts-Kurve betrieben wird, die aus einem Beschleunigungsast (35), einem Verzögerungsast (36) und gegebenenfalls einem Konstantgeschwindigkeitsbereich (37) zu sammecgesetzt ist.
4. Verfahren nach Unteranspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass beim Zurücklegen einer gegebenen, von Fall zu Fall unterschiedlichen, einer Anzahl von Motorfortschaltimpulsen (MA) entsprechenden Wegstrecke, die jeweilige Geschwindigkeits-Orts-Kurve aus einer Anzahl von Beschleunigungs- (35) und Verzögerungsschritten (36) sowie gegebenenfalls Konstantgeschwindigkeitsschritten (37), mit den jeweils zugehörigen Verzögerungszeiten (td) zusammengesetzt wird.
PATENTANSPRUCH ii
Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Bewegungsdatenspeicher (11) zur Aufnahme von den genannten Verzögerungszeiten (td) für jeden einzelnen Schritt entsprechenden Werten vorgesehen ist, dass eine Adresslogik- und Phasensteuerschaltung (7) vorhanden und über Ein- und Ausgangsleitungen (10 bzw.
9) mit dem Bewegungsdatenspeicher (11) verbunden ist, dass ferner die Adresslogik- und Phasensteuerschaltung (7) wenigstens einen Sprungbefehlseingang (8), eine Anschlussleitung (6) zur Entgegennahme von Rückmeldeimpulsen (TD) sowie zwei Phasensignalausgänge (21A, 21B) besitzt und dass schliesslich diese genannte Schaltung (7) wenigstens einen Zähler umfasst, der gesteuert durch Rückmeldeimpulse und einen Sprungbefehl auf einen Verzögerungszeitwert einstellbar ist und nach seinem Rücklauf auf Null jeweils einen Motorfortschaltimpuls (MA) auslöst.
UNTERANSPRÜCHE
5. Anordnung nach Patentanspruch II, dadurch gekenn
**WARNUNG** Ende DESC Feld konnte Anfang CLMS uberlappen**.
The invention relates to a method for controlling a
Stepper motor, in which, after the motor has been started, feedback pulses dependent on the motor position are used for motor control by a start motor stepping pulse, as well as an arrangement for carrying out this method.
Electric stepper motors have a wide field of application wherever specific, precisely dimensioned
Paths of different sizes have to be covered. So who uses the stepper motors, for example, in data processing systems to feed forms in printers, continues to drive transport devices from
Read or write heads in storage devices and in control systems as servomotors. A characteristic peculiarity of these stepper motors is that they can be controlled by progression pulses and that they can carry out any number of step movements with each progression pulse supplied. Stepper motors are constructed in a similar way to synchronous motors with pronounced poles and each time a stepping pulse is supplied, they cover a rotation that corresponds to one pole pitch.
Two basic methods are known for controlling the stepper motors. In one method, the stepping pulses are fed to the motor at a constant frequency, regardless of the motor speed reached or the load conditions present. In order to be sure that each individual motor stepping pulse is converted into actual rotation of the motor by one pole pitch, the frequency must be low, especially when starting the motor, because otherwise individual stepping pulses would not be converted into step movements. However, this means that the achievable speed of the stepper motor is low and it is not suitable for use at high speeds.
Such a type of control is described, for example, in German Auslegeschrift 1 223 039.
In this known German interpretation, the fundamentally different method is also described in which a coding disk is arranged on the shaft of the motor, which emits a feedback pulse according to the rotation of the motor with each individual incremental pulse and the associated rotation by one pole pitch. In this known arrangement, this feedback pulse is used to read the incremental pulses from a pulse memory and to transmit them to the drive circuit or the suitable motor winding. In this arrangement known from DAS 1 223 039, the feedback pulse mode is used to directly generate a new motor incremental pulse.
This type of control of a stepper motor has the significant advantage that the motor incremental pulses can then be sent to the motor when the motor can convert a new incremental pulse into a further step movement due to its pole wheel position. This takes into account different load conditions and the motor accelerates itself. Compared to open operation, in which no feedback pulses directly stimulate the motor incremental pulses, this significantly shortens the start-up phase and enables a significantly higher top speed.
In order to achieve higher top speeds, it is known from DAS 2 119352, for example, that to accelerate the motor operated in feedback mode from a low to a higher speed, an additional pulse is added once between two motor stepping pulses as a motor stepping pulse so that the motor reaches a higher top speed. It is also described in this DAS that different final speeds can be achieved for the motor in that the advance angle is changed in stages, depending on the speed reached.
To switch the lead angle stepwise to different values, slots are made on the coding disk, which is mounted on the shaft of the motor, at different distances from the circumference, which are applied to photodetectors, corresponding to different lead angles. The lead angle or pole wheel angle is to be understood as the electrical angle that exists between the supply voltage applied from the outside to the windings and the internal counter-electromotive force or the induced pole wheel voltage.
When braking the stepper motor from higher speed ranges, it is known that, as described, for example, in DAS 2 119 352, the additional acceleration pulse is masked out again during the deceleration, i. This means that a feedback pulse is not used to generate an incremental pulse for the motor. As a result, the rotating field of the motor leads the externally applied rotating field, so that the deceleration is achieved. In the German patent specification 2'249 757 it has been proposed that two feedback pulses in the delay phase not be used to generate motor incremental pulses. This will cause the engine to decelerate from high speed to slower speeds much faster.
