Die Erfindung bezieht sich auf einen Indikator für Widerstandsänderungen, bestehend aus mindestens einem Änderungen von physikalischen Grössen in Widerstandsänderungen umsetzenden Geber, mindestens einem mit diesem Geber verbundenen Schwellwertverstärker sowie mindestens einer dem Schwellwertverstärker nachgeschalteten Alarmeinrichtung.
Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf eine Verwendung des Indikators zur Überwachung von physikalischen Grössen, die sich in Form von Widerstandsänderungen an den Klemmen eines auf die genannten Grössen ansprechenden Gebers detektieren lassen.
Zur Überwachung von physikalischen Grössen, z. B.
Füllstand eines Behälters, Vorhandensein von Brandgasen oder Rauch, Nebel etc., sind eine Reihe von Einrichtungen bekannt geworden. Anhand eines sogenannten Feuerwarngerätes, wie es beispielsweise in der CH-PS 437 056 beschrieben ist, wird nachstehend das derartigen Einrichtungen zugrunde liegende Prinzip erläutert:
An den Eingang eines Schwellwertverstärkers ist eine Ionisationskammer angeschlossen, welche mit der zu überwachenden Atmosphäre in Verbindung steht. Der Ausgang des Schwellwertverstärkers ist mit einer Alarmeinrichtung verbunden. Ändert sich das Ionisationsvermögen beispielsweise durch Anwesenheit von sichtbaren oder unsichtbaren Verbrennungsprodukten, so äussert sich dies in einer Änderung des elektrischen Widerstandes zwischen den beiden Klemmen der Ionisationskammer.
Diese Widerstandsänderung hat wiederum das Ansprechen des Schwellwertverstärkers zur Folge, der dann die Alarmeinrichtung auslöst.
Nachteilig an diesen Einrichtungen ist, dass sie eine geringe Ansprechempfindlichkeit aufweisen, so dass beispielsweise im Falle von Feuerwarngeräten Schwellbrände nicht immer rechtzeitig erfasst werden können. Das Erhöhen der Ansprechempfindlichkeit ist meist nicht möglich, da derartige Massnahmen die Gefahr eines Fehlalarmes erheblich vergrössern.
Ein weiterer Nachteil der bekannten Geräte ist darin zu sehen, dass sie - wenn überhaupt - mit sehr aufwendigen, meist getrennt bedienbaren Überwachungseinrichtung versehen sind.
So wird beispielsweise in dem Fall des oben genannten Feuerwarngeräts die Funktionstüchtigkeit des Gerätes dadurch überprüft, dass in dem zu überwachenden Raum ein Brandversuch durchgeführt wird.
Bei einem anderen aus der CH-PS 468 683 bekannten Feuerwarngerät, das ebenfalls mit einer Einrichtung zur Überprüfung seiner Funktionstüchtigkeit versehen ist, wird mittels eines separaten Schalters ein Rückkopplungsvorgang eingeleitet, welcher zwischen den Eingangsklemmen des Schwellwertverstärkers eine Widerstand- oder Stromänderung hervorruft, der den Schwellwertverstärker durchsteuert, welcher seinerseits eine nachgeschaltete Alarmeinrichtung betätigt. Durch einen weiteren Schalter wird dieser Probealarm wieder beendet, das Feuerwarngerät ist wieder funktionsbereit.
Während sich diese bekannte Einrichtung zur Überprüfung der Funktionsbereitschaft mit relativ einfachen Mitteln realisieren lässt, haftet ihr doch der schwerwiegende Nachteil an, dass erst durch eine gewollte Einwirkung von aussen Fehler erkennbar werden.
Demgegenüber ist es Aufgabe der Erfindung, einen Indikator für Widerstandänderungen zu schaffen, der die oben geschilderten Nachteile nicht aufweist, der sich ohne Einwirkung von aussen ständig auf seine Funktionsbereitschaft hin überprüft und sich gleichzeitig durch einfachen Aufbau, hohe Ansprechempfindlichkeit und Zuverlässigkeit auszeichnet.
Diese Aufgabe wird bei einem Indiaktor der eingangs aufgeführten Gattung erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass zur selbsttätigen Überwachung des Indikators eine vom Ausgang des Schwellwertverstärkers auf dessen Eingang wirkende Rückkopplungsanordnung und eine dem Schwellwertverstärker nachgeschaltete Auswertevorrichtung zur Alarmgabe vorgesehen ist.
Erfindungsgemäss sind derartige Indikatoren zur Überwachung von physikalischen Grössen verwendet, die sich in Form von Widerstandsänderungen zwischen den Klemmen eines auf die genannten Grössen ansprechenden Gebers detektieren lassen.
Eine bevorzugte Verwendung des Indikators nach der Erfindung erfolgt in Feuerwarngeräten bzw. Ionisationsmeldern, bei denen der Geber eine Ionisationskammer ist.
Eine weitere bevorzugte Verwendung finden erfindungsgemässe Indikatoren in Einrichtungen zur Überwachung von Füllständen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert.
In den Zeichnungen zeigt
Fig. 1 eine zum Stand der Technik zählende Schaltungsanordnung eines Feuerwarngeräts,
Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Indikators nach der Erfindung,
Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines Indikators unter Verwendung einer integrierten Schaltung,
Fig. 4 ein drittes Ausführungsbeispiel eines Indikators nach der Erfindung als Variante zu den in den Figuren 2 und 3 dargestellen Anordnungen,
Fig. 5 eine Zusammenschaltung von mehreren parallel geschalteten, sich gegenseitig und selbsttätig überwachenden Einzelindikatoren,
Fig. 6 eine Zusammenschaltung von mehreren in Serie geschalteten, sich gegenseitig und selbsttätig überwachenden Einzelindikatoren,
Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel einer Auswerteeinrichtung,
Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel eines Indikators nach der Erfindung zur Überwachung von Füllständen,
Fig. 9 eine Abwandlung der in Fig.
8 dargestellten Indikatoranordnung,
Fig. 10 eine weitere Abwandlung eines Indikators nach der Erfindung zur Überwachung von Temperaturen.
In Fig. 1 ist ein herkömmlicher Indikator für Widerstands änderungen, ein sogenannter Ionisationsmelder beispielsweise dargestellt. Er besteht aus einem Änderungen der zu überwachenden der physikalischen Grössen in Widerstandsänderungen zwischen seinen Klemmen umsetzenden Geber 1, einem Schwellwertverstärker Vs und einer Alarmeinrichtung A. Der Geber ist beispielsweise eine Ionisationkammer. Diese besteht aus einer radioaktiven Strahlenquelle 2, z.B. eine Americium241- oder eine Cäsium-137-Quelle, geringer Dosisleistung.
Diese Quelle ist auf einer gleichzeitig als Elektrode 3 dienenden Trägerplatte angeordnet. Dem Strahler gegenüber ist eine Elektrode 4 vorgesehen. Beide Elektroden bilden die Klemmen des Gebers 1.
Der Schwellwertverstärker Vs ist zweistufig aufgebaut. Er weist einen als Source-Stufe geschalteten Metalloxid-Feldeffekt-Transistor 5, im folgenden MOS-FET geannnt, mit Gate Ableitwiderstand 6, Drain-Widerstand 7 und Source-Widerstand 8 auf. Die Basis des nachfolgenden Transistors 9 ist galvanisch mit dem Drain-Anschluss des MOS-FET 5 verbun den. Im Kollektorkreis des Transistors 9 liegt ein Relais 10, dessen Spule von einer Freilaufdiode 11 überbrückt ist. Das
Relais 10 weist einen Umschaltkontakt 12 auf. Mittels dieses
Kontakts kann eine Alarmeinrichtung A, in diesem Fall ein
Glühlampenpaar 13, 14, eingeschaltet werden.
Die Wirkungsweise des oben beschriebenen Ionisationsmelders geht aus folgendem hervor:
Nach Anlegen der Betriebsspannung Ug wandern - bedingt durch durch die Ionisation - Elektroden zur Elektrode 4, die Ionen zur Elektrode 3. Es fliesst ein Strom, welcher einen Spannungsabfall über dem Gate-Widerstand 6 zur Folge hat.
Ist der Spannungsabfall an diesem Widerstand 6 genügend gross, so wird der MOSFET durchgesteuert, wodurch wiederum der Transistor 9 ebenfalls durchgesteuert wird. Als Folge davon zieht Relais 10 an und betätigt den Umschaltkontakt 12.
Lampe 13 leuchtet auf.
Ändert sich die Ionisation in der Ionisationskammer, beispielsweise durch Brandgase oder Rauchpartikel, so vermindert sich der Stromfluss durch die Ionisationskammer 1 bzw. durch den Gate-Widerstand 6. Unterhalb einer bestimmten Spannung über dem Gate-Widerstand sperrt der MOSFET 5, das Relais 10 fällt ab und legt die Lampe 14 an die Betriebsspannung UB.
Eine Verschlechterung des Isolationswiderstandes in dem Geber 1, der Ionisationkammer, oder ein Defekt der Transistoren 5 und/oder 9 tritt beim Normalbetrieb eines solchen Ionisationsmelders nicht in Erscheinung und kann in der Regel erst beim Brandversuch festgestellt werden. Andererseits kann durch Veränderung der elektrischen Parameter der Schaltung ein Fehlalarm ausgelöst werden.
Um diesen Mangel zu beheben, wird die in Fig. 1 dargestellte Schaltung durch Mittel zur selbsttätigen Überwachung in Form einer Rückkopplungsschaltung erweitert. Dies ist in der Schaltungsanordnung der Fig. 2 beispielsweise dargestellt. In den Figuren 1 und 2 sind gleiche Teile mit denselben Bezugszeichen versehen.
Gegenüber der Anordnung der Fig. 1 unterscheidet sich die in Fig. 2 dargestellte Indikatoranordnung durch eine aus einem RC-Glied, Widerstand 15 und Kondensator 16, bestehende Rückkopplung vom Ausgang des Schwellwertverstärkers auf den Eingang desselben. Diese Rückkopplungwird durch das Relais 10 bewirkt, dessen Schaltkontakte bei Erregung den Widerstand 15 des RC-Gliedes an Massenpotential oder an eine gegenüber der Betriebsspannung noch negativere Spannung U legen. Im nicht erregten Zustand ist der genannte Widerstand über den Schaltkontakt 12 an Ug gelegt.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 geht aus folgendem hervor:
Beim Anlegen der Betriebsspannung Ug steigt die Spannung am Kondensator 16 und damit auch an den Klemmen des Gebers 1 nach dem Exponentialgesetz an. Die Anstiegsgeschwindigkeit ist durch das RC-Glied 15, 16 definiert. Dieser Spannungsanstieg dauert solange an, bis die Gate-Spannung am MOSFET ausreicht, diesen durchzusteuern. Als Folge davon steuert auch Transistor 9 durch, das Relais 10 zieht an.
Der Schaltkontakt 12 des Relais 10 legt das schalterseitige Ende des Widerstandes 15 an Masse oder an die genannte negative Spannung U-, wodurch der Kondensator 16 über diesen Widerstand entladen wird Unterschreitet die Spannung an den Platten dieses Kondensators einen bestimmten Wert, fällt das Relais 10 wieder ab, der Aufladevorgang des Kondensators beginnt von neuem. Am Kollektor des Transistors 9 entsteht eine annähernd rechteckförmige Spannung mit einer Amplitude von annähernd UB. Die Frequenz dieser Spannung wird im wesentlichen von der Zeitkonstante des aus dem Widerstand 15 und Kondensator 16 bestehenden RC-Gliedes bestimmt.
Diese zwischen Kollektor des Transistors 9 und Masse oder UB abgreifbare Spannung U9 gibt in eindeutiger Weise Aufschluss über die Funktionstüchtigkeit des Indikators und über Veränderungen des Ionisationsvermögens innerhalb der Ionisationskammer 1.
Es können im wesentlichen vier unterschiedliche Zustände des Indikators auftreten: a) Die Ausgangsspannung U9 hat eine Amplitude von annähernd UB, ihre Frequenz entspricht dem durch das RC Glied bestimmten Sollwert , b) die Frequenz der Ausgangsspannung Ug weicht von diesem Sollwert ab, c) die Ausgangsspannung Ug ist keine Wechselspannung mehr, ihre Amplitude beträgt annähernd UB, d) die Amplitude der Ausgangsspannung Ug ist auf annähernd die Restspannung des Transistors 9 gesunken, es sind keine Schwingungen mehr feststellbar.
Im Fall a) ist der Indiaktor funktionsbereit, das Ionisationsvermögen in der Ionisationskammer 1 hat sich praktisch nicht verändert.
Im Fall b) ist die Funktionsbereitschaft des Indikators nicht mehr zu 100 Prozent gegeben. Es haben sich aktive oder passive Komponenten des Indikators, seine Versorgungsspannung Un oder andere Grössen verändert, die eine Überprüfung notwendig machen.
Im Fall c) ist der Indikator defekt.
Im Fall d) ist der Transistor 9 durchgesteuert: Brandgase oder Rauchteilchen in der Ionisationskammer haben den Indikator zum Ansprechen gebracht.
Zur Unterscheidung der geschilderten vier Betriebszustände der Indikators kann neben der Kollektorspannung des Transistors 9 auch die Spannung U16 zwischen den Platten des Kondensators 16 herangezogen werden. Auch diese Spannung U16 ist eine Wechselspannung mit einer durch das RC-Glied 15, 16 definierten Frequenz, jedoch kleinerer Amplitude als die am Kollektor des Transistors 9 abgreifbare Wechselspannung.
Darüber hinaus vermittelt die genannte Spannung U16 eine weitere, für die Funktionstüchtigkeit und Ansprechempfindlichkeit des Indiaktors chrakteristische Information.
Wie vorstehend erwähnt, ist diese Spannung eine annähernd rechteckförmige Wechselspannung mit durch das RC-Glied 15, 16 definierten Frequenz. Im Gegensatz zur Spannung am Kollektor des Transistors 9 schwankt diese Spannung U16 zwischen folgenden zwei Gleichspannungspegeln U1 und U2:
U1: Ist der Widerstand 15 mit der Versorgungsspannung UB verbunden, so lädt sich der Kondensator 16 über den genannten Widerstand auf, solange, bis die Spannung über dem Gate Widerstand 6 den MOS-FET 5 durchsteuert. Dieser Spannung am Gate entspricht eine bestimmte Spannung über dem Kondensator, da der Widerstand 15, die Ionisationskammer 1 und der Gate-Widerstand eine Spannungsteilerkette zwischen Um und Masse bilden.
U2: Nach dem Durchsteuern des MOS-FET 5 zieht das Relais 10 an und der Widerstand 15 wird mittels Schalter 12 an U gelegt. Die Entladung des Kondensators 16 über den Widerstand 15 dauert so lange an, bis die Spannung am Gate des MOS-FET 5 nicht mehr ausreicht, diesen durchzusteuern.
Im Zeitpunkt des Sperrens dieses MOS-FET liegt eine bestimmte Spannung zwischen den Platten des Kondensators 16.
Diese unterscheidet sich von dem oben definierten Spannungspegel Ul, bedingt durch die Hysteresis des Schwellwertverstärkers, in ganz bestimmter Weise. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist dieser Pegel U2 kleiner als der Pegel U1.
Die beiden Pegel U, und U2 sind ein Mass für die Funktionstüchtigkeit und Ansprechempfindlichkeit des Indikators. Dies geht aus folgendem hervor: Ändert sich aus irgend einem Grunde der Wert des Widerstandes 6, die Betriebsspannung, die Ansprechschwelle des Schwellwertverstärkers oder dergleichen, so wirkt sich dies unmittelbar auf die genannten Pegel aus, da sich dann ebenfalls das Spannungsteilerverhältnis der Spannungsteilerkette 15, 1, 6 ändert. Somit kann neben der Spannung am Kollektor des Transistors 9 auch die Spannung U16 zwischen den Platten des Kondensators 16 auf die noch zu beschreibende Weise weiter verarbeitet werden. Im letztgenannten Fall ist es jedoch zweckmässig, nicht direkt die Spannung U16 einer meist räumlich vom Indikator getrennten Auswerteeinrichtung zuzuführen, sondern einen Impedanzwandler dazwischenzuschalten.
Aus den obigen Darlegungen wird ein weiterer grosser Vorteil des vorgeschlagenen Indikators deutlich: Der Arbeitspunkt des Indikators pendelt sozusagen stets um seinen Bereich grösster Ansprechempfindlichkeit. Änderungen der Dosisleistung der Strahlenquelle oder sonstige, sich nachteilig auf die Ansprechschwelle des Indikators auswirkende Umgebungseinflüsse werden ausgeregelt.
Bedingt durch die genannten Pendelungen, kommt man daher auch mit geringeren Dosisleistungen der Strahlenquelle aus. Dies wiederum ermöglicht es, geringeren Aufwand bei der Abschirmung der Strahlenquelle zu treiben.
Ein mögliches Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Auswertung der ein Mass für die Funktionsbereitschaft des Indikators nach Fig. 2 darstellenden Ausgangsspannungen Ug bzw. U16 ist in Fig. 7 dargestellt.
Diese Auswerteschaltung besteht aus einem Schmitt Trigger 17, dem ein monostabiler Multivibrator 18 nachgeschaltet ist. An den Ausgang des Multivibrators 18 schliesst sich ein Tiefpass, bestehend aus dem Widerstand 19 und dem Kondensator 20 an. Die an den Platten des Kondensators 20 anliegende Spannung U20 kann an einem Spannungsmesser 21 abgelesen werden. Vorzugsweise findet ein Spannungsmesser Verwendung mit durch den Zeiger betätigten, auf der Ableseskala verschiebbaren Schaltkontakten. Über- oder unterschreitet die Spannung U20 definierte Werte, so werden die Kontakte geschlossen und beispielsweise Alarmlampen A oder dergleichen eingeschaltet. Schmitt-Trigger, monostabiler Multivibrator und auch derart aufgebaute Spannungsmesser sind bekannt und werden nicht näher erläutert.
Die Wirkungsweise dieser Schaltungsanordnung geht aus folgendem hervor:
Entspricht die Spannung am Kollektor des Transistors 9 (Fig. 2) bezüglich Amplitude und Frequenz dem Sollwert (Fall a)), so schaltet der Schmitt-Trigger 17 bei jedem Überschreiten eines bestimmten Spannungswertes, der grösser als die Restspannung des Transistors 9 sein soll, durch. An seinem Ausgang entsteht ein L-Signal, welches den monostabilen Multivibrator 18 setzt. Die Eigenzeit des monostabilen Multivibrators 18 soll kleiner sein als die Periodendauer von Ug. Der Tiefpass 20, 19 integriert diese Ausgangsspannung U18. An den Platten des Kondensators 20 bildet sich eine Spannung U20 aus, welche den zeitlichen Mittelwert von U18 proportional ist. Die Anzeige am Instrument 21 ist ein Mass für die Frequenz dieser Spannung U18 und somit auch ein Mass für die Frequenz der Spannung am Kollektor des Transistors 9.
Unter- oder überschreitet die Frequenz dieser Spannung einen einstellbaren Wert, so werden einer der beiden Kontakte am Instrument 21 geschlossen.
Erreicht die Amplitude der Spannung U9 nicht den zum Durchschalten des Schmitt-Triggers 17 erforderlichen Wert, so verbleibt der monostabile Multivibrator 18 im Ruhezustand.
Die Spannung am Kondensator 20 bleibt dann ebenfalls unter einem bestimmten Wert. Auch dann wird mittels der Kontakte des Instruments 21 Alarm ausgelöst.
Ebenso löst ein andauerndes Gesetztsein des monostabilen Multivibrators 18 Alarm aus, wenn die Spannung Ug ständig oberhalb der Schwellspannung am Eingang des Schmitt Triggers 17 bleibt.
Um nun die beiden unter b) und d) geschilderten Zustände des Indikators unterscheiden zu können, d. h. zwischen Störung des Indikators und tatsächlichem Brandausbruch unterscheiden zu können, wird folgendes vorgeschlagen:
An den ersten Eingang eines UND-Gliedes 23 wird unter Zwischenschaltung eines auf einem Widerstand 24 und eines Kondensators 25 bestehenden Tiefpasses wird der Ausgang des Schmitt-Triggers 17 angeschlossen, während der zweite Eingang des UND-Gliedes unter Zwischenschaltung eines weiteren Tiefpasses 26, 27 und eines Inverters 28 an den Q- Ausgang des monostabilen Multivibrators 18 angeschlossen ist.
In einer anderen Variante kann auch der Ausgang des monostabilen Multivibrators 18 unter Zwischenschaltung des Tiefpasses 26', 27' an den genannten zweiten Eingang des UND-Gliedes 23 angeschaltet werden. Der Ausgang des UND Gliedes 23 kann eine weitere Alarmeinrichtung 29 betätigen.
Die beiden Tiefpässe 24, 25 und 26, 26 sind so auszulegen, dass bei Ausgangssignalen des Schmitt-Triggers 17 und des monostabilen Multivibrators 18 die Spannungen an den Eingängen des UND-Gliedes 23 nicht ausreichen, dieses seinen Ausgangszustand ändern zu lassen. Als weitere Variante können zwischen den genannten Tiefpässen 24, 25 und 26, 27 jeweils ein Schmitt-Trigger 29 bzw. 30 geschaltet werden.
In Fig. 3 ist ein zweites Ausführungsbeispiel eines Indikators nach der Erfindung als Variante zu der Schaltungsanordnur gemäss Fig. 2 dargestellt.
In aiesem Ausführungsbeispiel findet eine integrierte Schaltung, bestehend aus einem Metalloxid-Feldeffekt Transistor 31, einem bipolaren Transistor 32 und einem zwischen Drain- bzw. Basis-Anschluss des MOS-FET bzw.
bipolaren Transistors und dessen Emitteranschluss geschaltetem Widerstand 33 Verwendung. Eine derartige integrierte Schaltung ist unter der Bezeichnung TAA 320 (Valvo) auf dem Markt erhältlich. Durch ihre Verwendung gestaltet sich der Aufbau eines Indikators gemäss Fig. 2 besonders einfach, da ihr Ausgangsstrom so gross ist, um ein Relais 34 zu erregen. Auch dieser Indikator ist mit einer Einrichtung zur selbsttätigen Überwachung seiner Funktionsbereitschaft versehen. Diese unterscheidet sich doch von der im Zusammenhang mit der in Fig. 2 beschriebenen Schaltungsanordnung durch eine andersartige Rückkopplung.
