Die Erfindung betrifft ein Vorschaltgerät für Gasentladungslampen mit einer Vorschaltdrossel.
Durch die Schweizerpatente Nr. 431 716, Nr. 431 717 und Nr. 446 524 sind schnellheizende Vorschaltgeräte bekannt geworden, welche aber für den Handel und die Installa tion nicht zugelassen wurden, weil im Störfall, also bei desaktivierter Röhre oder gestörter Gasfüllung, kein flinker Verriegelungs-Schutz gegen den anhaltend überdosierten Strom bestand, und ständig mit dem Durchbrennen, also der Zerstörung von Röhre und Drossel gerechnet werden musste. Ausserdem besassen jene Schaltungen keine Blindstromkompensation und keine gleitende, also keine kaltstartverhindernde, Zündspannungszunahme. In den deutschen Patenten Nr.
837 419 und Nr. 949 419 sind ebenfalls Schaltungen bekannt geworden, welche aber weder gegengekoppelte Schnellheiz Systeme noch eine Schutzvorrichtung gegen Frühzündung haben, also ebenso nachteilige Eigenschaften aufweisen wie starterlose Geräte.
Die vorliegende Erfindung hat zum Ziel, für die verschiedenen Typen von Gasentladungslampen, entweder technisch perfektere oder/und preislich vorteilhaftere Vorschaltgeräte bereitzustellen. Vor allem sollen: a) im Startteil keine mechanischen oder beweglichen
Teile enthalten sein, um eine möglichst kleine Abnützung und eine möglichst grosse Betriebssicherheit zu errechen; b) ausser dem Kupfer- und Eisenkernaufwand der Vor schaltdrossel keine zusätzlichen Transformatoren, Eisen kerne und Spulen vorhanden sein, um nicht Gewicht,
Grösse und Kupfer/Eisenverluste unnötig zu erhöhen; c) im Interesse eines angenehmen, flackerfreien Starts, z.
B. bei vorgeheizten Lampen ein erhöhter, über dem
Lampen-Nennstrom liegender Vorheizstrom wirken; d) für den Abbruch der Vorheizung nicht statische Zu stände massgebend sein, also beispielsweise nicht eine günstige Umgebungstemperatur, welche einen Kaltstart auslösen kann, sondern es sollte ein gewisses, minimales
Sicherheits-Quantum an Vorheiz-Energie unter allen Um ständen die Kathoden-Glühtemperatur garantieren; e) im Störungsfall, das heisst bei desaktivierten Lampenka thoden, gestörter Gasfüllung, etc. keine Überhitzung oder Durchbrennen des Gerätes möglich sein; f) die Zündspannungen so viel über der Netzspannung lie gen, dass bei normaler Umgebungstemperatur keine Spe ziallampen (z. B. Röhren mit Zündstreifen) nötig sind.
Von den genannten Veröffentlichungen werden diese Ziele jedoch nur jeweils teilweise erfüllt. Und zwar erfüllt das Schweizer Patent 431 716 nicht die Punkte b, d, e, das Schweizer Patent 431 717 nicht die Punkte b, c, das Schweizer Patent 446 524 nicht die Punkte b, e das deutsche Patent 837419 nicht die Punkte c, d, das deutsche Patent 949419 nicht die Punkte c, d, f und das französische Patent Nr.
1 582 392 nicht die Punkte d, e.
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Vorschaltgerät zu beschreiben, welches alle Bedingungen gemeinsam erfüllt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass dem Lampenstromkreis mindestens ein Halbleiterschaltelement oder ein im magnetischen Sättigungsknick arbeitendes Kippelement zur Erzeugung der für den Lampenstart erforderlichen Zündspannung parallel geschaltet ist.
Während bei bekannten Schaltungen meistens der Kurzschlussstrom der Vorschaltdrossel, oder ein separater Heiztransformator die Glühkathoden der Lampe beim Startvorgang vorheizt, so dient die Vorschaltimpedanz beim vorliegenden Gerät nur zur Strombegrenzung der Röhrenbrennspannung. Die zwar auch im Vorheiz-Stromkreis liegende hohe Wechselstromimpedanz der Vorschaltdrossel wird, nachdem sie für die Röhren-Brennstrecke jederzeit voll wirkt, nachträglich durch geeignete Mittel wieder kompensiert. Ihre Kompensierung hinterlässt einen genügend kleinen Rest-Innenwiderstand, um die Kathoden-Aufheizgeschwindigkeit durch den viel grösseren Strom im gewünschten Masse zu erhöhen.
Dieser viel kräftigere Vorheizstrom, welcher durch die Lampenglühwendeln und durch die Vorschaltinduktivität, niemals aber durch die Lampen-Brennstrecke fliesst, wäre auch viel zu hoch, um als Effektivstromwert von der Drosselwicklung und den Heizkathoden ertragen werden zu können. Nur als zeitlich genau dosierter und von der Lampe selbst unter Kontrolle gehaltener und überwachter Stromstoss, bleibt er innerhalb zeitlich ungefährlichen Grenzen. Seine Stärke liegt nur wenig unterhalb der Zone, die eine emissionsschädigende Querzündung über der Röhren-Heizwendel hervorrufen könnte. Diese schädliche Zone beginnt je nach Lampentyp etwa bei der 15-20fachen Leistung oberhalb der Nennstrom-Heizleistung. Das Resultat ist ein schnellstartendes, flackerfreies Vorschaltgerät, dessen Einschaltzeit etwa derjenigen der Glühlampe entspricht.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1-11 Schaltbilder verschiedener Ausführungsbeispiele,
Fig. 12 den Verlauf der Röhrenspannung für verschiedene Schaltphasen des Vorschaltgerätes und
Fig. 13a-i den Verlauf der Röhrenspannung für die verschiedenen Ausführungsbeispiele.
Die in den Fig. 1-5 dargestellten Ausführungsbeispiele umfassen eine an den Netzklemmen 1 und 2 angeschlossene Vorschaltdrossel, welche aus zwei Wicklungshälften 3a und 3b besteht und auf einen gemeinsamen Kern 4 gewickelt sind. Bei asymmetrischen Vorschaltdrosseln würde diese Vorschaltinduktivität aus einer einzigen Wicklung bestehen.