In order to achieve safe braking to a standstill, it has been proposed there that when a certain speed is reached, which can be determined due to the repetition frequency of the feedback pulses, an additional pulse is supplied as a motor forward pulse, a so-called hold pulse, which sets the motor to a certain lower Keeps speed. From this low speed phase, the motor is then braked to a standstill with braking pulses in order to precisely reach the desired destination.
This tracking at a lower speed is shown in FIG. 2 in curves 27 and 28 and has the disadvantage that, depending on the load conditions of the motor, it comes to a standstill more or less quickly. The total time required to reach the desired position is thereby increased compared to the optimal one.
As is generally known, the torque of the stepper motor is the variable that says the most about the quality of the motor. This torque is very dependent on the motor current and the pole wheel angle 0. It is desirable for every stepper motor that the torque is as constant as possible and always as large as possible, regardless of the speed or the stepping frequency f5. As is known, however, the torque decreases with increasing frequency due to the drop in current, and the torque is still largely dependent on the size of the rotor angle.
With a rigid specification of the pole wheel angle, as is the case with the usual feedback operation - there the pole wheel angle is mechanically determined by the advance of the feedback pulses compared to the motor incremental pulses or additionally adjustable by 90 "by injecting an acceleration pulse, as in Fig. 3 by curve 29 shown - the torque is usually very far from its optimal value Even an adaptation of the rotor angle in individual stages does not bring the necessary optimization of the rotor angle depending on each individual speed achieved.
The problem underlying the invention is to bring the stepper motor under different load ratios in the shortest possible time exactly to the place where you want it, ie. H. let the motor perform a certain number of steps in the shortest possible time.
The invention is based on the knowledge that every stepping motor has a torque at a certain speed to which two pole wheel angle values generally correspond. If this torque, which is present at a certain speed, is the maximum torque, then only one value for the rotor angle corresponds to this maximum torque. Of the two pole wheel angle values that occur at a specific torque and a specific speed, however, only one value for the pole wheel angle is that which corresponds to the stable range of the motor, i.e. H. the area where the engine does not fall out of step.
The object of the present invention is, in a method for controlling a stepper motor, in which, after the motor has been started up by a start motor step-up pulse, feedback pulses dependent on the motor position are used for motor control, the motor under the exclusion of disturbances such as overshoot, falling out of step, reverberation when stationary Bringing the desired target position both at full load and at part load, whereby this should be done in the shortest possible time. In particular, the task is to operate the motor according to different speeds in each case with the optimal value for the rotor angle and the torque.
The mode of operation of the method according to the invention as well as the arrangement for carrying out the method and further configurations which can advantageously be used within the scope of the invention are explained in more detail below with reference to the exemplary embodiments shown in the figures.
The figures show in detail:
1 shows the block diagram of the arrangement according to the invention for carrying out the method;
2 schematically shows two different curves which show the engine speed as a function of time in engines operated according to different control methods;
3 schematically shows the dependence of the rotor angle 0 on the step switching frequency f5, on the one hand according to a known method and on the other hand the ideal curve of the rotor angle 0 over the step switching frequency;
4 shows curves of the pole wheel angle 0 over the step switching frequency fs, once for values in the acceleration range and on the other hand for values in the deceleration range;
;
5 shows speed curves over the number of steps for the acceleration range and the deceleration range according to which the motor is operated, as well as composite curves showing the speed dependency of the motor when certain numbers of steps are covered;
6A, B, C show the relationships between the motor incremental pulses and the feedback pulses with different straight lines of overlap;
7 shows the pulse scheme and the relationship between feedback pulses and motor incremental pulses when covering a distance of 12 steps;
8 shows the relationship between the feedback pulses and the motor incremental pulses during the transition from deceleration to constant speed;
;
9 shows the motor with its windings and the switching transistors and commutation diodes in a somewhat more detailed representation than in FIG. 1;
10 schematically shows the relationship between the motor incremental pulses, the control pulses for the motor switches and the individual motor voltages;
11 shows the commutation behavior of the motor;
12 shows the motor current I or the torque M as a function of the speed or the stepping frequency of the motor;
13A and 13B one half of the motor with the current limiting control and the individual currents occurring in the winding parts, and
14 shows a possible circuit for switching over the partial windings of a motor winding to improve the current behavior of the motor at different speeds.
In Fig. 1 an arrangement is shown as a block diagram with which the method according to the invention can be carried out. 1 shows a motor 1 with four windings which are combined in pairs to form two windings each. These pairs of windings can be wound bifilar and have a center tap. One pair of windings is controlled by a driving network A and the other pair of windings by a driving network B. The motor 1 contains a shaft 2 on which an encoder disk 3 is firmly mounted, which rotates with the motor shaft 2 and emits pulses that provide information about the respective position of the motor rotor.
The pulses that can be removed from the coding disk 3 are fed to a feedback pulse shaper 5 on the line 4, which outputs 6 feedback pulses TD at its output
These feedback pulses TD are fed to an address logic and phase control circuit 7, to which a jump command is fed on another input line 8 which specifies how many steps the stepping motor 1 is to cover. The address logic and phase control circuit 7 addresses a movement data memory 11 on an output line 9 and this returns the data read out via an output line 10 to the address logic and phase control circuit 7. Those time values are stored in the movement data memory 11 which correspond to the various pole wheel angle values at the various speeds of the motor.
The time values read out with appropriate addressing are set via the line 10 in down counters or zero counters in the address logic and phase control circuit 7, and this setting takes place in the corresponding counters due to the triggering by a feedback pulse TD on the line 6, which is transmitted by the coding disk 3 is removed. When the counter has reached its zero count, a motor stepping pulse MA is emitted, from which phase control signals phase a and phase b are obtained. The address logic and phase control circuit 7 also has the task of cyclically converting the motor incremental pulses MA into the control signal pulses phase a and phase b and emitting them in the correct sequence so that the motor 1 runs smoothly.
The control circuit for the windings of the motor 1 includes a clocked current limiter 12A for one pair of windings and 12B for the other pair of windings, as well as a current limiting controller A and B, which are denoted by 13A and 13B, respectively. From these current limiting controls A and B, control signals are output to the clocked current limiters A and B via lines 14A and 14B. The current limiting controls A and B are fed signals on line 15 and line 16 which can be referred to as running or standby.
They indicate that when the motor is running, the value to which the current in the motor winding is to be limited is greater than when the motor is on standby, because the motor is in this state and is only ready when the current is increased and control signals or motor incremental pulses are applied to get moving again. The signals on lines 15 and 16 therefore indicate different maximum current values to which the current limiting control limits the current in the individual motor windings.
Each individual winding of the stepping motor 1 is assigned a driver circuit for part A with
17A and 18A and for part 18 with 17B and 10.18 are designated. The control signal phase a is fed directly to the driver circuit 1 7X and the control signal phase a is fed to the driver circuit 1SA via an inverter 19A.
Correspondingly, the phase signal phase b is fed directly to the driver circuit 1718 and the phase signal b is fed to the driver circuit 17B via an inverter 19B. As a result, the control signals to the driver circuits A and 18 are each offset electrically by 10.
A line 20A leads from the driver circuits A and A, 17A or TOX, to the current limiting control
13A. On this line 20A, the current limiting control A is supplied with a signal about the level of the current flowing in the processing part A. Accordingly, the driver circuit B and B with the individual drivers 17B and 1818 is via a line 20B with the current limiting control B, which is connected to 1318 is designated, connected.
The current limiting control B is supplied with the current current values in the driver circuits B.B or in the Wiclfun, s assigned to them via the line 20B.
The current flow through the windings is determined by the phase signals phase a and phase b and their inversions and takes its way from the DC voltage source designated with U via the line 22, the clocked current limiter (s) A or
B, denoted by 1 2A and 1ZB, their output lines 23A and 23B, the individual windings, with their output lines 24A and 25A or 24B and 25B to the driver circuits 17A and 18A or 17B and 1818 and in front of these driver circuits to the other pole, which is marked with the earth symbol on the driver circuits, of the supply voltage source.
Depending on which of the four driver circuits is currently switched through, the current flows from the supply voltage source via the associated winding to the other pole of the supply voltage source U.
The clocked current limiter circuits A and B ensure that the current flowing in the windings is limited to a certain value. The clocking takes place to avoid excessive losses in the switching elements of the current limiter circuits and is in principle independent of the frequency of the motor switching pulses and the phase signals a and b obtained therefrom.
2 shows two basic curves according to which stepping motors can be operated, for example. The speed V of the motor is plotted over time t. The solid curve 26 shows the speed-time curve of the stepping motor that can in principle be achieved with the method according to the invention. The dashed curve 27 shows a speed-time curve which can be achieved, for example, using the method proposed in German patent 2 2 ° D 757.
The stepping motor is operated in the so-called feedback mode, i. This means that the motor incremental impulses are obtained directly from the feedback impulses and derived. In this case, however, it is provided in the acceleration branch of the curve that, in order to reach a high-speed range, a further pulse is fed to the motor as a motor step-up pulse, independently of the feedback pulses, so that the motor accelerates further.
In the deceleration branch, which is denoted by 27, two feedback signals coming from the motor shaft are masked out and are not used to generate motor progression pulses. As a result, the rotating field of the motor is much ahead of the field applied from outside, so that the motor brakes very strongly. In practice this would be done to a standstill, but would result in somewhat inaccurate drawing braking, i.e. H. the envisaged position cannot always be reached with great certainty.
For this reason, it is proposed in this method that the motor is intercepted in a low-speed range that an additional motor progression pulse is fed to the motor at a certain speed so that it is intercepted in its deceleration and then due to the low speed achieved - keitsbereich can be brought from this to exactly the desired standstill. This phase of the low-speed range is designated by 28 in FIG.
A comparison of the two curves 27 and 26 shows that in the method proposed in the patent there is a water loss due to the need to follow a low-speed range.
The torque of a stepping motor depends both on the current of the motor and essentially on the pole wheel angle (3. The pole wheel angle û is the angle between the field applied from outside and the opposing field of the so-called pole wheel voltage generated in the motor 3, for example, by curve 29, which has a value of 5 in the lower speed range, ie at a step switching frequency f5 of approximately 0 to 1750.
In order to get from this relatively low speed range to a higher speed range, it is known, for example from the German Auslegeschrift 2 119 352 already mentioned, to achieve a higher speed range an additional motor pulse that is not derived from the feedback pulses Feed motor. As a result, the rotor angle that was previously present is increased by 90 °, which is represented by the jump in curve 29 to the value 95 at a stepping frequency of approximately 1750 steps per second.
The rotor angle then remains constant. Because of this rigid setting of the rotor angle, the torque is usually far from its optimal value. The curve denoted by 30 in FIG. 3 indicates the values for the pole wheel angle 0, which increases continuously up to a certain step switching frequency and then gradually approaches its optimal value of about 90 at very high speeds.
The method according to the invention is based on these different rotor angle values, each of which is different at a different stepping frequency or speed of the motor, and, triggered by the timing of the feedback pulses TD, feeds the motor incremental pulses to the motor after a certain delay time, these delay times the pole wheel angle values assigned to the various speed values are calculated.
In FIG. 4, two curves 31 and 32 are plotted in the upper part, which describes the range of the motor acceleration, which represent the rotor angle values over the step switching frequency fs. The curve 31 shows the maximum value for 0, which corresponds to the maximum achievable torque, with broken lines. The curve below, which is designated by 32, gives the optimal values for the pole wheel angle 0 again.
This optimal curve is lower than the maximum value for 0 and is therefore chosen for practice because when setting the respective maximum pole wheel winl, elvert with different load conditions on the motor, the case can occur that the motor falls out of step. In order to avoid this, the rotor angle value is selected, for example, to be 10 or 20% below the maximum, in order to reliably prevent the motor from stepping out of step under different load conditions.
Correspondingly, the same considerations apply to the deceleration range shown in the lower part of FIG. 4, where negative values are then used for the angle 6, the optimal curve being designated here with 34 and above the curve Omax, that with 33 is designated, lies.
In this context, it should be pointed out that there are two values for the pole wheel angle 0 at a specific speed for a specific motor torque that is not the maximum achievable.
At maximum torque there is only one value for the pole wheel angle at a certain speed, which is denoted by Omax in FIG. 4. Of the two pole wheel angle values assigned to a specific torque at a specific speed, however, only one value is the one at which operation is stable and the motor cannot fall out of step with a slight deviation from the torque, which can be caused, for example, by different load conditions. The curves Oopt shown in FIG. 4 correspond to the stable values for the pole wheel angle 0.
The pole wheel angle (3 is, as already mentioned, defined as the angle by which the externally applied electric field leads the counter electromotive force or the pole wheel voltage generated in the motor. This applies to the acceleration range. This can be expressed differently by the angle 0 is defined in such a way that it is the electrical angle by which the motor incremental pulse MA lies before the next following feedback pulse TD during feedback operation. This can be seen, for example, from Fig. 6A, but instead of the angle û there is the angle corresponding to this angle Time t given.
The conversion of angle values to time values can be carried out using the following equation: to = fs 90 900
With the aid of the curves for Opt shown in FIG. 4, the times corresponding to the rotor angle values can therefore be calculated and recorded for each motor speed using the equation given above.
The motor incremental pulses MA are generated with the aid of the feedback pulses and certain delay times that correspond to the respective pole wheel angle values at certain speeds, optimized for the optimum torque. The delay time by which the next motor stepping pulse MA occurs when a feedback pulse TD occurs at a certain speed fs and at a certain rotor angle value 0 or
the corresponding rotor angle time te results from the following equation:
EMI4.1
These delay times td associated with the various values for the rotor angle 13 and at various speeds are stored in the movement data memory 11 in FIG. 1 and are used for the delayed delivery of the motor incremental pulses MA, triggered by the occurrence of the feedback pulses TD, which are taken from the coding disk 3.
With every stepping motor and its connected load or its type of use, it is known what speed it reaches after a certain number of steps has been covered. In FIG. 5, the relationship between the number of steps covered and the speed or step switching frequency f5 achieved is plotted in a double diagram. The diagram in which the number of steps is counted increasing from left to right with curve 35 for the acceleration range and curve 36 in which the number of steps is counted increasing from right to left for the deceleration range applies. The stepper motor is driven along these curves or
Parts of these curves are operated, to which then, as explained in connection with FIG. 4, a specific value for the rotor angle û or a specific delay time td belongs to each step switching frequency. If necessary, the motor can be accelerated along part of the curve 35, then operated along a region 37 at constant speed and without further acceleration or deceleration, in order then to be braked along part of the deceleration curve 36 to a standstill.
This will be explained in more detail using two examples for covering different numbers of steps.
According to the first example to be explained, the motor should cover a number of steps of 48 steps which, when used in a printer to move the paper, can correspond to a jump of 4 line feeds.
The motor is accelerated from standstill along the acceleration curve 35 up to a speed of 3000 steps per second along the branch 351.
He has taken 25 steps to this point. Due to the jump command of 48 steps supplied on the line 8, the address logic and phase control circuit 7 knows that at this point in time, when a step switching frequency of 3000 steps per second or 25 steps is reached, the delay curve 36 must be switched over to exactly the same Speed. This corresponds to branch 361, on which the motor is now safely braked to a standstill with a corresponding switchover of the delay times.
In this way, precise target braking can be achieved when the 48th step to a standstill is reached.
A second example is intended to deal with the case that a number of steps of 180 steps are to be covered and a constant speed phase is switched on. The motor is in turn accelerated along the generally valid acceleration curve 35 or along branch 352 up to a speed of approximately 4000 steps per second for 52 steps. This is then followed by a constant speed phase 37 for 80 steps and after 132 steps have now been reached, the motor is decelerated again to a standstill along curve 362 for the remaining 48 steps, this curve 362 in turn representing a section of general deceleration curve 36.