Der Gate-Widerstand 15' ist nunmehr über einen durch das Relais 34 betätigbaren Schaltkontakt 35 mit Masse verbunden.
Zwischen Gate-Anschluss des MOS-FET 31 und Masse liegt ein Kondensator 36. Die Ionisationskammer 1 liegt zwischen Gate-Anschluss und der Betriebsspannung UB.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 3 geht aus folgendem hervor:
Kurz nach dem Anlegen der Betriebsspannung Ug ist der MOS-FET 31 durchgesteuert, ebenso der Transistor 32. Das Relais 34 ist erregt. Der als Ruhekontakt ausgebildete Kontakt 35 trennt den Widerstand 15' von Masse. Am Kondensator liegt kurz nach dem Anschalten der Betriebsspannung praktisch die Spannung Null an. Bedingt durch den endlichen Widerstand zwischen den Elektroden 3, 4 der Ionisationskammer 1 steigt die Spannung zwischen den Platten des Kondensators 36 langsam an. Erreicht diese Spannung einen bestimmten Wert, so wird der MOS-FET 31 gesperrt, das Relais 324 fällt ab und schliesst den Kontakt 35, wodurch der Kondensator 36 entladen wird. Das Relais zieht wieder an und die oben beschriebenen Vorgänge wiederholen sich.
Am Kollektor des Transistors 32 entsteht eine annähernd rechteckförmige Spannung U32, vergleichbar mit der am Kollektor des Transistors 9 entstehenden Spannung U9 (Fig. 2). Diese Spannung kann nun in der gleichen Weise wie oben beschrieben mittels einer Fig. 7 entsprechenden Auswerteschaltung weiterverarbeitet werden.
An die Stelle des Widerstandes 15' zwischen Gate-Anschluss des MOS-FET 31 und dem Schaltkontakt 35 des Relais 34 kann zweckmässigerweise eine weitere Ionisationskammer treten. Diese muss derart gekapselt sein, dass in sie keine Brandgase oder Rauchteilchen eindrigen können.
Selbstverständlich lässt sich diese Massnahme bei der in Fig.
2 beschriebenen Schaltungsanordnung anwenden. Dort wäre der Widerstand 6 durch eine weitere Ionisationskammer zu ersetzten.
Die Verwendung von einer gekapselten und einer ungekapselten Ionisationskammer zur Ausschaltung von gewissen Umgebungseinflüssen ist Stand der Technik und beispielsweise in der CH-PS 297 463 eingehend beschrieben.
Eine weitere Variante der in Fig. 3 dargestellen Anordnung besteht darin, anstelle von Widerstand 15' und Kontakt 35 einen durch das Relais oder einen geeigneten Elektromagneten, der an die Stelle der Relaisspule treten kann, betätigten Absorber zwischen Elektrode 4 und radioaktiven Strahler 2 vorzusehen. Der Absorber wird dazwischen geschoben, wenn das Relais oder die Spule stromlos ist. Der Kondensator 36 entlädt sich dann infolge seines Isolationswiderstandes von selbst.
Ein derartiger, allerdings getrennt bedienbarer Absorber kann im übrigen bequem zur Kontrolle der Ansprechempfindlichkeit der in den Figuren 2 und 3 dargestellten Indikatoren herangezogen werden. Bildet man den Absorber derart aus, dass sich beim Einführen desselben das Ionisationsvermögen in der Ionisationskammer auf die gleiche Weise wie bei Anwesenheit von Brandgasen oder Rauchpartikeln definierter Konzentration ändert, so kann in einfacher Weise die Ansprechempfindlichkeit des Indikators kontrolliert werden.
Das Einführen derartiger Absorber kann auch, gesteuert durch eine entsprechende Vorrichtung selbsttätig in regelmässigen Zeitabständen erfolgen. Mit der Betätigung des Absorbers müsste zur Vermeidung von Fehlalarm während einer derartigen Prüfung die eigentliche Alarmeinrichtung neutralisiert werden. Dies kann durch Umschalten des Ausgangs des Indikators gleichzeitig mit der Betätigung des Absorbers erfolgen.
Fig. 4 stellt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dar. Der Widerstand zwischen Gate-Anschluss des MOS-FET 5 und Masse ist durch einen Kondensator 36 ersetzt, die Ionisationskammer 1 ist über einen Widerstand 36 an die Betriebsspannung UH angeschlossen. An die Stelle des Ausgangstransistors 9 tritt nun ein aus den Transistoren 38 und 39 sowie den Widerständen 40, 40a, . . . . .,43 gebildeter Schmitt-Trigger. Die Ausgangsspannung U39 kann am Kollektor des Transistors 39 abgegriffen werden. Diese Ausgangsspannung wird über eine Zenerdiode 44 auf die Basis eines weiteren Transistors 45 geführt. Dieser Transistor liegt parallel zu der aus Ionisationskammer 1 und Kondensator 36 bestehende den Reihenschaltung.
Die Wirkungsweise der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung geht aus folgendem hervor:
Nach Anlegen der Betriebsspannung UB liegt zunächst zwischen den Platten des Kondensators 36 die Spannung Null.
Der MOS-FET 5 ist gesperrt. Der Kollektor des Transistors 39 des Schmitt-Triggers liegt auf niedrigem Potential, welches praktisch durch das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 40 und 42 bestimmt ist. Aufgrund des Potentials am Kollektor des Transistors 39 ist der Transistor 45 gesperrt. Sein Kollektor liegt annähernd auf UB-Potential. Bei normalen Verhältnissen wird nun der Kondensator 36 durch die bei der Ionisation in der Ionisationskammer 1 erzeugte Ladung aufgeladen. Die Spannung am Gate-Anschluss des MOS-FET 5 nimmt solange zu, bis diese ausreicht den MOS-FET 5 durchzusteuern. Als Folge davon schaltet der Schmitt-Trigger um, das Potential am Kollektor des Transistors 39 steigt, was wiederum den Transistor 45 durchsteuert.
Aufgrund der Eigenverluste des Kondensators 36 entlädt sich dieser wieder, bis die Spannung zwischen seinen Platten so gering ist, dass der MOS-FET vom leitenden in den gesperrten Zustand übergeht. Dann wiederholt sich der soeben beschriebene Vorgang. Am Kollektor des Transistors 39, oder zwischen Kollektor und Emitter des Transistors 45 entsteht eine annähernd rechteckförmige Wechselspannung mit den im Zusammenhang mit dem in Fig. 2 dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiel genannten Eigenschaften.
Diese Spannung kann auf die gleiche Weise wie dort geschildert verarbeitet werden.
In Fig. 4 ist noch eine weitere Variante eines Indikators mit Schmitt-Trigger beispielsweise veranschaulicht. Ersetzt man die links der strichpunktiert gezeichneten Linie aus Transistor 45 und Zenerdiode 44 bestehende Schaltungsanordnung durch eine, bei der zwischen Zenerdiode 44 und der Basis der Transistors 45 ein weiterer Widerstand 46 sowie zwischen Basis und Masse ein weiterer Kondensator 47 geschaltet sind, so wirkt die so abgewandelte Anordnung in ähnlicher Weise wie die oben beschriebene. Eine Änderung des Schaltzustandes des Schmitt-Triggers bewirkt dann eine Aufladung des Kondensators 47 solange, bis der Transistor 45 durchschaltet.
Eine weitere (nicht näher dargestellte) Abwandlung der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung besteht darin, zwischen die Elektrode 4 und den radioaktiven Strahler 2 eine auf Massepotential liegende Hilfselektrode, z. B. ein Gitter oder eine Lochblende vorzusehen. Auf diese Weise wird der Entladevorgang des Kondensators 36 beschleunigt. Allen oben beschriebenen Ausführungsbeispielen gemeinsam ist das folgende Prinzip:
Dem Eingang des Schwellwertverstärkers wird mittels einer Art Rückkopplungsschaltung eine Eingangsgrösse zugeführt, welche den Schaltzustand in einen einem Alarmzustand entsprechenden Zustand ändert, ohne primär Alarm auszulösen. Durch zeitbestimmende Glieder, z.B. RC-Glieder, wobei der oder die Widerstände dieses RC-Gliedes durch den Geber selbst gebildet sein können, wird dieser Zustand wieder aufgehoben.
Es handelt sich dabei also um eine schwingfähige Anordnung allgemeinster Art. Die Kenngrössen dieser Schwingungen werden durch aktive, passive oder andere Komponenten beeinflusst, oder die Anordnung hört unter bestimmten Bedingungen auf zu schwingen. Diese Schwingungen, z.B.
Frequenz oder Amplitude, oder allein die Feststellung, ob eine Schwingung überhaupt stattfindet, werden benutzt, um die Funktionsbereitschaft bzw. Funktionstüchtigkeit des Indikators selbsttätig zu überwachen.
Während in den bislang beschriebenen Ausführungsbeispielen sogenannte Ionisationsmelder im Mittelpunkt standen, soll nun anhand eines Ausführungsbeispiels eines Indikators gemäss der Erfindung dessen Anwendung zur selbsttätigen Überwachung von Füllständen bzw. Überlaufsicherung erläutert werden. Dabei sollen nur die allerdings nur geringfügigen Unterschiede zu Ionisationsmeldern aufgezeigt werden.
Gleiche Teile sind in der Fig. 8, die ein Ausführungsbeispiel eines Füllstandmelders zeigt, mit denselben Bezugsziffern versehen wie in Fig. 2 bzw. Fig. 4.
In Fig. 8 tritt an die Stelle der Ionisationskammer ein Widerstand 48. Der Gate-Widerstand 6 ist durch ein Elektrodenpaar 49, dem Geber, ersetzt. Das Elektrodenpaar ist gegeneinander isoliert in einer Tragplatte 50 befestigt und in einen Behälter 51, dessen Füllstand überwacht werden soll, angeordnet. Berührt die Flüssigkeit beide Elektroden, so ändert sich der elektrische Widerstand an den Klemmen.
Die Wirkungsweise der in Fig. 8 dargestellten Anordnung wird nachstehend erläutert.
Nach Anlegen der Betriebsspannung UB ist zunächst das Relais 10, das einen Ruhekontakt 12' aufweist, abgefallen. Der Kondensator lädt sich über den Widerstand 15 auf. Dadurch steigt auch die Spannung am Gate-Anschluss des MOS-FET 5 an bis dieser durchschaltet. Der Ruhekontakt 12'öffnet sich und legt den Widerstand 15 an Masse oder eine negative Spannung U¯. Der Kondensator 16 entlädt sich, wodurch die Spannung am Gate-Anschluss sinkt, wodurch wiederum der MOS-FET 5 sperrt und den Kontakt 12' via Relais 10 schliesst.
Dann beginnt dieser Vorgang von neuem.
Erniedrigt sich der Widerstand zwischen den Elektroden 49 dadurch, dass diese mit der Flüssigkeit in Berührung kommen, so kann der MOS-FET nicht mehr in den leitenden Zustand übergehen. Der Kontakt 12' bleibt geschlossen. Die Anordnung schwingt nicht mehr. Bei der Dimensionierung dieser Schaltungsanordnung ist zu beachten, dass am Gate-Anschluss des MOS-FET 5 und Niederohmigwerden des Gebers eine kleine, zum Durchsteuern des MOS-FET nicht ausreichende Spannung ansteht. Dies lässt sich durch entsprechende Wahl der Widerstände 15 und 48 bewerkstelligen. Es empfiehlt sich den Widerstand als Trimmwiderstand auszubilden, um unterschiedlichen Leitfähigkeiten der Flüssigkeiten Rechnung zu tragen.
Im Gegensatz zu den eingangs beschriebenen lonisations- meldern ist hier in erster Linie das Aufhören der Schwingungen, die praktisch an jeder beliebigen Stelle der Schaltungsanordnung in Form von annähernd rechteckförmigen Wechselspannungen abgreifbar sind, ein Indiz für den Alarmzustand.
Andererseits sind Änderungen der Frequenz dieser Wechselspannung ein Mass für die Funktionstüchtigkeit und können durch eine Auswerteschaltung der beschriebenen Art detektiert werden.
Die vorstehend beschriebene Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Überwachung von Füllständen - sie ist ebenso als Überlaufsicherung verwendbar - zeigt das breite Anwendungsfeld der der Erfindung zugrunde liegenden Idee. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass bei der in Fig. 8 dargestellten Füllstandsüberwachungseinrichtung der Geber 49, 50 nicht vollständig in die selbsttätige Überwachung mit einbezogen ist.
Zwar lässt sich ein Kurzschluss in den Zuleitungen sicher dektetieren, nicht jedoch ein Unterbruch.
Auf welche Weise bei einer Füllstandsüberwachungseinrichtung auch der Geber hinsichtlich seiner Funktionstüchtigkeit und Ansprechempfindlichkeit erfasst werden kann, wird nachstehend anhand des in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert.
Zur Vereinfachung der Darstellung ist der dort gezeigte Indikator weitgehend schematisiert. Er besteht aus einem Geber 61, einem Schwellwertverstärker Vs und einer dem Schwellwertverstärker nachgeschalteten Auswerteeinrichtung, z.B. einer in Fig. 7 dargestellten Anordnung. Der Geber 61 entspricht dem aus der CH-PS 512 060 bekannten Einrichtung.
Überschreitet der Flüssigkeitsstand in dem Behälter 51 einen bestimmten, einstellbaren Pegel, so ändert sich die Intensität des am Mantel des Kegelstumpfes 62 reflektierten, von einer Glühlampe 63 erzeugten Lichtes. Diese Intensitätsänderung wird in einem lichtempfindlichen Element 64, z. B. einem Photowiderstand, in eine Widerstandsänderung umgesetzt, welche ihrerseits den Schwellwertverstärker zum Ansprechen bringt. Durch das Ansprechen dieses Verstärkers wird dann eine Alarmeinrichtung ausgelöst.
Anstelle nun die Glühlampe 63 mit konstantem Strom zu versorgen, wird sie durch vom Schaltzustand des Schwellwertverstärkers abhängige Stromimpulse gesteuert. Zu diesem Zweck ist die Glühlampe über einen Widerstand 15 mit einem vom Relais 10 betätigten Umschalter verbunden, der in Abhängigkeit vom Schaltzustand des Schwellwertverstärkers diesen Widerstand entweder mit dem einen oder mit dem anderen Pol der Versorgungsspannung Ug verbindet.
Die Arbeitsweise der Anordnung gemäss Fig. 9 geht aus folgendem hervor:
Nach Anlegen der Betriebsspannung UR schaltet der Schwellwertverstärker Vs sofort durch und legt mittels Relais 10 den Widerstand 15 an U. Als Folge davon leuchtet die Glühlampe 63 auf. Dies wiederum hat zur Folge, dass der Spannungsabfall am Photowiderstand 64 kleiner wird. Unterhalb einer bestimmten Spannung sperrt der Schwellwertverstärker Vs. Das Relais 10 fällt ab. Die Lampe erlischt. Als Folge davon wird der Schwellwertverstärker Vs erneut durchgesteuert, der soeben beschriebene Vorgang wiederholt sich.
Am Ausgang des Schwellwertverstärkers entstehen annähernd rechteckförmige Wechselspannungen, deren Frequenz durch den Helligkeitsanstieg der Glühlampe, sowie durch die Trägheit des Photowiderstandes bestimmt ist.
Die am Ausgang des Verstärkers oder auch an der Glühlampe abgreifbare Wechselspannung ist ein Mass für die Funktionstüchtigkeit und die Betriebsbereitschaft der Einrichtung.
Die in Fig. 9 dargestellte Schaltungsanordnung eines Indikators für Füllstandüberwachung lässt sich durch Variation des Gebers in einfacher Weise auch zur Überwachung anderer physikalischer Grössen heranziehen.
Eine unter vielen Möglichkeiten ist in Fig. 10 beispielsweise dargestellt. Es handelt sich dabei um eine Temperaturüber wachungseinrichtung.
An die Stelle des Photowiderstandes 64 tritt ein Heissleiter 65. In unmittelbarer Nähe des Heissleiters ist eine Wärmequelle 66, z. B. eine Glühlampe, angeordnet. An die Stelle der Glühlampe kann auch eine Heizwicklung, die den Heissleiter teilweise umgibt, treten.
Bezüglich der Wirkungsweise dieser Einrichtung wird auf die vorstehenden, im Zusammenhang mit Fig. 9 gemachten Ausführungen verwiesen. Wie oben beschrieben, ist auch hier die Ausgangsspannung des Schwellwertverstärkers Vs ein Mass für die Funktionstüchtigkeit des gesamten Indikators einschliesslich des Gebers.
Erfindungsgemäss werden derartige Indikatoren zur Überwachung von physikalischen Grössen, die sich in Form von Widerstandsänderungen an den Klemmen eines auf die genannten Grössen ansprechenden Gebers detektieren lassen, verwendet. Unter dem Begriff Widerstandsänderungen sind hier solche Änderungen zwischen den Klemmen zu verstehen, bei denen sich das Verhältnis von Spannung zwischen den Klemmen und dem aus dem Geber herausfliessenden oder in diesen hineinfliessenden Strom ändert.
Neben den bereits beschriebenen Gebern, Ionisationskammer, photoempfindliches Element, Heissleiter, sind jede Art Geber der oben definierten Art verwendbar, je nachdem, welche physikalische Grösse detektiert oder überwacht werden soll. So kann beispielsweise zur Überwachung von Brandgasen oder Rauchteilchen auch ein auf Halbleiterbasis arbeitender Geber verwendet werden. Derartige Geber sind unter der Bezeichnung MACOR (J.E. Meinhard Associates, Tustin, Cal., USA) bekannt. Bei derartigen Detektoren ändert sich deren Leitfähigkeit in Abhängigkeit von gewissen gasförmigen oder anderen Substanzen in der unmittelbaren Umgebung ihrer aktiven Fläche.
Die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung zeigt eine Parallelschaltung von mehreren sich gegenseitig selbsttätig überwachenden Einzelindikatoren. Die Anordnung besteht aus einzelnen, jeweils durch strichlierte Linien umrahmte Bausteine, einem Steuer- oder Referenz-Indikator Is und drei parallel geschalteten Indikatoren I1, 12, I3 sowie einer Logik L, welche die Ausgangssignale der Indikatoren I1, bis 13 verknüpft.
Alle Indikatoren Is, I1, I2, und I3 weisen den gleichen Aufbau auf und entsprechen in etwa dem in Fig. 2 dargestellten Indikator, mit folgenden Unterschieden. An die Stelle des Relais 10 im Kollektorkreis des Ausgangstransistors 9 bzw.
109 etc. tritt jeweils ein Widerstand 10' bzw. 110' und parallel zum Gate-Widerstand 6 bzw. 106 etc. liegt jeweils ein Kondensator 48 bzw. 148 etc. Die Eingänge der Indikatoren Is, I1, I2 und I3 sind mit Es E1, E2 bzw. E3, die Ausgänge entsprechend mit As, A1, A2 bzw. A3 bezeichnet. Diese Ausgänge sind mit den drei gleichwertigen Eingängen einer aus einem Transistor 49, zwei Widerständen 50, 51, einem Kondensator 52 und drei Dioden 53, 54 und 55 bestehenden Logik L verbunden. Diese Logik stellt ein UND-Glied dar, dessen Ausgang AL auf den Eingang Es des Indikators Is geführt ist. Dem Ausgang As des Indikators Is sind die Eingänge E1, E2 und E3 der Indikatoren I,, I2 und I3 parallel geschaltet.
Die Wirkungsweise eines Einzelindikators ist oben beschrieben worden. Das Zusammenwirken der drei parallel geschalteten Einzelindikatoren I1 bis I3 zusammen mit den Steuer- oder Referenz-Indikator Is und der Logik L wird nachstehend näher erläutert.
Nach Anlegen der Betriebsspannung UB ist die Spannung zwischen den Platten der Kondensatoren 48 und 148 Null. Die MOS-FETs 5 und 105 sind gesperrt. An den Kollektoren der Transistoren 9 und 109 liegt etwa die Spannung Un an. Die Spannung am Ausgang AL des UND-Gliedes und damit auch die Spannung an der Elektrode 2 der Ionisationskammer 1 ist annähernd 0. Bedingt durch das Aufladen des Kondensators 116, fliesst ein Strom durch die Ionisationskammer 101, die Spannung am Gate des MOS-FET 105 nimmt zu, bis dieser durchschaltet. In entsprechender Weise schalten auch die MOS-FETs der restlichen Indikatoren 12 und I3 durch. Dadurch schalten die Ausgangstransistoren 109 usw. durch. Wenn alle Eingänge der Logik auf niedrigem Potential liegen, sperrt der Transistor 49 der Logik.
Das Potential an der Elektrode 4 der Ionisationskammer 2 wächst. Es fliesst ein Strom durch die Ionisationskammer 1, der wiederum ein Anwachsen der Spannung am Gate des MOS-FET 5 zur Folge hat. Dadurch steuert dieser durch, was wiederum das Durchschalten des Transistors 9 zur Folge hat. Das Potential an den Elektroden 104 usw. der Ionisationskammern 101 usw. der Einzelindikatoren Ii bis 13 fällt auf annähernd Nullpotential. Der Stromfluss durch diese Ionisationskammer hört auf. Die zwischen Gate und Masse geschalteten Kondensatoren 148 usw. entladen sich über die ihnen parallel liegenden Widerstände 106 usw. Die entsprechenden MOS-FETs sperren, ebenso die entsprechenden Ausgangstransistoren-109 usw., wodurch deren Kollektorpotential steigt.
Liegen alle Eingänge der Logik L auf hohem Potential so steuert der Transistor 49 durch, sein Kollektorpotential fällt auf annähernd Nullpotential. Damit wiederholen sich die oben beschriebenen Vorgänge.
Die vorstehend beschriebene Indikatoranordnung stellt ähnlich wie die bisher beschriebenen, - eine schwingfähige Anordnung dar. Die Frequenz dieser Schwingungen, die in Form elektrischer Spannungen an verschiedenen Punkten der Schaltungsanordnung entnommen werden können, z. B. am Ausgang AL der Logik L oder am Ausgang As des Steuer- oder Referenz-Indikators Is, ist jedoch nicht mehr in der einfachen Weise bestimmt, wie es beispielsweise bei der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 der Fall war. Das Umschalten der Logik L erfolgt erst, wenn an ihren Eingängen die UND Bedingung erfüllt ist. D. h. die durch den Steuer- oder Referenz-Indikator Is eingeleitete Überprüfung der Einzelindikatoren Ii bis I3 erfolgt erst dann wieder, wenn alle diese Einzelindikatoren ihre Funktionstüchtigkeit durch Abgabe eines entsprechenden Signals angezeigt haben.
Spricht einer oder mehrere der Indikatoren I1 bis I3 später an, so setzt auch die Überprüfung der gesamten Anordnung erst später ein.
Dieses verspätete Einsetzen hat eine Veränderung der Frequenz der Ausgangsspannungen der Logik L oder des Steueroder Referenz-Indikators Is zur Folge.
Die genannten Ausgangsspannungen können nun in der oben im Zusammenhang mit Fig. 2 beschriebenen und in Fig. 7 beispielsweise dargestellten Auswerteeinrichtung verarbeitet werden.
In einer Realisierung einer Indikatoranordnung gemäss Fig.
5 wird zweckmässigerweise der Steuer- oder Referenz Indiaktor sowie die Logik in der Alarmzentrale installiert, während die Einzelindikatoren in den zu überwachenden Räumen an geeigneter Stelle unterbracht werden. Die niederohmigen Ausgänge der verwendeten Transistorschaltungen gestatten es, relativ lange Leitungen zu verwenden. Gegebenenfalls kann der Ausgang jedes Einzelindikators mit einer zusätzlichen Kollektor-Basis-Stufe zwecks weiterer Erniedrigung der Ausgangsimpedanz versehen werden. Die andere Alternative, in dem zu überwachenden Raum lediglich eine Ionisationskammer zu installieren und die restlichen Teile der Schaltung in der Zentrale zusammenfassen, verbietet sich wegen der grossen Ausgangsimpedanz von Ionisationskammern. Letzteres gilt in gleicher Weise für die in den Figuren 2 bis 4 dargestellten Indikatoren.
Für gewisse Anwendungsfälle kann es zweckmässig sein, die Funktionstüchtigkeit des Indikators in dem von ihm überwachten Raum direkt (zumindest qualitativ) zu überwachen. Zu diesem Zweck ist jedem Indikatorausgang eine Anzeigelampe K1, K2, K3 zugeordnet, welche beispielsweise zwischen den Kollektor des jeweiligen Ausgangstransistors und Masse geschaltet ist. Diese Lampen sind zweckmässigerweise Galliumarsenid-Leuchtdioden, welche sich durch extrem niedrigen Strombedarf auszeichen uns somit die Schaltung nur unwesentlich belasten. Selbstverständlich können auch in der Alarmzentrale derartige Anzeigelampen installiert sein.
Die Verwendung von Anzeigelampen an den Ausgängen eines Indikators beschränkt sich naturgemäss nicht auf die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung, sondern lässt sich auch bei den Schaltungsanordnungen der Figuren 2 bis 4 realisieren.
Anstelle den Steuer- oder Referenzindikator in der Alarmzentrale zu installieren, kann dieser auch zur Überwachung eines Raumes dienen. Es empfiehlt sich jedoch, den genannten Indikator Is, wie oben beschrieben, in der Zentrale anzuordnen, wo er mit Ausnahme von Brandgasen oder Rauchteilchen den gleichen Umwelteinflüssen ausgesetzt ist, wie die restlichen Indikatoren.
In Fig. 6 ist ein Ausführungsbeispiel eines aus mehreren in Serie geschalteten und sich gegenseitig und selbsttätig überwachenden Einzelindikatoren aufgebauten Indikators dargestellt.
Die Einzelindikatoren sind mit Ir, 12 und I3 bezeichnet. Ihr Aufbau entspricht dem des Indikators gemäss Fig. 4. Gleiche Teile sind in den Figuren 4 und 6 mit denselben Bezugszeichen versehen.
Der Ionisationskammer 1 ist eine Verstärkerstufe, gebildet aus einem Transistor 56 mit Kollektorwiderstand 57 und Basiswiderstand 58 vorgeschaltet. Der Basiswiderstand 58 ist durch einen Kondensator 59 überbrückt. Dieser dient zum Aussieben von ventuellen Störsignalen. Die Gegenelektrode 4 der Ionisationskammer ist mit der Kollektor des Transistors 56 verbunden, das andere Ende der Ionisationskammer 1 liegt am Eingang des aus den Transistoren 5, 38 und 39 gebildeten Schwellwertverstärkers. Zwischen seinem Eingang, dem Gate des MOS-FET 5 und Masse liegt der Widerstand 6 sowie ein Kondensator 60. Der Schwellwertverstärker weist zwei Ausgänge A1 und 1. A1 ist über die Reihenschaltung einer Zenerdiode 61 und eines Widerstandes 62 mit dem Kollektor des Transistors 38, A1 ist direkt mit dem Kollektor des Transistors 39 verbunden.
An den Ausgang A1 des oben beschriebenen Indikators I1 ist der Eingang E2 eines weiteren Indikators 12 angeschlossen, an dessen Ausgang A2 sich der Eingang E3 eines dritten Indikators I3 anschliesst, dessen Ausgang A3 mit dem Eingang E1 des ersten Indikators Ii verbunden ist. Die beiden Indikatoren I2 und I3 weisen den gleichen Aufbau auf wie der zuvor beschriebene Indikator I1, jedoch ist beim Indikator 13 die aus der Zenerdiode und dem Widerstand gebildete Reihenschaltung an den Kollektor des letzten Transistors, also dem Transistor, der bei I3 dem Transistor 39 beim Indikator I entspricht, angeschlossen.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 6 wird nachstehend erläutert. Nach Anlegen der Betriebsspannung UB sind zunächst alle MOS-FETs gesperrt, die Gegenelektroden der Ionisationskammern liegen annähernd auf Nullpotential. Die Ausgänge A1 und A2 liegen auf annä hemd UB-Potential. Die Transistoren in den Eingangsstufen der Indikatoren 12 und I3 sind durchgesteuert. Der Transistor 56 in der Eingangsstufe von I1 ist, bedingt durch die andersartige Ankopplung an den Indikator I3, gesperrt. Die Gegenelektrode 4 der Ionisationskammer 2 liegt auf annähernd UB- Potential. Dadurch steigt die Spannung am Gate des MOS-FET 5 an.
Bei Erreichen eines bestimmten Spannungswertes schaltet der MOS-FET 5 durch, worauf auch der an ihn angeschlossene Schmitt-Trigger umkippt. Die Spannung am Kollektor von Transistor 38 (=Spannung am Ausgang A1) sinkt auf Null.
Dieses Absinken bewirkt die Sperrung des Eingangstransistors des Indikators 12, was wiederum das Sperren des entsprechenden Eingangstransistors im Indikator 13 zur Folge hat. Dadurch liegt die Gegenelektrode der Ionisationskammer dieses Indikators 13 an der Betriebsspannung. Der parallel zum Gate des MOS-FET liegende Kondensator lädt sich auf und steuert den MOS-FET durch. Am Ausgang 3 des Indikators I3 liegt nun annähernd UB-Potential, was wiederum den Transistor 56 der Eingangsstufe des ersten Indikators I1 sperrt. Der Kondensator 60 entlädt sich über den Widerstand 6, der MOS-FET 5 sperrt, am Ausgang A1 liegt wieder annähernd UB-Potential. Es wiederholen sich die oben beschriebenen Vorgänge.
Die aus den drei Indikatoren I, bis I3 bestehende Schaltungsanordnung stellt - ähnlich wie die in Fig. 5 dargestellte Anordnung - ein schwingfähiges Gebilde dar.
Im Falle der Fig. 6 schaltet quasi ein Indiaktor den nachfolgenden Indikator ein, welcher wiederum den ihm nachfolgenden einschaltet. Das Ausgangssignal dieser Kette wird invertiert und schaltet somit den ersten Indikator der Kette aus, welcher seinerseits den nächsten Indikator ausschaltet. Mit dem Ausschalten des letzten Indikators dieser Kette wird der erste wiederum eingeschaltet usw.
Die an einem beliebigen Ein- oder Ausgang abgreifbare Spannung ist ein Mass für die Funktionsbereitschaft- bzw.
-tüchtigkeit aller in Serie geschalteten Indikatoren und kann auf die oben beschriebene Weise weiterverarbeitet werden.
In den Schaltungsanordnungen der Figuren 5 und 6 wurde aus Gründen einer übersichtlichen Darstellung die Parallelschaltung bzw. Reihenschaltung von jeweils drei Einzelindiaktoren veranschaulicht. Die Erfindung beschränkt sich selbstverständlich nicht auf diese Anzahl.
Im Falle der in Fig. 5 dargestellten Parallelschaltung ist die Maximalanzahl der parallelschaltbaren Einzelindikatoren praktisch nur durch die Belastbarkeit der Ausgangsstufe des Indikators Is beschränkt. UND-Glieder mit nahezu beliebig vielen Eingängen sind entweder direkt als monolithisch integrierte Schaltungen im Handel oder aus solchen leicht aufzubauen.
Im Falle der Fig. 6 wird der maximal in Serie zusammenschaltbaren Anzahl von Einzelindikatoren praktisch keine obere Grenze gesetzt. Es ist jedoch zu beachten, dass das serielle Durchschalten umso länger dauert, je mehr Einzelindikatoren zusammengeschaltet sind.
Für die letztgenannte Schaltungsanordnung gilt ebenfalls das für die in Fig. 5 dargestellte. Auch hier kann jeder der Ausgänge mit einer Anzeigelampe (Galliumarsenid-Leuchtdiode) beschaltet werden, um direkt an Ort und Stelle die Funktionsbereitschaft qualitativ überprüfen zu können.
Die vorgeschlagene Zusammenschaltung von mehreren Einzelindikatoren beschränkt sich selbstverständlich nicht auf die hier eingehend beschriebenen Indikatoren für Brandgase und/oder Rauchteilchen. Das Prinzip, mehrere Einzelindikatoren zu einer schwingfähigen Anordnung zusammenzuschalten, lässt sich ohne weiteres auch auf Indikatoren anwenden, bei denen ein anderer Geber als eine Ionisationskammer verwen det wird.
The invention relates to an indicator for changes in resistance, consisting of at least one transmitter converting changes in physical quantities into resistance changes, at least one threshold amplifier connected to this transmitter and at least one alarm device connected downstream of the threshold amplifier.
The invention also relates to a use of the indicator for monitoring physical variables which can be detected in the form of changes in resistance at the terminals of a transmitter responsive to the stated variables.
For monitoring physical parameters, e.g. B.
A number of devices have become known to be filled level of a container, the presence of combustion gases or smoke, mist, etc. Using a so-called fire warning device, as described, for example, in CH-PS 437 056, the principle on which such devices are based is explained below:
An ionization chamber, which is connected to the atmosphere to be monitored, is connected to the input of a threshold amplifier. The output of the threshold amplifier is connected to an alarm device. If the ionization capacity changes, for example due to the presence of visible or invisible combustion products, this is expressed in a change in the electrical resistance between the two terminals of the ionization chamber.
This change in resistance in turn causes the threshold amplifier to respond, which then triggers the alarm device.
The disadvantage of these devices is that they have a low response sensitivity, so that, for example, in the case of fire warning devices, swelling fires cannot always be detected in good time. Increasing the response sensitivity is usually not possible, since such measures increase the risk of false alarms considerably.
Another disadvantage of the known devices is that they - if at all - are provided with very complex, mostly separately operable monitoring devices.
For example, in the case of the fire warning device mentioned above, the functionality of the device is checked by carrying out a fire test in the room to be monitored.
In another fire warning device known from CH-PS 468 683, which is also provided with a device for checking its functionality, a feedback process is initiated by means of a separate switch, which causes a resistance or current change between the input terminals of the threshold amplifier, which causes the threshold amplifier through controls, which in turn actuates a downstream alarm device. This test alarm is ended again by another switch, the fire warning device is ready for operation again.
While this known device for checking the operational readiness can be implemented with relatively simple means, it has the serious disadvantage that errors can only be detected through a deliberate external influence.
In contrast, it is the object of the invention to create an indicator for changes in resistance which does not have the disadvantages described above, which is constantly checked for its operational readiness without external influence and at the same time is characterized by a simple structure, high sensitivity and reliability.
This object is achieved according to the invention in an indicator of the type listed at the outset in that a feedback arrangement acting from the output of the threshold amplifier to its input and an evaluation device connected downstream of the threshold amplifier for alarming are provided for automatic monitoring of the indicator.
According to the invention, indicators of this type are used to monitor physical quantities, which can be detected in the form of changes in resistance between the terminals of a transmitter that responds to the named quantities.
A preferred use of the indicator according to the invention takes place in fire warning devices or ionization alarms in which the transmitter is an ionization chamber.
Another preferred use of the indicators according to the invention is in devices for monitoring fill levels.
The invention is explained in more detail below with reference to exemplary embodiments shown in the drawings.
In the drawings shows
1 shows a prior art circuit arrangement of a fire warning device,
2 shows a first embodiment of an indicator according to the invention,
3 shows a second exemplary embodiment of an indicator using an integrated circuit,
4 shows a third embodiment of an indicator according to the invention as a variant of the arrangements shown in FIGS. 2 and 3,
5 shows an interconnection of several parallel-connected, mutually and automatically monitoring individual indicators,
6 shows an interconnection of several individual indicators connected in series, mutually and automatically monitoring,
7 shows an embodiment of an evaluation device,
8 shows an embodiment of an indicator according to the invention for monitoring fill levels,
FIG. 9 shows a modification of the one shown in FIG.
8 shown indicator arrangement,
10 shows a further modification of an indicator according to the invention for monitoring temperatures.
In Fig. 1, a conventional indicator for changes in resistance, a so-called ionization detector is shown for example. It consists of a transmitter 1 converting changes in the physical quantities to be monitored into resistance changes between its terminals, a threshold amplifier Vs and an alarm device A. The transmitter is, for example, an ionization chamber. This consists of a radioactive radiation source 2, e.g. an americium241 or a cesium-137 source, low dose rate.
This source is arranged on a carrier plate which simultaneously serves as electrode 3. An electrode 4 is provided opposite the radiator. Both electrodes form the terminals of the transmitter 1.
The threshold amplifier Vs is constructed in two stages. It has a metal oxide field effect transistor 5, referred to below as a MOS-FET, with a gate bleeder resistor 6, drain resistor 7 and source resistor 8, connected as a source stage. The base of the following transistor 9 is galvanically connected to the drain connection of the MOS-FET 5. A relay 10, the coil of which is bridged by a freewheeling diode 11, is located in the collector circuit of the transistor 9. The
Relay 10 has a changeover contact 12. By means of this
Contact can be an alarm device A, in this case a
Incandescent lamp pairs 13, 14 are switched on.
The mode of operation of the ionization detector described above is evident from the following:
After the operating voltage Ug has been applied - as a result of the ionization - electrodes migrate to the electrode 4 and the ions to the electrode 3. A current flows which results in a voltage drop across the gate resistor 6.
If the voltage drop across this resistor 6 is sufficiently large, the MOSFET is turned on, which in turn turns the transistor 9 on. As a result, relay 10 picks up and actuates changeover contact 12.
Lamp 13 lights up.
If the ionization in the ionization chamber changes, for example due to combustion gases or smoke particles, the current flow through the ionization chamber 1 or through the gate resistor 6 decreases. Below a certain voltage above the gate resistor, the MOSFET 5 blocks and the relay 10 drops and applies the lamp 14 to the operating voltage UB.
A deterioration in the insulation resistance in the transmitter 1, the ionization chamber, or a defect in the transistors 5 and / or 9 does not appear during normal operation of such an ionization detector and can usually only be detected during a fire test. On the other hand, changing the electrical parameters of the circuit can trigger a false alarm.
In order to remedy this deficiency, the circuit shown in FIG. 1 is expanded by means for automatic monitoring in the form of a feedback circuit. This is shown, for example, in the circuit arrangement of FIG. In Figures 1 and 2, the same parts are provided with the same reference numerals.
Compared to the arrangement of FIG. 1, the indicator arrangement shown in FIG. 2 differs in that it has a feedback circuit from the output of the threshold amplifier to its input, which consists of an RC element, resistor 15 and capacitor 16. This feedback is brought about by the relay 10, the switching contacts of which, when energized, connect the resistor 15 of the RC element to ground potential or to a voltage U which is even more negative than the operating voltage. In the non-excited state, said resistor is connected to Ug via switching contact 12.
The mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 2 can be seen from the following:
When the operating voltage Ug is applied, the voltage on the capacitor 16 and thus also on the terminals of the encoder 1 increases according to the exponential law. The rate of rise is defined by the RC element 15, 16. This voltage rise lasts until the gate voltage on the MOSFET is sufficient to control it. As a result, transistor 9 also turns on, relay 10 picks up.
The switching contact 12 of the relay 10 connects the switch-side end of the resistor 15 to ground or to the aforementioned negative voltage U-, whereby the capacitor 16 is discharged through this resistor. If the voltage on the plates of this capacitor falls below a certain value, the relay 10 drops again off, the charging process of the capacitor begins again. An approximately square-wave voltage with an amplitude of approximately UB arises at the collector of transistor 9. The frequency of this voltage is essentially determined by the time constant of the RC element consisting of resistor 15 and capacitor 16.
This voltage U9, which can be tapped between the collector of the transistor 9 and ground or UB, provides unambiguous information about the functionality of the indicator and about changes in the ionization capacity within the ionization chamber 1.
There can be essentially four different states of the indicator: a) The output voltage U9 has an amplitude of approximately UB, its frequency corresponds to the setpoint determined by the RC element, b) the frequency of the output voltage Ug deviates from this setpoint, c) the The output voltage Ug is no longer an alternating voltage, its amplitude is approximately UB, d) the amplitude of the output voltage Ug has fallen to approximately the residual voltage of the transistor 9, and oscillations can no longer be detected.
In case a) the indicator is ready for operation, the ionization capacity in the ionization chamber 1 has practically not changed.
In case b), the indicator is no longer 100 percent operational. Active or passive components of the indicator, its supply voltage Un or other variables have changed that make a check necessary.
In case c) the indicator is defective.
In case d) the transistor 9 is turned on: combustion gases or smoke particles in the ionization chamber have caused the indicator to respond.
In addition to the collector voltage of the transistor 9, the voltage U16 between the plates of the capacitor 16 can also be used to differentiate between the four operating states of the indicator. This voltage U16 is also an alternating voltage with a frequency defined by the RC element 15, 16, but with a smaller amplitude than the alternating voltage that can be tapped off at the collector of the transistor 9.
In addition, the mentioned voltage U16 conveys further information which is characteristic for the functionality and responsiveness of the indicator.
As mentioned above, this voltage is an approximately square-wave alternating voltage with a frequency defined by the RC element 15, 16. In contrast to the voltage at the collector of transistor 9, this voltage U16 fluctuates between the following two DC voltage levels U1 and U2:
U1: If the resistor 15 is connected to the supply voltage UB, the capacitor 16 is charged via the said resistor until the voltage across the gate resistor 6 controls the MOS-FET 5. This voltage at the gate corresponds to a certain voltage across the capacitor, since the resistor 15, the ionization chamber 1 and the gate resistor form a voltage divider chain between Um and ground.
U2: After the MOS-FET 5 has been activated, the relay 10 picks up and the resistor 15 is connected to U by means of switch 12. The discharge of the capacitor 16 via the resistor 15 continues until the voltage at the gate of the MOS-FET 5 is no longer sufficient to control it.
When this MOS-FET is blocked, a certain voltage is present between the plates of the capacitor 16.
This differs from the voltage level Ul defined above, due to the hysteresis of the threshold amplifier, in a very specific way. In the exemplary embodiment shown, this level U2 is lower than the level U1.
The two levels U, and U2 are a measure of the functionality and responsiveness of the indicator. This can be seen from the following: If the value of the resistor 6, the operating voltage, the response threshold of the threshold amplifier or the like changes for any reason, this has a direct effect on the levels mentioned, since the voltage divider ratio of the voltage divider chain 15, 1 , 6 changes. Thus, in addition to the voltage at the collector of the transistor 9, the voltage U16 between the plates of the capacitor 16 can also be further processed in the manner to be described. In the last-mentioned case, however, it is advisable not to feed the voltage U16 directly to an evaluation device which is usually spatially separated from the indicator, but to connect an impedance converter in between.
Another major advantage of the proposed indicator becomes clear from the above statements: the working point of the indicator always oscillates around its area of greatest sensitivity, so to speak. Changes in the dose rate of the radiation source or other environmental influences that adversely affect the response threshold of the indicator are corrected.
Due to the above-mentioned oscillations, one can manage with lower dose rates of the radiation source. This in turn makes it possible to drive less effort in shielding the radiation source.
A possible embodiment of a circuit arrangement for evaluating the output voltages Ug and U16, which represent a measure of the operational readiness of the indicator according to FIG. 2, is shown in FIG.
This evaluation circuit consists of a Schmitt trigger 17, which is followed by a monostable multivibrator 18. At the output of the multivibrator 18, a low-pass filter, consisting of the resistor 19 and the capacitor 20, is connected. The voltage U20 present on the plates of the capacitor 20 can be read on a voltmeter 21. A voltmeter is preferably used with switch contacts actuated by the pointer and displaceable on the reading scale. If the voltage U20 exceeds or falls below defined values, the contacts are closed and, for example, alarm lamps A or the like are switched on. Schmitt triggers, monostable multivibrators and voltmeters constructed in this way are known and will not be explained in more detail.
The mode of operation of this circuit arrangement is evident from the following:
If the voltage at the collector of transistor 9 (Fig. 2) corresponds to the nominal value (case a)) in terms of amplitude and frequency, the Schmitt trigger 17 switches each time a certain voltage value is exceeded, which should be greater than the residual voltage of transistor 9, by. An L signal is generated at its output, which sets the monostable multivibrator 18. The proper time of the monostable multivibrator 18 should be smaller than the period of Ug. The low pass 20, 19 integrates this output voltage U18. A voltage U20 is formed on the plates of capacitor 20, which voltage is proportional to the mean value of U18 over time. The display on the instrument 21 is a measure of the frequency of this voltage U18 and thus also a measure of the frequency of the voltage at the collector of the transistor 9.
If the frequency of this voltage falls below or exceeds an adjustable value, one of the two contacts on the instrument 21 is closed.
If the amplitude of the voltage U9 does not reach the value required to switch the Schmitt trigger 17 through, the monostable multivibrator 18 remains in the idle state.
The voltage across the capacitor 20 then also remains below a certain value. Even then, the contacts of the instrument 21 trigger an alarm.
Likewise, if the monostable multivibrator 18 is continuously set, it triggers an alarm if the voltage Ug constantly remains above the threshold voltage at the input of the Schmitt trigger 17.
