Die Erfindung betrifft einen Empfänger zur Ortung eines von einer verschütteten Person mitgeführten Senders, welcher ein Markiersignal aussendet. Dieser Empfänger umfasst eine Antenne und eine Übertragungseinrichtung, deren Eingang das von der Antenne abgegebene Signal zugeführt wird. