La présente invention a pour objet un dispositif moteur pour véhicule à suspension et propulsion électromagnétiques qui comprend un organe fixe. un organe mobile disposé sous l'organe fixe avec lequel il délimite un entrefer, Organe mobile comprenant des moyens électromagnétiques pour produire un champ magnétique de suspension et de propulsion coopérant avec l'organe fixe, un premier élément capteur, sensible à la longueur de l'entrefer et produisant un premier signal électrique, un second élément capteur, sensible aux mouvements de l'organe mobile qui entrainent un changement de la longueur de l'entrefer,
des premiers circuits coopérant avec lesdits premier et second éléments capteurs et produisant un second signal électrique représentant la somme du produit du signal du premier élément capteur avec la racine carrée du signal électrique de sortie du second élément capteur et de l'intégrale du signal de sortie du premier élément capteur, une premiére source de puissance électrique variable destinée à alimenter lesdits moyens électromagnétiques, une seconde source de puissance électrique pour produire un ensemble de plusieurs signaux séparés à fréquence variable et amplitude constante, et des seconds circuits pour produire un signal de sortie correspondant au produit desdits signaux pour commander ladite source de puissance variable.
On connaît un systéme de transport de véhicules à rail employant des moteurs linéaires polyphasés pour la suspension comme pour la propulsion, dans lequel chaque moteur est attiré magnétiquement vers le haut par son champ magnétique en direction d'un rail de support tout en maintenant entre eux un entrefer commandé, et dans lequel le champ magnétique de suspension sert également à communiquer le mouvement de translation au moteur et au véhicule qu'il soutient le long du rail à une vitesse qui est en fonction de la fréquence du courant alternatif polyphasé appliqué au moteur.
Bien qu'on puisse utiliser un nombre quelconque de phases, on a décrit un système triphasé parce que c'est la plus simple des structures de moteur possédant la caractéristique souhaitable de fournir une attraction polaire presque constante en fonction de la rotation des phases. Le système de propulsion est un système du type à réluctance variable et à vitesse synchrone, dans lequel le rail est pourvu de discontinuités magnétiques successives (encoches), ou bien le système de propulsion est un systéme du type moteur linéaire à induction dans lequel le rail est pourvu d'une bande réactive conductrice continue ou d'un bobinage à cage d'écureuil (rotor court-circuité). On a décrit d'autres systèmes de propulsion du type à rotor bobiné ou à hystérésis.
La tension aux bornes appliquée aux enroulements du moteur polyphasé pour produire la force de suspension attractive ainsi que le champ mobile de propulsion. est commandée par un circuit de réaction non linéaire qui utilise des signaux provenant de détecteurs sensibles à lséeart et à l'inertie et portés par le véhicule pour maintenir un entrefer choisi. La réaction est non linéaire pour compenser la non-linéarité des caractéristiques du moteur en fonction de la longueur de l'entrefer et de la fréquence de travail de la réaction. La force attractive produite par le champ magnétique du moteur est proportionnelle au carré de l'intensité du courant du moteur et inversement proportionnelle au carré de la longueur de l'entrefer.
En outre. l'impédance du moteur est résistive aux fréquences nulles et largement inductive aux fréquences de l'ordre de 10 à 30 hertz. qui sont relativement élevées.
du dispositif de réaction.
Selon l'invention, le dispositif moteur est caractérisé en ce que lesdits seconds circuits comprennent des premiers moyens pour produire un signal de sortie correspondant au produit dudit signal à amplitude constante et dudit second signal électrique, des seconds moyens pour produire un signal de sortie correspondant à la dérivée dudit signal de sortie fourni par lesdits premiers moyens, des troisiémes moyens comprenant d'une part des premiers éléments pour produire un signal de sortie correspondant au produit du signal de sortie fourni par lesdits premiers moyens et dudit premier signal électrique et d'autre part des seconds éléments pour appliquer à ladite premiére source de puissance variable un signal de sortie correspondant à la somme du signal de sortie desdits seconds moyens et du signal de sortie desdits premiers éléments desdits troisiémes moyens.
Dans une forme d'exécution, le circuit de commande, tout en employant des éléments de circuit destinés à effectuer les multiplications et les additions de l'équation donnant la tension en fonction de la force: E=K3 +/9(RA+ JK4), exprime cette équation sous la forme: E=K1 > /9(RA+JK2f).
où: F est la force magnétique attractive.
E est la tension aux bornes,
X est la longueur de l'entrefer,
R est la résistance des enroulements,
F est la fréquence de propulsion en hertz,
Kl, K2 sont des constantes,
J est le symbole de réactance.
La fonction racine carrée jWprovient des circuits suivis par les signaux des détecteurs. La multiplication de cette fonction par l'écart et la fréquence de propulsion est préparée dans le canal de commande de fréquence de propulsion.
Un premier multiplicateur effectue le produit de la fonction irpar chaque phase d'une tension triphasée à amplitude constante de fréquence choisie, qui peut être nulle à l'arrêt ou avoir une valeur particuliére correspondant à la vitesse de propulsion voulue. Ce produit, qui est représenté par K1 dans l'équation.
est le signal d'entrée délivré à un second multiplicateur travaillant en paralléle avec un différentiateur parfait. Le second multiplicateur donne le produit K1 ,TFx AR, et le différentiateur donne le produit K1 vTK2f, et ces produits sont additionnés et délivrés par exemple en entrée aux trois amplificateurs de puissance triphasés réglables qui délivrent la tension finale aux enroulements du moteur triphasé.
Cet agencement de circuit de réaction amélioré élimine le différentiateur imparfait utilisé dans les dispositifs connus, qui augmentait Amplitude du signal de l'oscillateur pour chaque phase quand la fréquence de l'oscillateur augmentait. Ceci demandait que les multiplicateurs qui suivaient le différentiateur imparfait soient actionnés sur un intervalle dynamique extrêmement grand. Le différentiateur parfait, qui, dans l'agencement du circuit de la présente forme d'exécution. produit la fonction représentant la tension par rapport à la fréquence, suit les multiplicateurs et permet donc une augmentation de la tension aux bornes du moteur avec la fréquence pour toute vitesse de propulsion voulue sans dépassement des limites de fonctionnement dynamique des multiplicateurs.
Le dessin représente, à titre d'exemple. une forme d'exécution du dispositif moteur objet de l'invention:
La fig. 1 est une vue schématique d'un dispositif moteur engendrant un champ de forces fonction de la tension appliquée au moteur.
La fig. 2 est un schéma-bloc complet du circuit électrique permettant d'obtenir la suspension et la propulsion d'un véhicule à rail et de ses moteurs électriques linéaires de support.
Les fig. 3A et 3B constituent. ensemble, un schéma de circuit d'une variante de la fig. 2.
Les fig. 4A et 4B sont des graphiques illustrant les relations vitesse-fréquence qui sont respectivement relatives à un moteur synchrone à réluctance et à un moteur à induction.
La fig. 5 est un graphique représentant la réponse en boucle ouverte du système des fig. 3A et 3B à une forte perturbation: et
Les fig. 6 et 7 sont des graphiques illustrant des courbes qui représentent la réponse caractéristique du système à des perturbations dues à la charge et au rail.
Si l'on se reporte à la fig. 1, un organe électromagnétique M engendrant des forces et une pièce R sont séparés matériellement par un entrefer de longueur A L'organe M et la pièce R sont attirés mutuellement l'un vers l'autre comme l'indique le champ de forces f dressé verticalement entre eux par l'organe M lorsqu'une tension E lui délivre un courant d'intensité I, la force attractive étant désignée par FM. Si l'on suppose la pièce R fixe, c'est-à-dire non mobile, la force FM est dirigée de telle sorte que l'organe M est attiré vers la pièce R.
Lorsque l'organe M, par exemple, est un électro-aimant, ou l'inducteur d'un moteur électrique linéaire, et la pièce R. par exemple. est un rail ferromagnétique, la force FM varie en raison du carré de l'intensité du courant passant dans le bobinage de l'organe électromagnétique M et en raison inverse du carré de la longueur A de l'entrefer séparant le dispositif M du rail R. selon l'équation: I2 FM=KI 2 (1)
x2
EMI2.1
où: A est la surface d'attraction en centimètres carrés,
N est le nombre de tours du bobinage de l'organe
électromagnétique M.
On obtient l'équation (1) de deux équations de base exprimant les principes des circuits magnétiques, I'un des principes disant que la force magnétique FM entre deux parties d'un circuit magnétique varie comme le produit de leur surface d'attraction A et du carré de la densité de flux magnétique B présente à leur interface:
AB2
M 87RX981 (12) où: B est la densité de flux en gauss.
FM est la force en grammes, et le second principe étant que le champ magnétique H nécessaire pour établir un flux dans un entrefer entre les parties est égal à la densité de flux B:
4#NI
B=H= 10#
lox où: A est le nombre d'ampères-tours par centimètre.
x
X est la longueur de l'entrefer en centimètres.
B est la densité de flux en gauss.
En combinant les équations (12) et (13):
EMI2.2
On doit noter que la force magnétique FM est la même pour tout entrefer compris dans un large intervalle d'entrefers tant que le nombre d'ampères-tours par unité de longueur de l'entrefer.
NI c'est-à-dire le rapport > est constant. Ainsi. par exemple.
la force attractive reste la même si on double l'intensité tout en doublant la longueur de l'entrefer.
La relation linéaire entre l'intensité et la longueur de l'entrefer devient évidente si l'on récrit l'équation (1): FM (14)
I = où l'intensité varie proportionnellement à l'entrefer et en raison de la racine carrée de la force FM. L'intensité varie proportionnellement à la tension E aux bornes du bobinage du dispositif électromagnétique M et varie en même temps que la tension:
E E (2) où: R+JcoL est l'impédance du bobinage.