Auch kann diese Vorschaltinduktivität durch einen Streufeld Transformator gebildet werden. Die Gasentladungslampe 6 ist mit ihren beiden Kathoden-Glühwendeln 5 und 7 einseitig an die Vorschaltwicklungen 3a und 3b angeschlossen. Die zwei übrigen Heizkathoden-Anschlüsse 8 und 9, welche bei den bekannten Vorschaltgeräten zu einem Bimetall-Glimmstarter führen, gehen zur elektronischen Start- und Zündvorrichtung. Bei allen Schaltbeispielen übernimmt ein Thyristor oder ein Triac (Wechselstrom-Thyristor) die Funktion des Start-Schalters.
In Fig. 1 wird zur Kompensation der Vorschaltinduktivität 3a und 3b eine Zusatzwicklung 10 und 11 verwendet, welche auf demselben Eisenkern 4 gewickelt ist wie die Drossel.
Ihr Wickelsinn ist der Vorschaltdrossel entgegengesetzt, sie besitzt aber die gleiche Windungszahl. Nachdem das Gerät an die Netzspannungsklemmen 1 und 2 angeschlossen, und der Triac 12 voll durchgesteuert (leitend) ist, entsteht ein angenähert induktionsfreier, niederohmiger Heizstromkreis 1, 3a, 5, 8, 10, 12, 9, 7, 3b, 2, welcher eine äusserst schnelle Erhitzung der Glühwendeln 5 und 7 zur Folge hat. Der viel hochohmigere Wechselstromkreis 1, 3a, 5, 6, 7, 3b, 2 über die Gasentladestrecke bleibt dabei voll erhalten und übernimmt die Lampen-Brennstrom-Begrenzung. Die anfänglich durch den Kondensator 13 noch kein Gleichspannungspotential aufweisende Gleichrichterbrücke 15-18 beginnt sich aufzuladen, und am VDR-Widerstand 19, welcher als Belastungswiderstand arbeitet, wird der Spannungsabfall immer kleiner.
Über den Vorwiderstand 21 geiangt an den Triggerkondensator 22 eine immer kleiner werdende Steuerspannung für die Triggerdiode 23. Die Zündeinsatz-Punkte im Triac finden nun nicht mehr kurz nach dem Nulldurchgang der Netz Sinusspannungskurve (Fig. 12) statt, sondern verschieben sich gegen den Scheitelwert. Da aber der Triac 12 jeweils im Zündmoment nicht nur den Heizstromkreis schliesst, sondern gleichzeitig auch den Netzspannungs-Kondensator 25 mit dem Primär-Wicklungsabschnitt 11 eines Autotransforma tors 10 und 11 verbindet, entsteht im Sekundär-Wicklungsabschnitt 10 eine Hochspannungs-Zündspitze, welche die Zündung der Lampe hervorruft. Die Grösse des Kondensators 25 ist so bemessen, dass er ausserdem das sonst induktive Vorschaltgerät in ein blindstromkompensiertes verwandelt.
Die dritte Aufgabe des Kondensators 25 besteht darin, durch den Blindstromgewinn in der Vorschaltdrossel etwa eine Halbierung des Kupferdrahtquerschnittes der Vorschaltwicklung zu erlauben. Seine vierte Aufgabe ist das Abschneiden von gelegentlich im Netz auftretenden und für den Triac gefährlichen Überspannungsspitzen.
Ferner sind ein Sicherheits-Entladewiderstand 26, und ein Sicherheits-Ableitwiderstand 24 vorgesehen.
Nachdem der Triac gezündet ist, wird die Spannung über der Röhre etwa halbiert (Fig. 12b), weil die gesamten Wicklungen praktisch im Kurzschluss arbeiten und als ohmscher Spannungsteiler wirken. Ein Rundfunk-Störschutzkondensator 29 hat für die Start- und Zündfunktion keine Bedeutung. Die Ansteuerungselektronik 13-24 für den Triac 12 hat für drei verschiedene Steuerzustände aufzukommen: 1. Die Einschaltphase
Unmittelbar nach dem Einschalten steuert die zeit- und spannungsabhängige Spannungsteiler-Anordnung 13-22 die Triggerdiode und somit den Triac so, dass er vollständig eingeschaltet bleibt. An die Röhre 6 gelangt ein hoher Heizstrom, aber noch keine Zündspannung, und etwa die halbe Netzspannung.
2. Die Startphase
Während sich die Kathodentemperaturen schnell dem Glühstadium nähern, lädt sich der Kondensator 13 auf, und durch den verzögerten Triac-Zündeinsatz gelangt zeitweise die volle Netzspannung über die Vorschaltdrossel an die Röhre. Der Heizstrom wird nun durch die verkürzte Triac Schaltzeit etwas kleiner, und die Zündspitzen werden von Halbwelle zu Halbwelle immer grösser. Im Moment des Brennstartes bricht die Spannung über der Röhre zusammen, und der nun zu hoch aufgeladene Kondensator 13 verursacht das vollständige Sperren des Triacs 12. Die Grösse des Verzögerungskondensators 13 ist so gewählt, dass leicht heizende Lampen gegen das Ende der Einschaltphase brennbereit sind. Für die übrigen setzt sich die Schnellheizung je nach Bedarf fort.
3. Die Schutzphase
Wenn die Röhre trotz der etwa 5fach verlängerten Startphase noch immer nicht gezündet haben sollte, lädt sich der Kondensator 13 wegen den andauernden Zündspitzen so weit auf, dass trotzdem keine triggerfähige Spannung mehr über dem Kondensator 22 liegt. Der Entladewiderstand 14 reduziert die Ladespannung langsam, bis wieder vereinzelte Zünd- und Heizimpulse möglich sind (Fig. 12d). Das Zeitglied 13, 14 fängt an, in einem Rhythmus von 1-2 mal pro Stunde auf- und abzupendeln. Die Grösse des Widerstandes 14 lässt sich so einstellen, dass als Effektivwert der Röhren Nennstrom entsteht, welcher auch auf die Dauer die Wicklungen nicht durchbrennen kann und der Röhre Gelegenheit bietet, nach Beseitigung der Störursache (z. B. zu niedrige Netzspannung) doch noch zu starten.
Der Widerstand 14 entspricht ausserdem mit dem Kondensator 13 zusammen einem Zeitglied mit gleicher Zeitkonstante wie die Abkühlungsgeschwindigkeit der Röhrenkathoden, um bei einer zu kurzen Brennpause nur einen Teil oder auch die ganze Start- und Einschaltphase zu überspringen, und keine unnötige Erhitzung der Kathoden zu erhalten.
Da für jeden Lampentyp andere Wicklungs- und R-C-Werte erforderlich sind, haben die nachfolgenden Beispielsangaben für die Bemessung der Schaltelemente nur einen beschränkten Gültigkeitswert: Widerstand 14 etwa 470 K Ohm Kondensator 13 etwa 1 ,uF Widerstand 21 etwa 15 K Ohm Kondensator 22 etwa 47 nF Widerstand 24 etwa 1 K Ohm Kondensator 26 etwa 4 ,uF Widerstand 26 100 K Ohm Kondensator 29 etwa 10 nF Widerstand 28 0,47 Ohm Windungszahl (Vorschaltinduktivität = 100O/o) 3a etwa 5001o 3b etwa 50% 10 etwa 900/0 11 etwa 10%
In Fig.
2 ist ein zweites Ausführungsbeispiel gezeigt, welches die für eine beschleunigte, flackerfreie Kathodenaufheizung störende hohe Vorschaltimpedanz 3a und 3b teilweise kompensiert, ohne dieselbe für die Lampenstrom-Begrenzung zu reduzieren. Diese Aufgabe übernimmt ein Kondensator 30, welcher durch sein entgegengesetztes Phasenverhalten der Vorschaltinduktivität entgegen wirkt. Der Scheinwiderstand des Kondensators 30 muss dabei etwa 2-3mal kleiner sein, als derjenige der Vorschaltinduktivität, um eine Resonanzerscheinung zu vermeiden und um die Anfangsspannung über der Röhre so niedrig als möglich zu halten.
Nach Fig. 2 liegt dem Kondensator 30 ein Triac 31 in Serie, welcher nach Einschaltbeginn voll leitend gesteuert wird, weil der oberwellenbefreiende Spannungsteiler 38-41 durch den zunächst noch kurzgeschlossenen Brückengleichrichter 34-37 die Triggerdiode 43 nahezu durchgehend ansteuert. Durch den Zusammenbruch der Röhrenspannung auf die Brennspannung wird die Triac-Steuerung unwirksam.
Das R-C-Glied 45 und 46 bildet einen Rundfunk-Störschutz.
Die Schaltung besitzt wie starterlose Geräte keine Zündspannung und bietet ausser einem viel flinkeren Start einen besseren Frühzündungsschutz wegen der reduzierten Anfangsspannung.
Die Werte der Schaltelemente für die Schaltung betragen beispielsweise: Widerstand 33 etwa 3,3 M Ohm Kondensator 32 etwa 1 ,uF Widerstand 38 etwa 22 K Ohm Kondensator 39 etwa 47 nF Widerstand 41 etwa 33 K Ohm Kondensator 40 etwa 47 nF Widerstand 42 etwa 470 K Ohm Kondensator 30 etwa 20 uF Widerstand 44 etwa 1 K Ohm Kondensator 46 etwa 47 nF Widerstand 45 etwa 33 Ohm
In den Fig. 3, 4 und 5 sind Ausführungsbeispiele beschrieben, bei denen durch eine ungleich starke, einseitige Halbwellenbelastung in der Vorschaltdrossel eine hohe Gleichstromkomponente und somit die angestrebte Heizstromvergrösserung entsteht. In den Schaltungen gemäss Fig. 3 und 4 sind ausserdem Vorrichtungen vorhanden, um speziell bei kurzen, also besonders kaltstartgefärdeten Röhren, Frühzündungen unter allen Umständen zu vermeiden.
Fig. 3 zeigt eine Schaltung, bei welcher über den Starter Anschlusspunkten 8 und 9, ausser dem Störschutz R-C-Glied 57 und 58 ein Triac 63 mit einer Diode 62 in Serie liegt. Da über der Diode ausserdem ein spannungsbegrenzender VDR Widerstand 59, und über dem Triac 63 ein Dämpfungs R-C-Glied 60 und 61 liegt, entsteht bei voll ausgesteuertem Triac 63 über den Starter-Anschlusspunkten in den einen Halbwellen eine durch den VDR-Widerstand etwa halbierte Netzspannung und in den anderen eine durch die Diode 62 kurzgeschlossene Netzspannung (Fig. 13c).
Da die Diode 67 über den Vorwiderstand 66 das Zeitglied 64, 65 aufzuladen hat, aber ihrerseits auch wieder durch eine entgegengesetzte Diode 68 mit einem Zeitglied 69, 70 überbrückt ist, nehmen die Triac-Steuersignale in ihrer Reihenfolge so ab, dass zunächst bei etwa halbierter Netzspannung über der Röhre ein hoher asymmetrischer Gleichstrom vorheizt. Dann wird durch die Ansteuerungs-Verschiebung jene direkt durch die Diode 62 fliessende Halbwellengruppe unterbrochen, aber jene durch den VDR-Widerstand zunächst noch nicht. Dadurch fliesst immer noch ein hoher Heizstrom, aber bei voller Netzspannung und einer zusätzlichen, durch das Störschutzglied 57 und 58 zündungsfördernden Überspannungsschwingung (Fig. 13d). Zündet die Röhre, so bricht die Steuerspannung auf etwa /, zusammen und ist nicht mehr weiter aussteuerungsfähig.
Die Schaltung gemäss Fig. 4 eignet sich insbesondere für kapazitive (blindstromüberkompensierte) Vorschaltgeräte (Serienkondensator 75 gestrichelt eingezeichnet). Ein direkt über der Lampenbrennstrecke 8 und 9 liegender Triac 63, wird durch einen Vorwiderstand 77, und dann durch zwei parallel liegende, ungleich dimensionierte Dioden-Zeitglieder 78, 79, 80 und 81, 82, 83 aber mit entgegengesetzter Dioden Durchlassrichtung, über das Triggersystem 71-74 angesteuert. Ein VDR-Widerstand 76 über der Röhren-Entladungsstrecke verhindert bei vorhandenem Kondensator 75 ein spannungsmässiges Abwandern bei den schwächer angesteuerten Halbwellen. Durch die zunächst noch entladenen Verzögerungskondensatoren 79 und 82 entsteht beim nahezu durchgehend leitenden Triac eine Lampenspannung nach Fig. 7e.
Das schwächere, schneller ladende Zeitglied treibt die Vorschaltdrossel in die Sättigung und erzeugt einen hohen Heizstrom. Gegen den Schluss des Startvorganges würde bei nicht oder spät zündender Röhre die Spannungskurvenform nach Fig. 1 3g entstehen.
Fig. 5 stellt eine stark vereinfachte Variante für asymmetrische Heizung dar. Sie ist für lange Lampentypen geeignet.
Die Gleichstromsättigung kommt allein schon dadurch zustande, dass nur ein Thyristor 84 als Schalter wirkt, also die negativen Halbwellen ohnehin immer gesperrt sind. Ein Widerstand 85 führt eine ständige Steuerspannung zur Thyristor-Zündelektrode. Aber eine Diode 86 beginnt nach dem Einschalten ans Netz über einen Vorwiderstand 87 den Kondensator 88 aufzuladen. Die anwachsende negative Spannung über diesem Kondensator zieht über den Widerstand 89 die vom Widerstand 85 gelieferte Spannung immer mehr in eine negative Zone hinein. Wenn die Röhre zündet, bricht ihre Speisespannung zusammen. Mit der negativen Überlagerung reicht der Steuerstrom nicht mehr für weitere Zündungen im Thyristor aus. Zündet die Röhre später oder über.
haupt nicht, so setzt wegen der immer stärkeren negativen Beeinflussung die Heizung mit der Zeit trotzdem aus. Weil die R-C-Werte so gewählt sind, dass die Kathoden glühen, bevor die Aufladung im Kondensator 88 ihren höchsten Wert erreicht hat, ist die selbstregulierende Wirkung so gross, dass keine Triggerdiode benötigt wird.
Die im folgenden anhand der Fig. 6-11 gezeigten Ausführungsbeispiele verwenden eine Vorschaltspule mit einer 2-3mal kleineren Induktivität als bei bekannten Geräten.
Während ein im Brennkreis mit der Induktivität in Serie liegender Kondensator mit der Netzfrequenz betrieben wird, arbeitet die Induktivität vorzugsweise auf der dritten Oberwelle der Netzfrequenz. Da der Strom- bzw. Spannungsverlauf der brennenden Röhren nahezu rechteckförmig ist, tritt bei Berücksichtigung der Phasenverhältnisse eine nahezu ideale Blindstromkompensation ein. Durch die gegenüber bekannten Geräten um das 2 bis 3fache verringerte Vorschaltinduktivität tritt eine höhere Brennspannung an den Lampen auf, wodurch es möglich ist, zwei Lampen in Serie zu schalten, welche bisher nur einzeln von je einem Vorschaltgerät versorgt werden konnten.
Durch eine derartige Massnahme ergeben sich wesentliche Einsparungen im Hinblick auf die verkleinerte Induktivität wie auch im Hinblick auf die Möglichkeit, zwei Röhren in Serie an einem einzigen Vorschaltge rät zu betreiben.
Das in Fig. 6 gezeigte Vorschaltgerät, welches auch ohne die im rechten Teil angedeutete Steuerschaltung voll funktionsfähig ist, umfasst einen Vorschaltkondensator 103, eine Vorschaltinduktivität 104, welche beispielsweise als Luftspaltdrossel ausgebildet ist, sowie zwei in Serie liegende Röhren 105a, 105b. Die äusseren Heizwendeln der in Serie liegenden Röhren sind über Sättigungsdrosseln 106a und 106b mit den inneren Heizwendeln der Röhren in Serie geschaltet.
Selbstverständlich kann eine einzige Sättigungsdrossel 106 vorgesehen sein. Ferner ist ein Störschutzkondensator 120 vorgesehen. Zum Schutz des Vorschaltgerätes vor Uberlastung sind im Kreis der Sättigungsdrossel PTC-Widerstände 107a und 107b sowie im Hauptstromkreis ein von einem Widerstand überbrückter Thermoschalter 108 vorgesehen.
Die Sättigungsdrosseln 106a und 106b sind so bemessen, dass sie wegen ihrer steil ansteigenden Reaktanz zunächst nur einen äusserst geringen Widerstand für den Heizstrom darstellen. Bei gezündeten Röhren fliesst jedoch durch die Drosseln nur ein unbedeutend kleiner Strom.
Zur Verbesserung der Zündeigenschaften der Vorrichtung gemäss Fig. 6 kann den Drosseln ein Thyristor 112 parallel geschaltet werden, welcher in einer Halbwelle einen zusätzlichen Stromanteil übernimmt und in einer nachfolgenden Halbwelle unter dem Einfluss eines zuvor aufgeladenen Kondensators 116 angesteuert wird. Die Aufladung des Kondensators 116 erfolgt über eine Diode 109 und einen Widerstand 111. Widerstände 110 und 113 sorgen für entsprechende Spannungspotentiale an der Steuerelektrode des Thyristors 112. Begrenzungsdioden 114 und 115, welche über Widerstände 118 und 120 sowie über eine Diode 119 unter dem Einfluss eines Kondensators 117 angesteuert werden, wirken als Überlastungsschutz für den Thyristor 112.
Für ein 50 Hz-Netz können die Werte der verwendeten Schaltelemente wie folgt gewählt werden: 103 4tjF 116 47 nF 104 Z=30OOhm 117 330uF 110 lMOhm 118 10 K Ohm 111 150 K Ohm 120 1 K Ohm 113 330 K Ohm
In dem in Fig. 7 gezeigten Ausführungsbeispiel sind die beiden Sättigungsdrosseln durch eine elektronische Zündeinrichtung ersetzt. Die inneren Heizwendeln der in Serie liegenden Leuchtstoffröhren 105a und 105b sind über eine an der Induktivität 104 angebrachten Zusatzwicklung 136 angeschlossen. Wegen des auch in diesem Gerät am Anfang fliessenden hohen Stromes entsteht auch in der Wicklung 136 angeschlossen. Wegen des auch in diesem Gerät am Anfang fliessenden hohen Stromes entsteht auch in der Wicklung 136 eine relativ hohe Heizspannung für die inneren Heizwendeln.