In order to be able to differentiate between the two states of the indicator described under b) and d), d. H. To be able to differentiate between disruption of the indicator and actual fire outbreak, the following is suggested:
The output of the Schmitt trigger 17 is connected to the first input of an AND element 23 with the interposition of a low-pass filter consisting of a resistor 24 and a capacitor 25, while the second input of the AND element with the interposition of a further low-pass filter 26, 27 and an inverter 28 is connected to the Q output of the monostable multivibrator 18.
In another variant, the output of the monostable multivibrator 18 can also be connected to said second input of the AND element 23 with the interposition of the low-pass filter 26 ′, 27 ′. The output of the AND element 23 can activate a further alarm device 29.
The two low-pass filters 24, 25 and 26, 26 are to be designed in such a way that the voltages at the inputs of the AND element 23 are not sufficient to cause this to change its initial state when the output signals from the Schmitt trigger 17 and the monostable multivibrator 18 are output. As a further variant, a Schmitt trigger 29 or 30 can be switched between the mentioned low-pass filters 24, 25 and 26, 27.
FIG. 3 shows a second exemplary embodiment of an indicator according to the invention as a variant of the circuit arrangement according to FIG.
In this exemplary embodiment, there is an integrated circuit consisting of a metal oxide field effect transistor 31, a bipolar transistor 32 and a between the drain and base connection of the MOS-FET or
bipolar transistor and its emitter connection switched resistor 33 use. Such an integrated circuit is available on the market under the designation TAA 320 (Valvo). By using them, the construction of an indicator according to FIG. 2 is particularly simple, since its output current is so large as to excite a relay 34. This indicator is also provided with a device for automatically monitoring its operational readiness. This differs from that described in connection with the circuit arrangement in FIG. 2 by a different type of feedback.
The gate resistor 15 'is now connected to ground via a switching contact 35 which can be actuated by the relay 34.
A capacitor 36 is located between the gate connection of the MOS-FET 31 and ground. The ionization chamber 1 is located between the gate connection and the operating voltage UB.
The mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 3 can be seen from the following:
Shortly after the operating voltage Ug is applied, the MOS-FET 31 is turned on, as is the transistor 32. The relay 34 is excited. The contact 35 designed as a normally closed contact separates the resistor 15 'from ground. Shortly after the operating voltage is switched on, practically zero voltage is applied to the capacitor. Due to the finite resistance between the electrodes 3, 4 of the ionization chamber 1, the voltage between the plates of the capacitor 36 increases slowly. If this voltage reaches a certain value, the MOS-FET 31 is blocked, the relay 324 drops out and closes the contact 35, whereby the capacitor 36 is discharged. The relay picks up again and the processes described above are repeated.
An approximately square-wave voltage U32 arises at the collector of transistor 32, comparable to the voltage U9 arising at the collector of transistor 9 (FIG. 2). This voltage can now be processed further in the same way as described above by means of an evaluation circuit corresponding to FIG.
Instead of the resistor 15 'between the gate connection of the MOS-FET 31 and the switching contact 35 of the relay 34, a further ionization chamber can expediently be used. This must be encapsulated in such a way that no fire gases or smoke particles can penetrate into it.
Of course, this measure can be used in the case of the Fig.
2 apply circuit arrangement described. There the resistor 6 would have to be replaced by a further ionization chamber.
The use of an encapsulated and an unencapsulated ionization chamber to eliminate certain environmental influences is state of the art and is described in detail in CH-PS 297 463, for example.
A further variant of the arrangement shown in FIG. 3 consists in providing an absorber between electrode 4 and radioactive emitter 2, instead of resistor 15 'and contact 35, which is actuated by the relay or a suitable electromagnet that can take the place of the relay coil. The absorber is pushed in between when the relay or coil is de-energized. The capacitor 36 then discharges by itself due to its insulation resistance.
Such an absorber, which can, however, be operated separately, can also be conveniently used to control the sensitivity of the indicators shown in FIGS. 2 and 3. If the absorber is designed in such a way that when it is introduced, the ionization capacity in the ionization chamber changes in the same way as in the presence of combustion gases or smoke particles of a defined concentration, the response sensitivity of the indicator can be checked in a simple manner.
Such absorbers can also be introduced automatically at regular time intervals, controlled by a corresponding device. When the absorber is actuated, the actual alarm device would have to be neutralized in order to avoid false alarms during such a test. This can be done by switching the output of the indicator at the same time as activating the absorber.
4 shows a further exemplary embodiment of the invention. The resistor between the gate connection of the MOS-FET 5 and ground is replaced by a capacitor 36, and the ionization chamber 1 is connected to the operating voltage UH via a resistor 36. Instead of the output transistor 9, there is now one from the transistors 38 and 39 and the resistors 40, 40a,. . . . ., 43 formed Schmitt trigger. The output voltage U39 can be tapped at the collector of the transistor 39. This output voltage is fed to the base of a further transistor 45 via a Zener diode 44. This transistor is parallel to the series circuit consisting of ionization chamber 1 and capacitor 36.
The mode of operation of the circuit arrangement shown in FIG. 4 can be seen from the following:
After the operating voltage UB has been applied, the voltage is initially zero between the plates of the capacitor 36.
The MOS-FET 5 is blocked. The collector of the transistor 39 of the Schmitt trigger is at low potential, which is practically determined by the voltage divider ratio of the resistors 40 and 42. Due to the potential at the collector of transistor 39, transistor 45 is blocked. Its collector is approximately at UB potential. Under normal conditions, the capacitor 36 is now charged by the charge generated in the ionization chamber 1 during the ionization. The voltage at the gate connection of the MOS-FET 5 increases until it is sufficient to control the MOS-FET 5. As a result, the Schmitt trigger switches over, the potential at the collector of transistor 39 rises, which in turn activates transistor 45.
Due to the inherent losses of the capacitor 36, it discharges again until the voltage between its plates is so low that the MOS-FET changes from the conductive to the blocked state. Then the process just described is repeated. At the collector of the transistor 39, or between the collector and emitter of the transistor 45, an approximately square-wave alternating voltage arises with the properties mentioned in connection with the exemplary embodiment shown and described in FIG.
This voltage can be processed in the same way as described there.
In FIG. 4, another variant of an indicator with a Schmitt trigger is illustrated, for example. If the circuit arrangement consisting of transistor 45 and Zener diode 44 is replaced to the left of the dash-dotted line by a circuit arrangement in which a further resistor 46 is connected between Zener diode 44 and the base of transistor 45 and a further capacitor 47 is connected between base and ground, so it works modified arrangement in a manner similar to that described above. A change in the switching state of the Schmitt trigger then causes the capacitor 47 to be charged until the transistor 45 turns on.
Another modification (not shown) of the circuit arrangement shown in FIG. 4 is to place an auxiliary electrode at ground potential between the electrode 4 and the radioactive emitter 2, e.g. B. to provide a grid or a pinhole. In this way, the discharge process of the capacitor 36 is accelerated. The following principle is common to all of the exemplary embodiments described above:
An input variable is fed to the input of the threshold amplifier by means of a type of feedback circuit which changes the switching state to a state corresponding to an alarm state, without primarily triggering an alarm. By timing elements, e.g. RC elements, whereby the resistor or resistors of this RC element can be formed by the transmitter itself, this state is canceled again.
It is thus an oscillatable arrangement of the most general kind. The parameters of these oscillations are influenced by active, passive or other components, or the arrangement stops oscillating under certain conditions. These vibrations, e.g.
Frequency or amplitude, or just the determination of whether an oscillation takes place at all, is used to automatically monitor the operational readiness or functionality of the indicator.
While so-called ionization alarms were the focus in the embodiments described so far, its use for the automatic monitoring of fill levels or overflow protection will now be explained using an embodiment of an indicator according to the invention. Only the minor differences to ionization detectors will be shown.
The same parts are provided with the same reference numerals in FIG. 8, which shows an exemplary embodiment of a fill level indicator, as in FIG. 2 and FIG. 4.
In FIG. 8, a resistor 48 takes the place of the ionization chamber. The gate resistor 6 is replaced by a pair of electrodes 49, the transmitter. The pair of electrodes is insulated from one another and secured in a support plate 50 and placed in a container 51, the level of which is to be monitored. If the liquid touches both electrodes, the electrical resistance at the terminals changes.
The operation of the arrangement shown in FIG. 8 is explained below.
After the operating voltage UB has been applied, the relay 10, which has a break contact 12 ', has dropped out. The capacitor charges through resistor 15. As a result, the voltage at the gate connection of the MOS-FET 5 also rises until it switches through. The normally closed contact 12 ′ opens and applies the resistor 15 to ground or to a negative voltage U¯. The capacitor 16 discharges, as a result of which the voltage at the gate connection drops, which in turn blocks the MOS-FET 5 and closes the contact 12 ′ via relay 10.
Then this process begins again.
If the resistance between the electrodes 49 is reduced because they come into contact with the liquid, the MOS-FET can no longer change to the conductive state. The contact 12 'remains closed. The arrangement no longer vibrates. When dimensioning this circuit arrangement, it should be noted that at the gate connection of the MOS-FET 5 and the encoder becomes low-resistance, a small voltage that is insufficient to turn on the MOS-FET is present. This can be achieved by selecting the resistors 15 and 48 accordingly. It is advisable to design the resistor as a trimming resistor in order to take into account the different conductivity of the liquids.
In contrast to the ionization alarms described above, the cessation of the vibrations, which can be tapped off practically at any point in the circuit arrangement in the form of approximately square-wave alternating voltages, is an indication of the alarm state.
On the other hand, changes in the frequency of this alternating voltage are a measure of the functionality and can be detected by an evaluation circuit of the type described.
The circuit arrangement described above for the automatic monitoring of filling levels - it can also be used as an overflow protection device - shows the broad field of application of the idea on which the invention is based. It should be noted, however, that in the case of the fill level monitoring device shown in FIG. 8, the transmitter 49, 50 is not fully included in the automatic monitoring.
A short circuit in the supply lines can be reliably detected, but not an interruption.
The manner in which the transmitter can also be detected with regard to its functionality and responsiveness in a fill level monitoring device is explained below with reference to the exemplary embodiment shown in FIG.
To simplify the representation, the indicator shown there is largely schematized. It consists of a transmitter 61, a threshold amplifier Vs and an evaluation device connected downstream of the threshold amplifier, e.g. an arrangement shown in FIG. The encoder 61 corresponds to the device known from CH-PS 512 060.
If the liquid level in the container 51 exceeds a certain, adjustable level, the intensity of the light reflected on the jacket of the truncated cone 62 and generated by an incandescent lamp 63 changes. This change in intensity is in a photosensitive element 64, z. B. a photoresistor, converted into a change in resistance, which in turn brings the threshold amplifier to respond. The response of this amplifier then triggers an alarm device.
Instead of supplying the incandescent lamp 63 with constant current, it is controlled by current pulses that are dependent on the switching state of the threshold amplifier. For this purpose, the incandescent lamp is connected via a resistor 15 to a switch operated by the relay 10, which, depending on the switching state of the threshold amplifier, connects this resistor either to one or the other pole of the supply voltage Ug.
The mode of operation of the arrangement according to FIG. 9 is evident from the following:
After the operating voltage UR has been applied, the threshold amplifier Vs switches through immediately and connects the resistor 15 to U by means of relay 10. As a result, the incandescent lamp 63 lights up. This in turn has the consequence that the voltage drop across the photoresistor 64 becomes smaller. Below a certain voltage, the threshold amplifier Vs. The relay 10 drops out. The lamp goes out. As a result, the threshold amplifier Vs is activated again, and the process just described is repeated.