R est la résistance du bobinage.
L est l'inductance du bobinage.
J est le symptôme de réactance.
os est égal à 2nf,
f est la fréquence en hertz.
E est la tension aux bornes de l'impédance.
En combinant les équations (14) et (2):
E # FM#
K1 (R + Jwb)
L'inductance d'un dispositif électromagnétique M placé à une certaine distance d'une pièce ferromagnétique R formant avec lui un circuit magnétique d'entrefer AF varie en raison inverse de la longueur de l'entrefer: L = # (3)
En combinant les équations (2î) et (3):
:
E=K3 N FM (AR+K4Jo)) (4)
E=K3 t FMAR+K3 V#MKJos (4î)
Pour conserver l'équation (41). on doit accompagner toute variation de FM et. ou bien. de # en amplitude et en vitesse de variation d'une variation de E. et cette variation de E doit concerner aussi bien l'amplitude que la vitesse de variation.
cette dernière donnant naissance à une composante de fréquence de E. et ceci. en retour. amenant la composante de tension réactive K3 A, FM K4Jeo à augmenter proportionnellement à l'augmentation de la fréquence. La tension E doit naturellement augmenter. comme cela est nécessaire. pour compenser l'augmentation de l'impédance du bobinage due à l'augmentation de la réactance inductive avec la fréquence. Aux fréquences nulles ou très faibles, l'impédance du bobinage est pratiquement résistive. et la tension E est pratiquement égale à la composante résistive de la tension K3 # FM AR. la tension E étant. dans un tel cas.
caractérisée par sa seule amplitude. du fait qu'elle est pratiquement continue.
On se reporte de nouveau à la fig. 1. en supposant qu'une force Fo opposée agit sur l'organe M dans un sens opposé à la force attractive FM. Si l'on rend la force attractive FM égale à la force opposée FO. la distance de séparation X devient constante et la masse de l'organe M est dans un état d'équilibre stable.
On se reporte maintenant directement aux fig. 2. 3A et 3B qui décrivent le mode de réalisation préférentiel d'un circuit de réaction complet destiné à commander la suspension et la propulsion d'un système véhicule à rail-moteur électrique linéaire.
On se reporte d'abord à la fig. 2: i'accélérometre 20 fournit un signal proportionnel à une force d'inertie dirigée vers le haut ou vers le bas qui agit sur le véhicule V. Le transducteur de position 22'. comme précédemment. fournit un signal proportionnel à la longueur A de l'entrefer moteur-rail.
Les réseaux compensateurs de fréquence 21' et 23' produisent à la sortie du réseau 21' une tension proportionnelle à la force qui représente la quantité FM de l'équation (4). Lorsque cette tension est égale à -4 volts. la tension aux bornes des enroulements du moteur est juste suffisante pour que le moteur produise une force de suspension FM égale à 1 g.
Le circuit racine carrée 24" fournit à sa sortie la racine carrée de la tension proportionnelle à la force qui est représentée par
FNl dans l'équation (4).
Dans le but d'expliquer ragencement du circuit de réaction de la fig. 2 et son mode de fonctionnement dans les additions et les multiplications nécessaires pour réquation (4), on exprime, de préférence, cette équation sous la forme:
E=Ks o/M (AR+JK2f) (5) E=KI MFM AR+JKI JFr M K2f (5A) où: j représente le symbole de réactance,
f est la fréquence de propulsion,
K1 et K2 sont des valeurs de constantes qui seront
décrites ci-dessous.
Les multiplications et les additions des produits obtenus qui intéressent le calcul de la quantité racine carrée A/M telle qu'elle se présente dans l'équation (5), s'effectuent dans un canal de commande de fréquence qu'on va maintenant décrire. Ce canal comprend un dispositif de commande 30 de vitesse, un oscillateur 31 triphasé à fréquence variable, des multiplicateurs 120 à 122 et 135 à 137, et des différentiateurs 143 à 145.
Le dispositif de commande de vitesse 30 commande la fréquence de l'oscillateur 31 qui délivre, de préférence, les tensions triphasées A, $B et C, bien qu'on puisse utiliser un nombre quelconque de phases au-dessus de deux. Les trois phases sont typiquement séparées par des angles de 120 degrés électriques dans le temps, et les circuits et les enroulements 111, 112 et 1 13 (fig. 3B) sont typiquement connectés en étoile , c'est-à-dire en Y.
L'oscillateur 31 délivre un courant alternatif d'amplitude constante et de forme sensiblement sinusoïdale sur un intervalle de fréquences allant d'une fréquence nulle ou correspondant à l'arrêt du véhicule à une audiofréquence faible de l'ordre de 80 hertz à vitesse élevée.