Die elektronische Steuerschaltung zur Erzeugung des erhöhten Heizstromes zum Zünden der Röhren 1 05a und 1 05b umfasst einen Triac 122, einen Widerstand 131 und eine Kippdiode 129. Über ein Widerstandsnetzwerk 123 und 124 sowie einen Kondensator 132 und einen weiteren Kondensator 130 ist ein in einem Gleichrichterkreis 127, 128 liegendes Zeitglied 125, 126 angeschlossen. Diese Steuerschaltung entspricht in ihrer Funktion weitgehend den anhand den Figuren 1-3 gezeigten Ausfürhungsbeispielen. Ein aus einem Widerstand 133 und einem Kondensator 135 sowie einem parallel liegenden VDR-Widerstand 134 bestehendes Netzwerk dient dem Überspannungsschutz für den Triac.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel weist die folgenden Werte auf: 123 68 K Ohm 126 1 pF 124 1 M Ohm 130 68 nF 125 2,2 M Ohm 132 150 nF 131 1 K Ohm 135 100 nF 133 33 Ohm
Das in Fig. 8 gezeigte Ausführungsbeispiel entspricht im wesentlichen dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 7, wobei jedoch der Kaltstartschutz für geheizte Röhren verbessert ist. Ferner ist die Startautomatik durch eine zusätzliche Schaltung überbrückt, welche im Störfall ein wiederholtes Starten vermeidet. Ein als Schalter verwendeter Thyristor 144 ist zum Schutz vor Kaltstart der Lampen mit einem Kondensator 141 verbunden, welcher über eine parallel liegende Diode 142 an einem Messwiderstand 151 praktisch an den Gasentladungsstrecken liegt. Bei kalten Röhren wird damit keine zündfähige Spannung erzeugt.
Nachdem jedoch mit einem negativen Spannungsabfall am Messwiderstand 151 über Schaltelemente 145, 146, 147, 148, 152, und 153 der Thyristor 144 gesperrt worden ist, können die Lampen zünden, und die Spannung über der Induktivität 104 wird, über einen Widerstand 154 abgeschwächt und von einer Diode 155 gleichgerichtet, zur Erhaltung dieser Sperre benutzt. Im Störfall übernimmt nach einigen erfolglosen Startversuchen eine Sicherheitssperre, bestehend aus den Elementen 137, 138,
143, 149 und 150, diese Funktion.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel weist die folgenden Werte auf: 137 47 K Ohm 139 10 nF 140 1 M Ohm 141 64 uF 151 10 Ohm 150 2000 FF 149 3,3 K Ohm 152 680 ,uF 153 2,2 K Ohm 154 47 K Ohm
Das in Fig. 9 gezeigte Ausführungsbeispiel stellt eine Vereinfachung gegenüber dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel dar, indem auf eine zusätzliche Blockiervorrichtung verzichtet wird. Ferner ist die Zünd- und Sperrautomatik dadurch vereinfacht, dass die nach der Zündung der Lampen in Brennstrom enthaltene Oberwellenanteile zum Sperren des Thyristors 144 herangezogen werden. Zu diesem Zweck ist ein Differenzierglied 156, 157 vorgesehen, dessen Signal in einer
Diode 159 gleichgerichtet und über Widerstände 160, 161 der Steuerelektrode des Thyristors 144 zugeführt wird.
Für ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel betragen die Werte der Schaltelemente:
157 47 Ohm 156 100 nF
158 100 K Ohm 152 330 FF
160 3,3 K Ohm 161 4,7 K Ohm
162 3,3 K Ohm
In dem aus Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 10 wird eine mehrere tausend Volt erreichende Zündspannung erzeugt.
Ein auf Netzspannung aufgeladener Kondensator 168 wird über ein Thyristor 165 auf das kleinere Spulenteilstück der als Autotransformator ausgebildeten und mit einer Anzapfung 174 versehenen Induktivität 104 entladen. Diese Impulse werden vom Autotransformator übersetzt und erzeugen die gewünschten Hochspannungsimpulse. Nach erfolgter Zündung entsteht in dem kleineren Wicklungsteilstück eine Wechselspannung, welche zur Sperrung des Thyristors 165 gleichgerichtet wird. Eine solche Zündvorrichtung kann auch als Hilfszündung bei allen anderen erwähnten Schaltungen zusätzlich vorgesehen sein, um die Zündsicherheit zu erhöhen.
Für ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel betragen die Werte: 163 3,3 K Ohm 167 3,3 M Ohm 169 3,3 K Ohm 168 16 uF 170 3,3 K Ohm 171 330uF 172 3,3 K Ohm
In dem in Fig. 11 gezeigten Ausführungsbeispiel wird eine weniger hohe Zündspannung als in dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 10 erzeugt. Durch eine Spannungsvervielfacherschaltung 182, 175, 176 wird über einen eingeschalteten Thyristor 180 dem Primärteil der als Autotrafo wirkenden Induktivität 104 etwa die 1,5fache Netzspannung zugeführt. Dieser Wert ergibt sich durch Speicherung der vom Spannungsvervielfacher erzeugten und im Kondensator 103 gespeicherten Spannung durch Überlagerung mit der nächsten Netzspannungsperiode.
Der Autotransformator, welcher durch die Anzapfung 182 an der Induktivität 104 gebildet wird, übersetzt diese Spannungsspitzen beispielsweise um das Doppelte auf die dreifache Netzspannung. Nach dem Lampenstart bleiben weitere Aufladungen im Kondensator 103 aus, da die gezündeten Lampen keine Gleichspannungsaufladung im Kondensator 103 mehr zulassen. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel weist die folgenden Werte auf:
176 100 K Ohm 177 330 nF
178 1 K Ohm 181 1 K Ohm
The invention relates to a ballast for gas discharge lamps with a ballast choke.
Fast-heating ballasts have become known through Swiss patents No. 431 716, No. 431 717 and No. 446 524, but they have not been approved for trade and installation, because in the event of a malfunction, i.e. with a deactivated tube or a defective gas filling, they are not nimble There was locking protection against the persistently overdosed current, and the constant burning through, i.e. the destruction of the tube and choke, had to be expected. In addition, those circuits had no reactive current compensation and no sliding, i.e. no increase in ignition voltage that would prevent cold starts. In the German patents No.
837 419 and No. 949 419 circuits have also become known which, however, have neither counter-coupled rapid heating systems nor a protective device against pre-ignition, i.e. have just as disadvantageous properties as starterless devices.
The aim of the present invention is to provide ballasts for the various types of gas discharge lamps that are either technically more perfect and / or more favorably priced. Above all, there should be: a) no mechanical or moving parts in the starting part
Parts are included in order to achieve the smallest possible wear and tear and the greatest possible operational reliability; b) Except for the copper and iron core costs of the upstream choke, there are no additional transformers, iron cores and coils to avoid weight,
Unnecessarily increasing size and copper / iron losses; c) in the interest of a pleasant, flicker-free start, e.g.