Every movement of the motor is set in motion on the basis of a jump command on line 8 (FIG. 1), the jump command indicating by how many steps the motor is to be moved. As can be seen from the previous examples, depending on the size of the number of steps, the motor is operated more or less long along the generally applicable acceleration branch 35, possibly in a constant speed phase 37, which can be at different heights and finally decelerated again along the generally applicable deceleration curve 36 and braked to a standstill. The same deceleration times apply to all accelerations and the same applies to the deceleration range, i.e. H. the deceleration phase, also always the same delay times, regardless of the current load. These delay times correspond to the target rotor angle value.
The actual values for the rotor angle fluctuate around this target value depending on the respective conditions at the motor. The transition from the acceleration branch to the deceleration branch always takes place at the point of the same, reached speed, which also applies if a range of constant speed is inserted between acceleration and deceleration.
The delay times after which, after the occurrence of a feedback pulse TD, the next motor stepping pulse MA is emitted after the assigned delay time td has elapsed, can be selected differently according to an advantageous embodiment of the method according to the invention. This will be explained in more detail with reference to FIGS. 6A, 6B and 6C. The method that can be referred to as delayed feedback operation can be designed in such a way that the next motor incremental pulse MA is emitted after a delay time tdl assigned to the respective rotor angle value in such a way that the next motor incremental pulse MA is generated immediately afterwards, as shown in FIG. 6A by arrows 38 and 39 is shown. The feedback pulses TD thus each control the immediately following motor incremental pulses MA, d. H. there is no overlap.
The delay time tdl is less than or equal to a step time 1if5, which applies to positive values for the pole wheel angle 0.
According to a further control method, the next but one motor incremental pulse MA can be triggered by a feedback pulse TD, as indicated in FIG. 6B by arrows 40 and 41. In this overlapped control, the overlap being one step, the delay time lies between the time corresponding to the single and double step switching frequency and is denoted by td2 in the figure. Correspondingly, according to a further embodiment of the method according to the invention, a double overlap can be carried out, i. H. that then in each case a feedback pulse TD excites the third subsequent motor incremental pulse MA, as indicated in FIG. 6C by arrows 42 and 43.
The corresponding delay time td3 lies between the time corresponding to twice and three times the step switching frequency fs reached in each case.
For operation with overlap, the corresponding times are then stored in the movement data memory 11 shown in FIG. 1, which are derived from the delay time corresponding to the target value of the rotor angle, which is less than 1 / fs, and additively supplemented by the i-fold value of Step duration l / fs results In the address logic and phase control circuit 7, two or more separate time counters are provided in order to simultaneously count the various delay times td to zero. In the case of a single overlap, as shown in FIG. 6B, two time counters are accordingly necessary, and in the case of double overlap, as shown in FIG. 6C, three time counters are accordingly necessary.
With a certain step switching frequency es and with a certain existing rotor angle value 0, the delay time td can be calculated according to the following equation:
EMI5.1
where i denotes the degree of overlap and i = 1 denotes no overlap, i = 2 denotes single overlap and i = 3 denotes double overlap.
The operation of the stepper motor with overlapping generation of the motor incremental pulses MA has the advantage that the greater the degree of overlap i, the smaller the deviation in the effective speed when the load conditions on the motor change. This is explained using an example. At a specific speed or at a specific step in a number of steps to be covered, the motor is assigned a permanently assigned delay time td. If, for example, by reducing the friction, the motor changes from a speed or step switching frequency fso to a speed or
Step switching frequency is accelerated from f51 while reducing the rotor angle from Oo to 01, because a smaller torque requires a smaller angle 0, the following relationship applies:
EMI5.2
from which the following relationship between the two speeds or the two step switching frequencies results.
lsi i. 900 - 0 f50 = i 90 -
In a practical example based on a value 0o = 40 and a reduction of the torque to 50 / o with an associated pole wheel angle value OI of approximately 20, with i = 1 a speed deviation of 4001o results and with a simple degree of overlap with i = 2 a deviation of only 14%. The speed is thereby advantageously controlled within certain defined limits.
This applies to all speeds that occur, so that the actual speed of the motor, i. H. the deviation of the step switching frequency f5 as a function of the number of steps from the specified curve, compare FIG.
5, only deviates within certain limits if the motor has different load conditions. Although this leads to slight changes in the time that is necessary to cover one and the same distance or one and the same number of steps under different load conditions, it has the essential advantage that under all given and possible load conditions for which the motor each designed to safely reach the goal without omitting or adding a step.
The method described so far, according to which the motor incremental pulses MA, based on the feedback pulses TD, are emitted after certain delay times td, essentially applies to acceleration and deceleration. At start, stop and when changing from acceleration to deceleration or acceleration to constant speed or from deceleration to constant speed, slightly different control methods and delay times apply. The information required for this, which relates to the addition and / or suppression of the activation of feedback pulses TD and / or motor progression pulses MA, is also contained in the movement data memory 11 and is activated by the feedback pulses. Based on Fig.
7 and 8, these additional conditions during operation of the stepping motor are to be explained.
7 shows a range of 12 steps to be covered. In the upper row the feedback pulses TD 1 to 12 are shown, in the lower part the motor incremental pulses MA and between the two curves the angle H is indicated, expressed by larger and smaller arrows, which are provided with a plus or minus sign.