Lorsque le système est en fonctionnement à l'arrêt et à fréquence nulle, chaque phase de l'oscillateur est nécessaire pour produire un signal de sortie permettant d'actionner le circuit de réaction de façon à fournir le flux magnétique de suspension dans l'entrefer moteur-rail. On doit comprendre cependant que le système peut être actionné à l'arrêt à toute fréquence pourvu qu'au moins un des enroulements triphasés soit déconnecté, de telle façon que le champ mobile nécessaire à la propulsion ne s'établisse pas, et qu'au moins un des circuits triphasés soit en fonctionnement pour actionner le circuit de réaction de façon à créer le flux de suspension.
L'oscillateur 31 peut être constitué de trois potentiomètres générateurs d'ondes sinusoïdales entraînés mécaniquement de manière à créer les fréquences relativement basses, la rotation des potentiomètres s'effectuant à la main pendant les essais ou à raide d'un moteur à vitesse variable démultiplié pendant une utilisation de transport à vitesse relativement faible. Dans ce cas, le dispositif de commande de vitesse 30 est un arbre rotatif, entraîné à la main ou par un moteur, auquel trois curseurs de potentiomètres sont fixés, qui sont espacés angulairement les uns des autres de 120 degrés électriques. Les potentiomètres ont une configuration circulaire qui convient à la rotation complète et répétée des curseurs.
Les potentiomètres sont de préférence bobinés de manière à fournir des variations de tension sinusoïdales lorsque les curseurs tournent, la sortie triphasée apparaissant lorsqu'on applique une source de courant continu aux bornes des potentiomètres connectés électriquement en parallèle.
Les signaux de sortie triphasée de l'oscillateur 31, c'est-à-dire les tensions déphasées A, B et C, sont respectivement appliqués aux entrées X des multiplicateurs 120, 121 et 122, les tensions racine carrée mentionnées ci-dessus provenant du circuit racine carrée 24" étant appliquées à leurs entrées Y .
Le signal de sortie multiplié résultant de chacun de ces multiplicateurs est une tension sinusoïdale dont l'amplitude est représentée par le produit K1 o$M de l'équation.
Les signaux de sortie des multiplicateurs 120, 121 et 122 sont respectivement appliqués aux entrées X des multiplicateurs 135, 136 et 137, le signal proportionnel à la longueur de l'entrefer mentionné ci-dessus provenant du transducteur 22' étant appliqué à leurs entrées Y . Le signal de sortie multiplié résultant de ces multiplicateurs est une tension sinusoïdale dont l'amplitude est représentée par le produit K1 E/ M au de l'équation. Cette tension est la composante résistive ou non réactive de la tension E de commande de réaction de l'équation (SA).
On doit comprendre que chacun des multiplicateurs 120, 121,
122 et 135, 136 et 137 donne le produit de ses entrées X et Y qu'il y ait ou non propulsion, c'est-à-dire que les tensions A,
B et $C varient sinusoidalement ou soient gelées à des valeurs instantanées à l'arrêt. Une commande commune s'exerce donc sur les signaux de commande, et la suspension est maintenue aussi bien à l'arrêt que pendant la propulsion.
On doit également comprendre que les multiplicateurs 120 à
122 et 135 à 137 ne sont pas influencés par la fréquence des signaux d'entrée qui leur sont appliqués puisque les circuits sont parcourus par un courant pratiquement continu. La fréquence variable des signaux d'entrée X des multiplicateurs n'exerce en effet aucun effet sur l'amplitude de leurs signaux de sortie, et on peut faire varier la fréquence en fonction de la commande de vitesse du véhicule sans affecter la commande de tension de réaction nécessaire pour maintenir la suspension.
L'impédance des enroulements du moteur augmente cependant avec la fréquence, comme cela a été discuté ci-dessus, et il est donc nécessaire d'augmenter la tension E de réaction pour que le courant d'alimentation du moteur ait une intensité qui convient pour maintenir constant le flux de suspension à toutes les vitesses du moteur. Cette augmentation de la tension E de commande en fonction de la fréquence de propulsion et de la vitesse est obtenue par des différentiateurs 143 à 145 qui sont connectés en parallèle sur leurs multiplicateurs associés 135 à 137, c'est-à-dire que les différentiateurs reçoivent également les signaux d'entrée X de leurs multiplicateurs respectifs et délivrent en sortie des signaux allant aux entrées des amplificateurs multiplicateurs, comme cela apparaîtra de façon plus complète dans la description des circuits détaillés de la fig. 3B.
Chacun des différentiateurs 143 à 145 ne fournit qu'un circuit de courant alternatif et un signal de sortie qui est une dérivée première du signal d'entrée sur un intervalle de fréquence déterminé par les valeurs de ses résistances et ses capacités. Dans le cas des différentiateurs 143 à 145, leurs tensions de sortie, représentées par la composante de tension réactive K1 Fh( M K2f de l'équation (SA), augmenteront avec la fréquence de zéro à 700 hertz environ, en présentant une valeur nulle à la fréquence nulle.