B. with preheated lamps an increased, above the
The preheating current in the lamp's nominal current acts; d) Static conditions are not decisive for the termination of the preheating, for example not a favorable ambient temperature which can trigger a cold start, but a certain minimum
A safety quantum of preheating energy under all circumstances guarantee the cathode annealing temperature; e) in the event of a malfunction, i.e. with deactivated lamp cathodes, faulty gas filling, etc., the device cannot overheat or burn out; f) the ignition voltages are so much higher than the mains voltage that no special lamps (e.g. tubes with ignition strips) are required at normal ambient temperatures.
However, these goals are only partially met by the publications mentioned. The Swiss patent 431 716 does not meet points b, d, e, the Swiss patent 431 717 does not meet points b, c, the Swiss patent 446 524 does not meet points b, e, and the German patent 837419 does not meet points c, d , German patent 949419 not points c, d, f and French patent no.
1 582 392 not points d, e.
It is the object of the invention to describe a ballast which meets all the conditions together.
According to the invention, this object is achieved in that at least one semiconductor switching element or a flip-flop element operating in the magnetic saturation kink is connected in parallel to the lamp circuit to generate the ignition voltage required for starting the lamp.
While in known circuits mostly the short-circuit current of the series choke or a separate heating transformer preheats the glow cathodes of the lamp during the starting process, the series impedance in the present device is only used to limit the current of the tube voltage. The high alternating current impedance of the series choke, which is also present in the preheating circuit, is subsequently compensated for by suitable means after it is fully effective at all times for the tube combustion path. Their compensation leaves a sufficiently small residual internal resistance to increase the cathode heating rate by the much larger current to the desired extent.
This much more powerful preheating current, which flows through the lamp filaments and the series inductance, but never through the lamp burning path, would also be much too high to be tolerated as an effective current value by the inductor winding and the heating cathodes. Only as a precisely timed surge of electricity kept under control and monitored by the lamp itself does it remain within harmless time limits. Its strength is only slightly below the zone that could cause emission-damaging transverse ignition above the tubular heating coil. Depending on the lamp type, this harmful zone begins at around 15-20 times the output above the rated current heating output. The result is a fast-starting, flicker-free ballast with a switch-on time roughly equivalent to that of the incandescent lamp.
In the following, exemplary embodiments of the invention are explained in more detail with reference to drawings. Show it:
Fig. 1-11 circuit diagrams of various embodiments,
12 shows the profile of the tube voltage for different switching phases of the ballast and
13a-i show the profile of the tube voltage for the various exemplary embodiments.
The exemplary embodiments shown in FIGS. 1-5 include a series choke connected to the mains terminals 1 and 2, which consists of two winding halves 3a and 3b and are wound on a common core 4. In the case of asymmetrical series chokes, this series inductance would consist of a single winding.
This series inductance can also be formed by a stray field transformer. The gas discharge lamp 6 is connected with its two cathode filaments 5 and 7 on one side to the ballast windings 3a and 3b. The two remaining heating cathode connections 8 and 9, which in the known ballasts lead to a bimetal glow starter, go to the electronic starting and ignition device. In all switching examples, a thyristor or a triac (alternating current thyristor) takes on the function of the start switch.
In Fig. 1, an additional winding 10 and 11 is used to compensate for the series inductance 3a and 3b, which is wound on the same iron core 4 as the choke.
Its winding direction is opposite to that of the series reactor, but it has the same number of turns. After the device is connected to the mains voltage terminals 1 and 2, and the triac 12 is fully activated (conductive), an approximately induction-free, low-resistance heating circuit 1, 3a, 5, 8, 10, 12, 9, 7, 3b, 2 is created an extremely rapid heating of the filaments 5 and 7 results. The much higher-resistance alternating current circuit 1, 3a, 5, 6, 7, 3b, 2 via the gas discharge path is fully retained and takes over the limitation of the lamp's burning current. The rectifier bridge 15-18, which initially has no DC voltage potential due to the capacitor 13, begins to charge, and the voltage drop at the VDR resistor 19, which works as a load resistor, becomes smaller and smaller.
An ever-decreasing control voltage for the trigger diode 23 is applied to the trigger capacitor 22 via the series resistor 21. The starting points in the triac no longer take place shortly after the zero crossing of the mains sinusoidal voltage curve (Fig. 12), but shift towards the peak value. However, since the triac 12 not only closes the heating circuit at the moment of ignition, but also connects the mains voltage capacitor 25 to the primary winding section 11 of an autotransformer sector 10 and 11 at the same time, a high-voltage ignition tip is created in the secondary winding section 10, which initiates the ignition of the lamp. The size of the capacitor 25 is dimensioned such that it also converts the otherwise inductive ballast into a reactive current compensated one.
The third task of the capacitor 25 is to allow the copper wire cross-section of the series winding to be halved by the reactive current gain in the series choke. Its fourth task is to cut off overvoltage peaks that occasionally occur in the network and are dangerous for the triac.
A safety discharge resistor 26 and a safety bleeder resistor 24 are also provided.
After the triac has ignited, the voltage across the tube is roughly halved (Fig. 12b), because the entire windings work practically in a short circuit and act as an ohmic voltage divider. A radio interference protection capacitor 29 has no meaning for the start and ignition function. The control electronics 13-24 for the triac 12 are responsible for three different control states: 1. The switch-on phase
Immediately after switching on, the time- and voltage-dependent voltage divider arrangement 13-22 controls the trigger diode and thus the triac so that it remains completely switched on. A high heating current reaches the tube 6, but no ignition voltage, and about half the mains voltage.
2. The start phase
While the cathode temperatures are rapidly approaching the glow stage, the capacitor 13 charges up, and the delayed triac ignition means that the full mains voltage is temporarily supplied to the tube via the series choke. The heating current is now slightly smaller due to the shortened triac switching time, and the ignition peaks become larger and larger from half-wave to half-wave. At the moment the burning starts, the voltage across the tube collapses and the capacitor 13, which is now too highly charged, causes the triac 12 to be completely blocked. The size of the delay capacitor 13 is selected so that slightly heating lamps are ready to burn towards the end of the switch-on phase. For the rest, rapid heating continues as needed.