At the start, the first motor stepping pulse MA after the start command is given to the motor by the address logic and phase control circuit 7 shown in FIG. supplied without orientation to the feedback pulses TD. The second motor incremental pulse MA is then generated directly from the first occurring feedback pulse TD, as is the case in the known feedback mode, where the motor incremental pulses MA are usually generated directly from the feedback pulses without delay.
In the example of FIG. 7, in addition to the direct generation of the second motor stepping pulse MA, the third motor stepping pulse is also generated from the first feedback pulse TD, taking into account a delay time corresponding to the rotor angle value. The second feedback pulse TD is then used to generate the fourth and fifth motor incremental pulse MA, with different times being observed. After the fifth motor incremental pulse has been generated, the next motor incremental pulse is then generated with a simple overlap in accordance with the embodiment of the method according to the invention.
I.e. Here in the specific example that the third feedback pulse TD, which occurs after the fourth motor stepping pulse, generates the sixth motor stepping pulse and the fourth feedback pulse TD generates the seventh motor stepping pulse MA. This corresponds to the process scheme shown in FIG. 6B.
If, as shown in the example in FIG. 7, the motor is to cover twelve steps, a transition must be made to the deceleration and stopping phase after the start and acceleration phase. When changing over to the deceleration phase, the rotor angle (3 must be negative.
As can be seen from FIG. 7, when reversing from positive to negative angular values in the example shown, the fifth feedback pulse TD is not used to generate a further motor incremental pulse MA. The first motor stepping pulse MA generated in the deceleration range with a negative angle value is the eighth, which is generated with the help of the sixth feedback pulse TD. The seventh feedback pulse TD then generates the next but one motor progression pulse MA, that is the one marked 9, the eighth feedback pulse TD generates the motor progression pulse 10 or the third from last.
The now following feedback pulse 9 is not used to generate a motor step-up pulse, rather the motor step-up pulse 10 from feedback pulse 8, the motor step-up pulse 11 from feedback pulse 10 and the last motor step-up pulse, which brings the motor into the target position, is transmitted by the penultimate feedback pulse 11 generated.
FIG. 8 shows the special feature that there is a transition from the deceleration phase to a phase of constant speed. This can happen if the motor is to be operated at a certain constant speed for special reasons. There must then be a transition from negative angle values for 0 to positive angle values, which is done by doubling the last motor stepping pulse MA in the deceleration phase.
In the following, the mode of operation of the motor and the variables involved are explained again with reference to FIGS. 9 and 10. This is independent of how the motor incremental pulses MA are obtained and at what time interval they are supplied to the motor as control pulses. 9 shows a stepping motor with four windings, of which two pairs of windings each belong together. Since these two pairs together with the driver circuits are constructed identically, the use of reference symbols is provided in FIG. 9 only for the right half of the motor. From a DC voltage source, which is designated with U, current is fed to the two windings W1 and W2 via a series resistor R.
A switching transistor T1 is connected in series with the winding W1 and a switching transistor T2 is connected in series with the winding W2. A reverse diode D1 or D2 is connected in parallel to the forward direction of these two transistors T1 and T2. The parts consisting of the switching elements T1 and D1 and T2 and D2 can be compared with the driver circuits 17B and 1818 in FIG. The driver circuits of both motor halves together with the windings form two direct current alternating current converter systems that are controlled by the phase switching signals a and b.
The phase switching signals fed to the transistors T1 and T2 are b and b, as can be seen from FIG. Correspondingly, a pair of phase switching signals a and a are fed to the other motor half. With regard to each winding pair, a square-wave voltage UA and, on the other hand, a square-wave voltage UB are generated in the two motor halves, which are electrically offset from one another by 90 ". This is shown in FIG. 10. The two lower parts of FIG the sinusoidal fundamental waves 14, A and UIB corresponding to the two square-wave voltages are shown.
Every commutation, d. H. the current transfer, for example, from transistor T1 to transistor 2 or vice versa, is started by supplying a motor progression pulse MA to the commutation network.
As can be seen from FIG. 10, the phase switch signal a is set when the first motor increment pulse MA occurs, the phase signal b when the second motor increment pulse occurs, and the phase signal a is set when the third motor increment pulse occurs, with the complementary signal a disappears, with the fourth motor step-up pulse, the phase switching signal b is set accordingly while the complementary signal b disappears at the same time. When the fifth motor incremental pulse occurs, the cycle begins again with the setting of the phase switching signal a.
This cyclical generation of the phase switching signals a and b is carried out in the address logic and phase control circuit 7 shown in FIG. 1, in which the motor incremental pulses MA are also generated, as has already been described.
The reverse diodes D1 and D2, which are arranged anti-parallel to the switching transistors T1, T2 of the windings W1, W2, serve to reduce the current peak that occurs during the commutation processes. This allows a motor with fewer windings and with better power utilization, i.e. H. with a larger working current.
The commutation process in individual phases will now be explained again with reference to FIG. One half of the motor is shown in FIGS. 11A to 11C with the various currents and voltages that occur before the switchover, shortly after the switchover and before the next phase switchover. 1113 shows the course of the current in the different states, which are designated by K. L and M and correspond to the states Es and M of FIGS. 11A to 11C.