La fonction de diminution de la tension que présentent les différentiateurs pour compenser l'augmentation de l'impédance du moteur avec la fréquence de propulsion. n'affecte pas le fonctionnement des multiplicateurs qui travaillent à des tensions ne variant seulement qu'en fonction de la suspension, de telles variations se trouvant complètement à l'intérieur de l'intervalle de réponse dynamique des multiplicateurs. D'un autre côté, on peut prévoir pour les différentiateurs un intervalle de réponse dynamique convenant parfaitement pour permettre les importantes augmentations de tension imposées par les variations de la vitesse du véhicule.
Les signaux de sortie respectifs des multiplicateurs et des diffé rentiateurs K1 X/M AR et K1 F, M K2f pour chacune des phases A, $B et C sont additionnés selon les conditions de l'équation (9A) et délivrés à l'alimentation stabilisée 38' qui est constituée de trois amplificateurs de puissance de niveau élevé recevant respectivement les signaux d'entrée des phases A, B et C. Ces amplificateurs sont, de préférence. de la classe D.
par exemple du type MCB-1002 disponible dans le commerce chez TRW Semiconductors. Inc., Lawndale. California , ou du type commutation par impulsions de largeur variable qui utilise des redresseurs au silicium au lieu de transistors de puissance, comme le Model Y-400642 disponible dans le commerce chez Gates
Learjet Corporation, Irvine, California .
Les amplificateurs 108 à 110 délivrent respectivement leurs signaux de sortie aux enroulements de phase 111 à 113, fig. 3B.
L'alimentation latérale de ces amplificateurs comprend une source triphasée 39', ayant des connexions 39" par un troisième rail avec l'alimentation stabilisée 38'.
Si on se reporte maintenant aux fig. 3A et 3B des circuits détaillés du circuit de commande de suspension et de propulsion de la fig. 2, et d'abord, plus particulièrement, à la fig. 3A,
I'accéléromètre 20, comme précédemment, est pourvu de la masse 40 relativement grande et est raccordé au réseau d'adaptation d'impédance 44, 45 et à l'amplificateur 41 du réseau compensateur 21'. Un préamplificateur ou un amplificateur à un seul étage 150 est disposé entre le réseau d'entrée 44, 45 et l'amplificateur 41 et comporte une résistance 151 supplémentaire qui fournit un circuit de courant de polarisation d'entrée pour l'amplificateur 41.
La capacité 48 limite l'amplitude du signal de basse fréquence provenant de l'accéléromètre au moyen d'un circuit éliminateur dont le seuil se trouve à 0,13 hertz. Ceci supprime le bruit de l'accéléromètre aux basses fréquences. Une résistance 49, raccordée en série avec la capacité 48 et une résistance 50, permet de régler le gain du canal accélérométre, tel qu'il est donné par l'amplificateur 42, à 12 environ, avec une fréquence de cutt-off inférieure de 0,3 hertz environ.
Les résistances 152', 153', 53' et 50' règlent le gain du canal accéléromètre, tel qu'il est donné par l'amplificateur 43 à 7 environ avec une fréquence de cutt-off supérieure de 1,7 hertz environ, ce gain étant principalement réglé par les résistances 50' et 53'.
Le réseau résistance-capacité comprend des résistances 152 et 153, et les capacités 155, 156 et 154 donnent un gain d'accéléromètre constant de 7,4 environ (17,4 dB) sur l'intervalle de fréquences de 0,3 à 3,0 hertz. Cette valeur de la réaction d'accélération d'inertie donne au véhicule une masse apparente de 7,4 fois sa masse réelle sur cet intervalle de fréquences.
La capacité 55 se comporte comme un intégrateur partiel pour le signal de réaction d'accélération de manière à fournir la réaction de quasi-vitesse prise en valeur efficace sur l'intervalle des fréquences allant environ de 10 herts à 4 hertz. Le réseau 21' de compensation de fréquences opère une correction de gain du second ordre de 10 dB environ de réaction pour le réseau de réaction global sur un intervalle de fréquences allant de 0,13 hertz environ à 5 hertz environ, car, sinon, la réaction fournie par le réseau 23' compensateur de fréquences dominerait dans l'intervalle de fréquences allant de zéro à 4 hertz environ.
Les valeurs prises par le gain de la boucle du canal accéléromètre en fonction de la fréquence apparaîtront mieux sur le graphique de la fig. 5, qui va être décrit ultérieurement.
Un détecteur 22' de position qui peut être du type courants de Foucault, comme, par exemple, celui disponible chez Kaman
Science Corporation sous le N" KD-2300-10C, est employé pour donner le potentiel positif par rapport à la masse. Ce détecteur à courants de Foucault peut être utilisé dans l'agencement du circuit des fig. 2 et 3A au lieu du transducteur de position 22 employé présentement. Avec l'utilisation du détecteur 22', la longueur de l'entrefer peut être de l'ordre de 5 cm, la valeur normale de l'entrefer étant, dans un tel cas, de 2,5 cm.