3. The protection phase
If the tube has still not ignited despite the approximately 5-fold longer start phase, the capacitor 13 charges up due to the persistent ignition peaks to such an extent that there is no longer any triggerable voltage across the capacitor 22. The discharge resistor 14 slowly reduces the charging voltage until isolated ignition and heating pulses are possible again (FIG. 12d). The timing element 13, 14 begins to oscillate up and down in a rhythm of 1-2 times per hour. The size of the resistor 14 can be set in such a way that the nominal current arises as the effective value of the tubes, which cannot burn through the windings in the long term and gives the tube the opportunity to close after the cause of the fault (e.g. too low mains voltage) start.
The resistor 14 also corresponds to the capacitor 13 together with a timing element with the same time constant as the cooling rate of the tube cathodes, in order to skip only part or the entire start-up and switch-on phase if the pause is too short, and to avoid unnecessary heating of the cathodes.
Since different winding and RC values are required for each type of lamp, the following example information for the dimensioning of the switching elements is only of limited validity: Resistor 14 approx. 470 K Ohm capacitor 13 approx. 1, uF resistor 21 approx. 15 K Ohm capacitor 22 approx. 47 nF resistor 24 about 1 K Ohm capacitor 26 about 4, uF resistor 26 100 K Ohm capacitor 29 about 10 nF resistor 28 0.47 Ohm number of turns (series inductance = 100O / o) 3a about 5001o 3b about 50% 10 about 900/0 11 about 10%
In Fig.
2 shows a second exemplary embodiment which partially compensates for the high ballast impedance 3a and 3b, which interferes with accelerated, flicker-free cathode heating, without reducing the same for the lamp current limitation. This task is taken over by a capacitor 30, which counteracts the series inductance due to its opposite phase behavior. The impedance of the capacitor 30 must be about 2-3 times smaller than that of the series inductance in order to avoid a resonance phenomenon and to keep the initial voltage across the tube as low as possible.
According to FIG. 2, the capacitor 30 is connected in series with a triac 31 which is fully conductive after the start of switching on because the harmonic-free voltage divider 38-41 controls the trigger diode 43 almost continuously through the bridge rectifier 34-37, which is initially still short-circuited. The triac control becomes ineffective due to the collapse of the tube voltage to the burning voltage.
The R-C element 45 and 46 forms radio interference protection.
Like starterless devices, the circuit has no ignition voltage and, in addition to a much quicker start, offers better pre-ignition protection due to the reduced initial voltage.
The values of the switching elements for the circuit are, for example: Resistor 33 about 3.3 M Ohm capacitor 32 about 1, uF resistor 38 about 22 K Ohm capacitor 39 about 47 nF resistor 41 about 33 K Ohm capacitor 40 about 47 nF resistor 42 about 470 K ohm capacitor 30 about 20 uF resistor 44 about 1 K ohm capacitor 46 about 47 nF resistor 45 about 33 ohm
In FIGS. 3, 4 and 5, exemplary embodiments are described in which a high direct current component and thus the desired increase in heating current arise due to an unequal, one-sided half-wave load in the series choke. In the circuits according to FIGS. 3 and 4 there are also devices in order to avoid pre-ignition under all circumstances, especially in the case of short tubes, which are particularly prone to cold start.
3 shows a circuit in which a triac 63 with a diode 62 is connected in series via the starter connection points 8 and 9, in addition to the interference protection R-C element 57 and 58. Since there is also a voltage-limiting VDR resistor 59 across the diode and an attenuation RC element 60 and 61 across the triac 63, when the triac 63 is fully controlled, a line voltage is roughly halved by the VDR resistor across the starter connection points in one half-cycle and in the other a mains voltage short-circuited by the diode 62 (FIG. 13c).
Since the diode 67 has to charge the timing element 64, 65 via the series resistor 66, but is in turn bridged again by an opposite diode 68 with a timing element 69, 70, the order of the triac control signals decrease so that initially at approximately halved Mains voltage across the tube preheats a high asymmetrical direct current. Then that half-wave group flowing directly through the diode 62 is interrupted by the actuation shift, but that through the VDR resistor initially not yet. As a result, a high heating current still flows, but at full mains voltage and an additional overvoltage oscillation which is ignition-promoting due to the interference protection element 57 and 58 (FIG. 13d). If the tube ignites, the control voltage collapses to around /, and is no longer capable of further modulation.
The circuit according to FIG. 4 is particularly suitable for capacitive (reactive current overcompensated) ballasts (series capacitor 75 shown in dashed lines). A triac 63 directly above the lamp burning path 8 and 9 is triggered by a series resistor 77 and then by two parallel, unequally dimensioned diode timing elements 78, 79, 80 and 81, 82, 83 but with opposite diodes forward direction via the trigger system 71-74 controlled. If a capacitor 75 is present, a VDR resistor 76 above the tube discharge path prevents the voltage from drifting in the case of the more weakly controlled half waves. The delay capacitors 79 and 82, which are initially still discharged, result in a lamp voltage according to FIG. 7e when the triac is almost continuously conductive.
The weaker, faster charging timer drives the series reactor into saturation and generates a high heating current. Towards the end of the starting process, if the tube did not ignite or ignite late, the voltage curve according to FIG. 1 3g would arise.
FIG. 5 shows a greatly simplified variant for asymmetrical heating. It is suitable for long lamp types.
The direct current saturation is caused by the fact that only one thyristor 84 acts as a switch, that is to say that the negative half-waves are always blocked anyway. A resistor 85 carries a constant control voltage to the thyristor ignition electrode. But a diode 86 begins to charge the capacitor 88 via a series resistor 87 after being switched on to the mains. The increasing negative voltage across this capacitor draws the voltage supplied by the resistor 85 more and more into a negative zone via the resistor 89. When the tube ignites, its supply voltage breaks down. With the negative superimposition, the control current is no longer sufficient for further ignitions in the thyristor. Ignites the tube later or over.
Not at all, because of the increasing negative influence, the heating will still fail over time. Because the R-C values are selected so that the cathodes glow before the charge in the capacitor 88 has reached its highest value, the self-regulating effect is so great that no trigger diode is required.
The exemplary embodiments shown below with reference to FIGS. 6-11 use a ballast coil with an inductance 2-3 times smaller than that of known devices.
While a capacitor in series with the inductance is operated at the mains frequency, the inductance preferably works on the third harmonic of the mains frequency. Since the current or voltage curve of the burning tubes is almost square, an almost ideal reactive current compensation occurs when the phase relationships are taken into account. The ballast inductance, which is 2 to 3 times lower than that of known devices, results in a higher operating voltage at the lamps, which makes it possible to connect two lamps in series, which previously could only be supplied individually by one ballast each.