When a phase switching signal occurs, compare FIG. 9 with the phase switching signal b and b, in FIG. 1 1A the state is initially assumed that the current flows through the winding W1 and the transistor T4. This should correspond to the state of falling before the occurrence of the phase signal, which then opens transistor T2 and blocks transistor T1 when the other phase switching signal disappears. Since the windings W1 and W2 are bifilar wound in the illustrated embodiment, the magnetic flux initially remains constant when switching from transistor T1 to transistor T2.
The current 1 in the now activated winding W2 initially flows back into the network via the reverse diode D2. This corresponds to the state L in FIG. 11D, the current here assuming negative values. Due to the magnitude of the externally applied voltage, the current finally commutates in the desired manner and flows via the open switching transistor T2 and again assumes its maximum value, as shown in FIG. 11D, until the next commutation occurs next phase switching signal is initiated again at transistor T1.
As can be clearly seen from FIG. 11B, after the occurrence of the phase commutation signal, the voltage U in the windings maintains its direction. This is the pole wheel voltage that supports the commutation process, i. H. the current transfer from transistor T1 to transistor T2. This significantly accelerates current commutation. The voltage U, which corresponds to the rotor voltage of the motor, increases as the speed of the motor increases.
As a result, at higher speeds, the commutation of the current is significantly accelerated by this higher voltage U.
As the speed of the motor increases, i. H. As the frequency of the motor indexing pulses MA increases and the pole wheel voltage increases linearly and the inductive resistance increases, the current in the motor and thus the motor torque decrease. This relationship is shown in FIG. 12, in which the current I and the moment M are plotted against the speed V and the step switching frequency fs.
This normal behavior for a stepping motor is plotted with curve 44. Usually, as is also shown in FIG. 9, an ohmic series resistor R is connected between the windings of the motor and the supply voltage source U. This series resistance is used to limit the current at low step switching frequencies to the nominal value when the rotor voltage of the motor and the inductive resistance are low.
A curve 45 and a curve 46 are also entered in FIG. 12, from which it can be seen that the current and the motor torque M are still considerably greater, even at higher speeds, than is the case with the curve denoted by 44. This better torque behavior a stepping motor can be achieved with advantageous configurations of the stepping motor, which are shown in more detail in FIGS. 13 and 14.
The curve denoted by 45 in FIG. 12 comprises the embodiment with a pulsed current limit control, i. H. At lower step switching frequencies, the current is limited to its nominal value by the direct voltage source U via a switch S, the clocked current limiter
12 in FIG. 1 corresponds to being switched on and off periodically.
This connection and disconnection takes place essentially independently of the frequency and the control of the motor incremental pulses supplied to the motor and those formed therefrom
Phase switching signals.
In FIG. 1 3A, the switching transistor T1 and an ohmic resistor Ikss, which is connected to earth, are connected in series with the winding W1. The same is true for the second winding
W2 the switching transistor T2 in series and a second ohmic resistor R52 connected in series to earth. Antipa rallel to the flow direction of the two transistors T1 and T2 is switched between the connection point of the windings W1 and W2 with the respectively associated transistors T1 and T2 and the ground potential each a diode D1 and D2.
Another diode D3 is arranged between ground potential and the center tap, also anti-parallel to the flow direction of the transistors.The connection point of the two windings vii and W2 is connected on the one hand to the voltage source U via the current limiting switch S or 12 and on the other hand via a diode DS , which is polarized so that it allows the return flow of current to the supply voltage source U, even when the switch S is open. The switch S is controlled by the current limiting control 13 via the line 14.
The current limiting control receives its reference values from the magnitude of the currents 1, 4, and 1M2 flowing in the windings via the ohmic measuring resistors Rsl and R52, which are in series with the respective switching transistors T1 and T2. These measured values are fed to the current limiting control 13 via the lines 20.
The switch S can either be switched on and off linearly by the current limiting control 13 when the current in the windings exceeds a certain value or has dropped to a certain value, or it can keep the current in the windings constant between certain limits in a pulsed manner . Working in pulsed mode has the advantage that the losses in switch 5 are significantly lower. 13B shows schematically the behavior of the supplied current 1, depending on the position of the switch, whether it is open or closed. This diagram also shows the behavior of the currents 1M1 and IM2, which flow in the two windings Wi and W2.
It is assumed here in the example shown that the transistor T1 is open and the transistor T2 is blocked. According to the position of the switch S, when this is closed, the value for the current 1 and the value for the current 1M1 through the winding W1 increases until a certain upper threshold value is reached, which is determined by the resistor Bs, then the switch S is opened by the current limiting control 13, correspondingly the current 1 drops very quickly to the value 0, the current 1M1 through the winding W1 also drops and the current 1M2 increases,
this current flowing through the reverse diode D2. If the current flows through the winding Wl, i. H. the current IM1 has dropped to a certain value, then the switch 5 is closed again and the game starts all over again. The two reverse diodes D1 and D2, which already contribute favorably to the commutation, have the further advantage and the task of taking over the current when the switch S is opened, with the pulsed current limitation. The additional reverse diode D3 takes over the current immediately after the switch S is opened, when the existing leakage inductance tries to delay the transition of the current to the quasi steady state.
The diode DS, parallel to switch S, allows the current to flow back during commutation, even when switch 5 is open.
Although the current can be kept constant over a wider range by means of this current limitation control, the average current decreases with increasing step switching frequency of the motor, as shown in FIG.
12 is shown with the curve 45. This is due to the fact that at higher speeds the communication phase becomes larger within the entire electrical half cycle.
The motor torque therefore also decreases, but much less than when a fixed ohmic resistor is used.