Dans le réseau 23' de compensation de fréquences, une borne 3 de l'amplificateur 61 est mise à la masse, et une borne 2 reçoit la tension de sortie de position du transducteur 22' et est ramenée à la masse par une résistance 62 connectée en série avec un potentiomètre 161 de réglage d'entrefer représentant une polarité appropriée pour fournir une tension négative entre son curseur Ws et la masse. La résistance 62' et le potentiomètre 161 fournissent le circuit des courants de polarisation d'entrée de l'amplificateur 61, et le curseur Ws est préréglé en fonction de l'entrefer de travail voulu.
En réponse au réglage du curseur Ws à la position choisie, le véhicule V cherche une position d'entrefer moteur-rail dans laquelle la différence des tensions à la borne 2 de l'amplificateur 61 fournit la réaction nécessaire pour suspendre le véhicule V avec l'entrefer choisi.
Si l'on se reporte maintenant au réseau 23' de compensation de fréquences, l'intégration de l'écart ainsi donné est effectuée par l'action de sa capacité d'intégration 65, fig. 3A. Tout signal d'écart du transducteur 22' qui diffère du signal de référence relatif au curseur Ws entraîne une lente variation de tension aux bornes de la capacité 65.
Si l'on suppose, par exemple, que la charge imposée au véhicule V augmente de 50%, ceci demande que le signal de sortie de l'amplificateur 43 passe de la valeur mentionnée ci-dessus -4 volts (équivalente à 1 g) -6 volts. Le gain en courant continu du transducteur d'écart 22' à la sortie de l'amplificateur 43 est approximativement égal à 155, valeur qu'on obtient de la manière indiquée ci-dessous:
Amplificateur 43 Amplificateur 42 Amplificateur 61
50' 50 64+66 (Eléments de circuit) x 50 64+66
152+ 153 + 53 circuit) 152+153+53 66' 62 ou 2xl0 > 2 > < l0 3,963 < 106
(Valeurs des résistances) x 3 X 3 < 2.2x x 1,5 1,53 < 100 = 155 environ.
Une fois que le courant ne circule plus dans la capacité d'intégration 65, on a une erreur d'écart résultante de:
4(6)=0,0l29 volt à la borne 2 de l'amplificateur 61.
ISS =0,0129 volt à la borne 2 de l'amplificateur 61.
Puisqu'on a supposé que 20 volts au niveau du transducteur 22' correspondent à 2,5 cm, alors:
2,5 cm 3 < 0,0129 volt
= 0,0015 cm = 15 micromètres d'erreur
20 volts pour une augmentation de charge de 50%.
Ces 15 micromètres d'erreur donnent une valeur nulle à l'intégration du fait que, pour zéro, la résistance 66 est shuntée aux bornes de la capacité d'intégration 65. On considère que cette erreur a un effet négligeable sur le fonctionnement du système de réaction et, en pratique, elle peut être ignorée.
Selon un autre agencement, on peut maintenir l'entrefer constant sans qu'il subisse de variations de charge en appliquant à la sortie de l'amplificateur 43 une tension de compensation de charge qui est proportionnelle aux variations de la charge du véhicule. Cette tension de compensation de charge peut être produite par un transducteur de type bien connu, comme, par exemple, quand le type connu est utilisé dans la technique de la mise à l'échelle électronique.
Un tel transducteur doit être disposé, par exemple, entre la masse du véhicule chargé et ses moteurs de support, de manière à mesurer la variation de charge, son signal de sortie devant être mis en parallèle avec le signal de sortie de l'amplificateur 43 pour compenser, de cette façon, toute erreur d'écartement d'entrefer due à des variations de charge semblables à celles qui se produisaient avec l'erreur de 15 micromètres mentionnée ci-dessus. Une telle compensation de charge maintiendrait un entrefer pratiquement constant sans qu'il supporte de variations de charge, d'accumulations, etc.
Le réseau d'entrée RC 58 à 60 fournit efficacement la réaction de vitesse (dérivation des écarts) sur l'intervalle de fréquences allant de 1,3 à 4 ou 5 hertz environ, comme on peut le voir sur la fig. 5 où l'on note une courbe 180 entre des points 181 et 182.
La courbe 180 représente la réponse du système lorsque les éléments de circuit des canaux d'accélération et d'écart de la fig. 3A ont les valeurs particulières mentionnées ci-dessus. On doit noter, en outre, que le niveau de la réaction d'écart, en dB, augmente rapidement lorsque la fréquence diminue au-dessous de 1,3 hertz vers zéro, c'est-à-dire vers l'état en courant continu, ceci étant commandé par le réseau RC 64 à 66 dans le circuit de réaction de l'amplificateur 61 qui augmente le gain d'amplification lorsque la fréquence diminue.
On peut régler les réponses relatives de fréquences des canaux accélération et écart en réglant les réseaux 21' et 23' de compensation de fréquences pour qu'ils donnent toute caractéristique dynamique verticale voulue. Ainsi, en changeant les réglages de gain obtenu par réglage des valeurs des éléments de circuit 58, 59, 64, 65 et 66, on peut utiliser divers rapports de réaction d'écart et de déplacement, selon la raideur voulue de la montée par rapport au rail.