Such a measure results in substantial savings with regard to the reduced inductance as well as with regard to the possibility of operating two tubes in series on a single ballast.
The ballast shown in FIG. 6, which is fully functional even without the control circuit indicated in the right part, comprises a ballast capacitor 103, a ballast inductance 104, which is designed, for example, as an air gap choke, and two tubes 105a, 105b in series. The outer heating coils of the tubes lying in series are connected in series with the inner heating coils of the tubes via saturation chokes 106a and 106b.
A single saturation choke 106 can of course be provided. Furthermore, an interference protection capacitor 120 is provided. To protect the ballast against overload, PTC resistors 107a and 107b are provided in the circuit of the saturation choke and a thermal switch 108 bridged by a resistor in the main circuit.
The saturation reactors 106a and 106b are dimensioned such that, because of their steeply rising reactance, they initially only represent an extremely low resistance for the heating current. When the tubes are ignited, however, only an insignificantly small current flows through the chokes.
To improve the ignition properties of the device according to FIG. 6, a thyristor 112 can be connected in parallel to the chokes, which takes on an additional current component in one half cycle and is activated in a subsequent half cycle under the influence of a previously charged capacitor 116. The capacitor 116 is charged via a diode 109 and a resistor 111. Resistors 110 and 113 ensure corresponding voltage potentials at the control electrode of the thyristor 112. Limiting diodes 114 and 115, which are activated via resistors 118 and 120 and via a diode 119 under the influence of a Capacitor 117 are controlled, act as overload protection for thyristor 112.
For a 50 Hz network, the values of the switching elements used can be selected as follows: 103 4tjF 116 47 nF 104 Z = 30OOhm 117 330uF 110 lMOhm 118 10 K Ohm 111 150 K Ohm 120 1 K Ohm 113 330 K Ohm
In the exemplary embodiment shown in FIG. 7, the two saturation chokes are replaced by an electronic ignition device. The inner heating coils of the series fluorescent tubes 105a and 105b are connected via an additional winding 136 attached to the inductance 104. Because of the high current initially flowing in this device, it is also connected in the winding 136. Because of the high current flowing in this device at the beginning, a relatively high heating voltage for the inner heating coils is also created in the winding 136.
The electronic control circuit for generating the increased heating current to ignite the tubes 1 05a and 1 05b comprises a triac 122, a resistor 131 and a breakover diode 129. Via a resistor network 123 and 124 as well as a capacitor 132 and a further capacitor 130 is a rectifier circuit 127, 128 lying timing element 125, 126 connected. This control circuit largely corresponds in its function to the exemplary embodiments shown with reference to FIGS. 1-3. A network consisting of a resistor 133 and a capacitor 135 and a parallel VDR resistor 134 is used to protect the triac from overvoltage.
A preferred embodiment has the following values: 123 68 K ohms 126 1 pF 124 1 M ohms 130 68 nF 125 2.2 M ohms 132 150 nF 131 1 K ohms 135 100 nF 133 33 ohms
The embodiment shown in FIG. 8 corresponds essentially to the embodiment according to FIG. 7, but the cold start protection for heated tubes is improved. Furthermore, the automatic starter is bridged by an additional circuit, which avoids repeated starting in the event of a fault. A thyristor 144 used as a switch is connected to a capacitor 141 for protection against cold starting of the lamps, which is practically on the gas discharge paths via a parallel diode 142 on a measuring resistor 151. With cold tubes no ignitable voltage is generated.
However, after the thyristor 144 has been blocked with a negative voltage drop across the measuring resistor 151 via switching elements 145, 146, 147, 148, 152, and 153, the lamps can ignite and the voltage across the inductance 104 is weakened via a resistor 154 rectified by a diode 155, used to maintain this barrier. In the event of a fault, a safety lock consisting of elements 137, 138, takes over after a few unsuccessful start attempts
143, 149 and 150, this function.
A preferred embodiment has the following values: 137 47 K ohms 139 10 nF 140 1 M ohms 141 64 uF 151 10 ohms 150 2000 FF 149 3.3 K ohms 152 680, uF 153 2.2 K ohms 154 47 K ohms
The embodiment shown in FIG. 9 represents a simplification compared to the example shown in FIG. 8, in that an additional blocking device is dispensed with. Furthermore, the automatic ignition and blocking system is simplified in that the harmonic components contained in the combustion current after the lamps have been ignited are used to block the thyristor 144. For this purpose, a differentiator 156, 157 is provided, the signal in a
Diode 159 is rectified and fed to the control electrode of thyristor 144 via resistors 160, 161.
For a preferred embodiment, the values of the switching elements are:
157 47 Ohm 156 100 nF
158 100 K Ohm 152 330 FF
160 3.3 K ohms 161 4.7 K ohms
162 3.3 K ohms
In the embodiment according to FIG. 10, an ignition voltage reaching several thousand volts is generated.
A capacitor 168 charged to mains voltage is discharged via a thyristor 165 to the smaller coil section of the inductance 104, which is designed as an autotransformer and provided with a tap 174. These impulses are translated by the autotransformer and generate the desired high-voltage impulses. After the ignition has taken place, an alternating voltage is generated in the smaller winding section, which is rectified to block the thyristor 165. Such an ignition device can also be provided as an auxiliary ignition in all of the other circuits mentioned in order to increase the ignition reliability.
For a preferred exemplary embodiment, the values are: 163 3.3 K Ohm 167 3.3 M Ohm 169 3.3 K Ohm 168 16 uF 170 3.3 K Ohm 171 330uF 172 3.3 K Ohm
In the exemplary embodiment shown in FIG. 11, a less high ignition voltage than in the exemplary embodiment according to FIG. 10 is generated. By means of a voltage multiplier circuit 182, 175, 176, approximately 1.5 times the mains voltage is supplied to the primary part of the inductance 104, which acts as an autotransformer, via a switched-on thyristor 180. This value is obtained by storing the voltage generated by the voltage multiplier and stored in the capacitor 103 by superimposing the next mains voltage period.
The autotransformer, which is formed by the tap 182 at the inductance 104, translates these voltage peaks, for example, by twice to three times the mains voltage. After the lamp has started, there are no further charges in the capacitor 103, since the ignited lamps no longer allow direct voltage charging in the capacitor 103. A preferred embodiment has the following values:
176 100 K Ohm 177 330 nF
178 1 K ohm 181 1 K ohm