At the output of the threshold amplifier, approximately square-wave alternating voltages arise, the frequency of which is determined by the increase in brightness of the incandescent lamp and the inertia of the photoresistor.
The alternating voltage that can be tapped at the output of the amplifier or at the incandescent lamp is a measure of the functionality and operational readiness of the device.
The circuit arrangement of an indicator for level monitoring shown in FIG. 9 can also be used in a simple manner to monitor other physical variables by varying the transmitter.
One of many possibilities is shown in FIG. 10, for example. It is a temperature monitoring device.
A heat conductor 65 takes the place of the photoresistor 64. In the immediate vicinity of the heat conductor there is a heat source 66, e.g. B. an incandescent lamp arranged. The incandescent lamp can also be replaced by a heating coil that partially surrounds the heat conductor.
With regard to the mode of operation of this device, reference is made to the statements made above in connection with FIG. As described above, here too the output voltage of the threshold amplifier Vs is a measure of the functionality of the entire indicator including the transmitter.
According to the invention, indicators of this type are used to monitor physical quantities which can be detected in the form of changes in resistance at the terminals of a transmitter responsive to the named quantities. The term changes in resistance are to be understood here as those changes between the terminals in which the ratio of the voltage between the terminals and the current flowing out of or into the encoder changes.
In addition to the sensors, ionization chambers, photosensitive elements, heat conductors already described, any type of sensor of the type defined above can be used, depending on which physical variable is to be detected or monitored. For example, a semiconductor-based transmitter can be used to monitor combustion gases or smoke particles. Such donors are known under the name MACOR (J.E. Meinhard Associates, Tustin, Cal., USA). In such detectors, their conductivity changes depending on certain gaseous or other substances in the immediate vicinity of their active surface.
The circuit arrangement shown in FIG. 5 shows a parallel connection of several individual indicators which mutually automatically monitor one another. The arrangement consists of individual modules, each framed by dashed lines, a control or reference indicator Is and three indicators I1, 12, I3 connected in parallel and a logic L that links the output signals of the indicators I1 to 13.
All indicators Is, I1, I2, and I3 have the same structure and correspond approximately to the indicator shown in FIG. 2, with the following differences. Instead of relay 10 in the collector circuit of output transistor 9 or
109 etc. there is a resistor 10 'or 110' and parallel to the gate resistor 6 or 106 etc. there is a capacitor 48 or 148 etc. The inputs of the indicators Is, I1, I2 and I3 are Es E1 , E2 and E3, the outputs are designated as As, A1, A2 and A3, respectively. These outputs are connected to the three equivalent inputs of a logic L consisting of a transistor 49, two resistors 50, 51, a capacitor 52 and three diodes 53, 54 and 55. This logic is an AND element whose output AL is connected to the input Es of the indicator Is. The inputs E1, E2 and E3 of the indicators I, I2 and I3 are connected in parallel to the output As of the indicator Is.
How a single indicator works has been described above. The interaction of the three parallel-connected individual indicators I1 to I3 together with the control or reference indicator Is and the logic L is explained in more detail below.
After the operating voltage UB has been applied, the voltage between the plates of the capacitors 48 and 148 is zero. The MOS-FETs 5 and 105 are blocked. The voltage Un is applied to the collectors of the transistors 9 and 109. The voltage at the output AL of the AND element and thus also the voltage at the electrode 2 of the ionization chamber 1 is approximately 0. Due to the charging of the capacitor 116, a current flows through the ionization chamber 101, the voltage at the gate of the MOS-FET 105 increases until it switches through. The MOS-FETs of the remaining indicators 12 and I3 also switch through in a corresponding manner. As a result, the output transistors 109 etc. turn on. When all inputs of the logic are at low potential, the transistor 49 of the logic blocks.
The potential at the electrode 4 of the ionization chamber 2 increases. A current flows through the ionization chamber 1, which in turn results in an increase in the voltage at the gate of the MOS-FET 5. As a result, the latter controls through, which in turn results in the transistor 9 being switched through. The potential at the electrodes 104 etc. of the ionization chambers 101 etc. of the individual indicators Ii to 13 falls to approximately zero potential. The current flow through this ionization chamber stops. The capacitors 148, etc. connected between gate and ground are discharged via the resistors 106, etc. lying parallel to them. The corresponding MOS-FETs block, as do the corresponding output transistors 109, etc., whereby their collector potential rises.
If all the inputs of the logic L are at high potential, the transistor 49 controls through, its collector potential falls to approximately zero potential. The processes described above are thus repeated.
The indicator arrangement described above is similar to the one previously described, - an oscillatable arrangement. The frequency of these oscillations, which can be taken in the form of electrical voltages at various points in the circuit arrangement, e.g. B. at the output AL of the logic L or at the output As of the control or reference indicator Is, but is no longer determined in the simple manner, as was the case, for example, with the circuit arrangement according to FIG. The logic L is only switched if the AND condition is met at its inputs. I.e. the checking of the individual indicators Ii to I3 initiated by the control or reference indicator Is only takes place again when all these individual indicators have indicated their functionality by emitting a corresponding signal.
If one or more of the indicators I1 to I3 responds later, the checking of the entire arrangement does not begin until later.
This late onset results in a change in the frequency of the output voltages of the logic L or of the control or reference indicator Is.
The output voltages mentioned can now be processed in the evaluation device described above in connection with FIG. 2 and shown for example in FIG. 7.
In one implementation of an indicator arrangement according to FIG.
5, the control or reference indicator and the logic are expediently installed in the alarm center, while the individual indicators are placed in a suitable location in the rooms to be monitored. The low-resistance outputs of the transistor circuits used make it possible to use relatively long lines. If necessary, the output of each individual indicator can be provided with an additional collector-base stage for the purpose of further lowering the output impedance. The other alternative, to install only an ionization chamber in the room to be monitored and to combine the remaining parts of the circuit in the control center, is out of the question because of the large output impedance of ionization chambers. The latter applies in the same way to the indicators shown in FIGS.
For certain applications it can be useful to monitor the functionality of the indicator directly (at least qualitatively) in the area it is monitoring. For this purpose, each indicator output is assigned an indicator lamp K1, K2, K3, which is connected, for example, between the collector of the respective output transistor and ground. These lamps are expediently gallium arsenide light-emitting diodes, which are characterized by extremely low power requirements and therefore only insignificantly load the circuit. Such indicator lamps can of course also be installed in the alarm center.
The use of indicator lamps at the outputs of an indicator is naturally not limited to the circuit arrangement shown in FIG. 5, but can also be implemented with the circuit arrangements of FIGS. 2 to 4.
Instead of installing the control or reference indicator in the alarm center, it can also be used to monitor a room. However, it is advisable to arrange the mentioned indicator Is, as described above, in the control center, where it is exposed to the same environmental influences as the other indicators, with the exception of combustion gases or smoke particles.
FIG. 6 shows an exemplary embodiment of an indicator made up of several individual indicators connected in series and mutually and automatically monitoring.
The individual indicators are labeled Ir, 12 and I3. Their structure corresponds to that of the indicator according to FIG. 4. Identical parts are provided with the same reference symbols in FIGS. 4 and 6.
The ionization chamber 1 is preceded by an amplifier stage formed from a transistor 56 with a collector resistor 57 and a base resistor 58. The base resistor 58 is bridged by a capacitor 59. This is used to filter out possible interference signals. The counter electrode 4 of the ionization chamber is connected to the collector of the transistor 56, the other end of the ionization chamber 1 is at the input of the threshold amplifier formed from the transistors 5, 38 and 39. Resistor 6 and a capacitor 60 are located between its input, the gate of MOS-FET 5 and ground. The threshold amplifier has two outputs A1 and 1. A1 is connected in series with a Zener diode 61 and a resistor 62 to the collector of transistor 38, A1 is connected directly to the collector of transistor 39.
The input E2 of a further indicator 12 is connected to the output A1 of the indicator I1 described above, to whose output A2 the input E3 of a third indicator I3 is connected, the output A3 of which is connected to the input E1 of the first indicator Ii. The two indicators I2 and I3 have the same structure as the indicator I1 described above, but in the case of the indicator 13 the series circuit formed by the Zener diode and the resistor is connected to the collector of the last transistor, i.e. the transistor that is connected to the transistor 39 in Indicator I corresponds, connected.
The mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 6 is explained below. After the operating voltage UB has been applied, all MOS-FETs are initially blocked, and the counter electrodes of the ionization chambers are approximately at zero potential. The outputs A1 and A2 are at a similar UB potential. The transistors in the input stages of indicators 12 and I3 are turned on. The transistor 56 in the input stage of I1 is blocked due to the different type of coupling to the indicator I3. The counter electrode 4 of the ionization chamber 2 is at approximately UB potential. This increases the voltage at the gate of the MOS-FET 5.
When a certain voltage value is reached, the MOS-FET 5 switches through, whereupon the Schmitt trigger connected to it also tips over. The voltage at the collector of transistor 38 (= voltage at output A1) drops to zero.
This decrease causes the input transistor of the indicator 12 to be blocked, which in turn results in the corresponding input transistor in the indicator 13 being blocked. As a result, the counter electrode of the ionization chamber of this indicator 13 is connected to the operating voltage. The capacitor lying parallel to the gate of the MOS-FET charges up and controls the MOS-FET through. There is now approximately UB potential at the output 3 of the indicator I3, which in turn blocks the transistor 56 of the input stage of the first indicator I1. The capacitor 60 discharges through the resistor 6, which blocks the MOS-FET 5, and there is again approximately UB potential at the output A1. The processes described above are repeated.
The circuit arrangement consisting of the three indicators I, to I3 represents - similarly to the arrangement shown in FIG. 5 - an oscillatable structure.
In the case of FIG. 6, an indicator virtually switches on the following indicator, which in turn switches on the one following it. The output signal of this chain is inverted and thus switches off the first indicator in the chain, which in turn switches off the next indicator. When the last indicator in this chain is switched off, the first is switched on again, and so on.
The voltage that can be tapped at any input or output is a measure of the operational readiness or
- efficiency of all indicators connected in series and can be further processed in the manner described above.
In the circuit arrangements of FIGS. 5 and 6, the parallel connection or series connection of three individual indicators was illustrated for reasons of clarity. The invention is of course not limited to this number.
In the case of the parallel connection shown in FIG. 5, the maximum number of individual indicators that can be connected in parallel is practically limited only by the load capacity of the output stage of the indicator Is. AND gates with almost any number of inputs are either directly commercially available as monolithic integrated circuits or can be easily built from such.
In the case of FIG. 6, practically no upper limit is set for the maximum number of individual indicators that can be interconnected in series. It should be noted, however, that the serial connection takes longer, the more individual indicators are connected together.
For the last-mentioned circuit arrangement, that shown in FIG. 5 also applies. Here, too, each of the outputs can be connected to an indicator lamp (gallium arsenide light-emitting diode) in order to be able to qualitatively check the operational readiness directly on the spot.
The proposed interconnection of several individual indicators is of course not limited to the indicators for fire gases and / or smoke particles described in detail here. The principle of interconnecting several individual indicators to form an oscillatory arrangement can easily be applied to indicators in which a transmitter other than an ionization chamber is used.