En plus de la courbe 180 mentionnée ci-dessus de la fig. 5, qui représente l'utilisation d'une valeur nominale de la réaction de position, une courbe 183 représente une valeur relativement grande de réaction de position, et une courbe 184 correspond au cas d'une faible valeur de la réaction de position qu'on pourrait utiliser avec un grand véhicule à vitesse élevée fonctionnant avec un entrefer de 2,5 cm environ sur un rail relativement inégal.
La courbe 185-186-187 de la fig. 5 décrit la réponse en boucle ouverte par le canal accélération, celle-ci étant constante pour les trois exemples décrits 180, 183 et 184 de réaction de position.
On peut noter que le gain de la boucle d'accélération de 7,4 (17,4 dB) est constant sur la partie plate 186 de courbe qui couvre l'intervalle de fréquence allant de 0,3 à 3,0 hertz. Cette valeur de la réaction d'accélération d'inertie donne au véhicule V une masse apparente qui est 7,4 fois sa masse réelle sur l'intervalle de fréquences indiqué. On note aussi, comme précédemment, que le circuit éliminateur du canal d'accélération dans la partie 185 de courbe commence approximativement à 0,13 hertz. En dirigeant la tension sur la partie 187 de la réponse du canal d'accélération, on remarque que la réaction de vitesse donnée par ce canal couvre l'intervalle de fréquences allant environ de 5 à 12 hertz.
Les courbes de la fig. 6 représentent la déviation prise par un entrefer moyen préétabli en fonction du temps lorsque la variation de charge est due à une force verticale extérieure égale à un dixième du poids du véhicule, une telle charge s'exerçant continûment comme, par exemple, du fait d'une rafale de vent ou d'une variation du nombre des passagers embarqués, comme cela a été mentionné ci-dessus. Les courbes 190, 193 et 194 correspondent respectivement aux courbes 180, 183 et 184 de la fig. 5 en ce qu'elles représentent les réponses qu'on peut obtenir à partir des mêmes valeurs de la réaction d'écart relatif.
Comme cela apparaît sur la fig. 6, l'écart le plus petit correspond à la valeur de la réaction de position la plus grande, ceci étant illustré par les courbes 193 et 194 qui montrent respectivement une raideur plus grande et plus petite que pour la courbe 190 de réaction normale. Le temps de retour de la réaction normale est le temps
le plus petit parmi les trois exemples décrits. Cependant,
la courbe 193 représente le retour graduel voulu à l'entrefer
moyen tandis que les courbes 190 et 194 qui autorisent des
déviations plus élevées avant correction présentent des vitesses de
retour à l'entrefer moyen plus élevées, c'est-à-dire des pentes de
retour plus escarpées.
La fig. 7 montre la capacité du véhicule V à suivre un rail
qui présente une soudaine variation du rayon de courbure vers
le haut correspondant à la soudaine variation d'accélération vers s le haut des trois exemples de gain de réaction de position.
Les courbes 200, 203 et 204 correspondent respectivement aux
trois valeurs d'écarts relatifs décrits sur les fig. 5 et 6.
La courbe 204 à gain minimal indique que l'entrefer peut aug
menter de 1,5 cm au-delà de la valeur nominale, 0,4 seconde
après que la déviation s'est produite. La vitesse de déviation est
nulle de sorte que raccélération de la voiture est la même que
l'accélération du rail vers le haut. Cet important mouvement
brusque du rail est réduit par la suspension magnétique à:
0,1/0,4=0,25 g/s.
A 0,8 seconde, la voiture est accélérée vers le haut à 0,09 g et
reste entre 0,1 g et 0,01 g. La courbe 200 montre que l'accéléra
tion verticale du véhicule est la même que l'accélération rail
véhicule après 0,1 seconde, et la courbe 203 à gain élevé entraîne
une accélération verticale du véhicule correspondant à l'accéléra-
tion rail-véhicule après seulement 0,05 seconde.
Si on se reporte maintenant à la fig. 3B, on peut voir que
le dispositif de commande 30 de vitesse comprend un potentio
mètre 210 destiné à fournir une tension d'entrée variable à
l'oscillateur triphasé 31 à fréquence variable commandé en
tension. Un commutateur 212 monopolaire à trois directions
connecte sélectivement un potentiomètre 210 aux bornes d'une
alimentation 211 à courant continu ayant une prise centrale à
la masse, de sorte que l'oscillateur est à la masse lorsque
le commutateur est en position de mise à la masse, comme c'est
indiqué, et délivre sélectivement un potentiel positif ou négatif par
rapport à la masse en fonction du réglage du commutateur à ses
positions de polarité positive ou négative.
Les multiplicateurs 120-122 sont identiques et, comme on peut
le voir en se reportant aux circuits détaillés du multiplicateur 120,
chacun consiste en un circuit intégré 25" et un amplificateur 89'.