FIG. 14 shows a further possibility of a circuit with which the drop in the current in the windings and thus the decrease in the motor torque can be reduced with increasing frequency. Thereafter, each winding, for example winding W1 from Fig.
13A divided into two half-windings Wla and Wlb and connected in series with the switching transistor T1 with the help of a transistor matrix circuit in such a way that either only the winding Wla is in series with the switching transistor T1 via the open transistor T5 with the transistors T3 and T4 blocked, or only the winding half Wlb is in series with the switching transistor T1 when the transistor T4 is open and the transistors T3 and T5 are blocked, or that the two winding halves Wla and Wlb are connected in series when the transistor T3 is open and the transistors T4 and T5 are blocked, or that the both winding halves Wla and Wlb are connected in parallel,
when the transistor T3 is blocked and the transistors T4 and T5 are each opened. The diode D4 between the two winding halves Wla and Wlb is used for uninterrupted switching from the series connection of the two winding halves to the parallel connection of the two winding halves, in each case taking into account the corresponding control for the corresponding transistors T3 to T5. The jump in curve 46 in FIG. 12 shows the effect of switching the circuit shown in FIG. 14 from the series connection of the two winding halves Wla and Wlb with transistor T3 switched on and transistors T4 and T5 blocked to the parallel connection of the two winding halves Wla and Wlb when the transistor T3 is blocked and the transistors T4 and T5 open.
This switchover can be made when a certain speed is reached. In this way, the current in the windings and thus the torque of the motor can be kept essentially constant over a very large speed range.
With the help of the control method designed according to the invention to obtain the motor incremental pulses MA in the manner tailored to the respective speed and the optimal pole wheel angle value, it is possible to bring the motor precisely to the desired position even at very high speeds and always with optimal torque. The current limiting circuit and the special design of the motor support this
Commutation circuit continues to make the best possible use of the motor by achieving a torque that is as high as possible, even at very high step switching frequencies.
In practice, the generation of the motor incremental pulses in the address logic and phase control circuit 7 in cooperation with the movement data memory 11 can best be achieved by using an appropriate microprogram. It should only be indicated here that due to the jump command entered on line 8 (Fig. 1) with the content of how many step positions the motor is to be moved, the microprogram determines the corresponding steps in the acceleration range, possibly in the constant speed range and the steps to be covered in the deceleration range defines and specifies the respective addresses in the movement data memory and sets where the individual delay time values are stored, calls them and sets them in the counter in order to generate the motor incremental pulses MA in this way.
The delay time values for each individual occurring motor type, which are stored in the movement data memory 11, can be determined on the basis of simulation programs from the torque of the motor, which depends on various variables such as the moment of inertia, the rotation angle and friction constants and the electrical variables, such as the externally applied voltage, the winding current, the ohmic resistance of the winding and the induced pole wheel voltage, calculate individually. However, these calculations are not discussed in greater detail here, since they are relatively obvious to the person skilled in the art and are not directly related to the actual method according to the invention.
PATENT CLAIM 1
Method for controlling a stepper motor, in which, after the motor has been started up by a start-motor step-up pulse, feedback pulses dependent on the motor position are used for motor control, characterized in that the motor step-up pulses (MA) triggered by previous feedback pulses (TD) to generate an optimal torque after Expiry of a predetermined delay time (td), this delay time (td) being determined from the most favorable pole wheel angle value (0), the respective speed reached (fs) and the number of steps to be covered.
SUBCLAIMS
1. The method according to claim I, characterized in that the (n + i) th motor stepping pulse (MAn +;), triggered by the n-th feedback pulse (TDn) and after the expiry of the associated pole wheel angle value (0n + j) additively supplemented by the time equivalent of the i times the step duration (i / fs) corresponding delay time (td [n + i) is output, where i is an integer and greater than or equal to 1 and n is a consecutive integer.
2. The method according to claim 1, characterized in that the individual delay times (td) of the feedback pulses (TD) are retrieved from a memory (11) and that from this memory (11) also information for special movement areas such as start, stop and signals to add and / or suppress the activation of feedback pulses (TD) and / or motor incremental pulses (MA) can be called up.
3. The method according to claim 1, characterized in that the motor is operated by means of the predetermined delay times (td) along a speed-location curve specified as a target curve, which consists of an acceleration branch (35), a deceleration branch (36) and possibly a constant speed range (37) is to be set.
4. The method according to dependent claim 3, characterized in that when traveling a given, from case to case different, a number of motor incremental pulses (MA) corresponding distance, the respective speed-location curve from a number of acceleration (35) and deceleration steps (36) and, if necessary, constant speed steps (37), with the respective associated delay times (td).
PATENT CLAIM ii
Arrangement for carrying out the method according to claim 1, characterized in that a movement data memory (11) is provided for recording the values corresponding to said delay times (td) for each individual step, that an address logic and phase control circuit (7) is present and and output lines (10 resp.
9) is connected to the movement data memory (11), that the address logic and phase control circuit (7) also has at least one jump command input (8), a connection line (6) for receiving feedback pulses (TD) and two phase signal outputs (21A, 21B) and that finally this mentioned circuit (7) comprises at least one counter which, controlled by feedback pulses and a jump command, can be set to a delay time value and which triggers a motor advance pulse (MA) after its return to zero.
SUBCLAIMS
5. Arrangement according to claim II, thereby marked
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