Les multiplicateurs 135-137 sont également identiques et, comme
on peut le voir en se reportant au circuit détaillé du multiplica
teur 135, chacun est constitué d'un circuit intégré 25"' et d'un
amplificateur 89".
Les différentiateurs 143-145 transmettent leurs signaux de
sortie aux amplificateurs des multiplicateurs 135-137 respective
ment associés.
Les amplificateurs de puissance 108 à 110 sont d'un type
convenant au but visé, par exemple des amplificateurs de Classe D.
La connexion 39" avec l'alimentation est constituée par un
pantographe 215 en contact glissant avec un troisième rail 216,
étant entendu qu'il y a trois de ces systèmes pantographe-rail,
un pour chacune des trois phases A, $B et $C respectivement
délivrées par les amplificateurs 108 à 110.
Les dimensions du moteur du véhicule V peuvent varier sur
un grand intervalle, une longueur type étant de 3 à 15 mètres et
une largeur type du moteur et du rail étant de l'ordre de
7,5 centimètres. Quatre de ces moteurs, d'un poids type de
2500 kilogrammes peuvent soutenir, lorsqu'ils sont excités, un
véhicule d'une masse de 35000 kilogrammes environ. Lorsque
les moteurs travaillent en suspension seulement, le véhicule étant
au repos avec un entrefer de 2,5 centimètres, la consommation de
puissance est de 40 kilowatts et la puissance en kilovolts
ampères a la même valeur. Lorsque le moteur fournit une force
propulsive et que la vitesse augmente avec la fréquence, la puis
sance en kilovolts-ampères augmente à un rythme plus élevé que
ne le font les pertes de puissance.
Les moteurs à rendement élevé ont une résistance d'enroulement faible et une inductance élevée. D'autre part, les- moteurs demandent des fréquences élevées aux vitesses élevées, ce qui nécessite une augmentation proportionnelle de la tension aux bornes du moteur pour compenser l'augmentation de l'impédance du moteur avec la fréquence.
Le réseau RC de chacun des différentiateurs 143 à 145, c'est-à-dire une capacité 83' de 1 microfarad et une résistance 90' de 220 ohms, fournit une tension augmentant avec la fréquence, et la tension aux bornes de la capacité est égale à la tension aux bornes de la résistance lorsque la fréquence atteint 700 hertz.
Un moteur à réluctance possède par exemple une distance de portée et d'encoche de 81,5 cm et se déplace de 163 cm par cycle, soit environ 480 km/h pour une fréquence de 80 hertz environ.
(Voir fig. 4A.)
Il doit être maintenant évident que dans le dispositif de commande par réaction décrit la tension aux bornes d'un moteur électrique linéaire, sous commande de détecteurs de position et d'inertie, est amenée à produire une force attractive par rapport à une pièce associée suffisante pour maintenir ce dernier en suspension.
Il doit également être évident que la force attractive créée par un champ de forces magnétiques varie en raison du carré de l'intensité du courant du moteur et en raison inverse de la longueur de l'entrefer séparant matériellement le moteur de la pièce vers laquelle il est attiré par le champ de forces. Il doit, de plus, être évident que, alors que cette relation force-intensité du courant-espace est non linéaire, la présente invention fournit un dispositif dans lequel des éléments du circuit servent à effectuer des racines carrées, des multiplications et des additions qui rendent la tension linéaire par rapport à la force de manière à stabiliser la réponse sur un grand intervalle de longueurs d'entrefer et de fréquences de réaction.
Il doit maintenant être tout à fait évident, en outre, que le système de commande par réaction décrit ci-dessus est bien adapté à commander le flux magnétique d'un moteur électrique linéaire de manière à maintenir la suspension du moteur et sa charge suivant une relation spatiale commandée par rapport à son rail de support, tout en produisant également des alternances du flux de suspension à des fréquences commandées en fonction des vitesses propulsives linéaires voulues du véhicule, y compris une fréquence nulle à l'arrêt, sans que soient dépassées les caractéristiques de réponse dynamique des éléments de circuit de réaction.
Si l'on se reporte en particulier à la fig. 4A. on doit noter que la relation linéaire vitesse-fréquence d'un moteur synchrone à réluctance actionné suivant les principes de réaction décrits pour accélérer, continuer à faire avancer grâce à l'inertie, et décélérer, correspond à une ligne droite unique passant par zéro. D'autre part, dans le cas d'un moteur à induction comme celui décrit sur la fig. 4B, les fonctions d'accélération, de poursuite de l'avance par inertie, et de décélération sont représentées par des lignes droites parallèles distinctes, soit respectivement (I), (II), (III), dont seule la ligne de poursuite de l'avance représentant un glissement presque nul passe approximativement par le point de fréquence nulle et de vitesse nulle.
Une certaine fréquence différente de zéro est nécessaire pour accélérer et décélérer à l'arrêt et aux faibles vitesses.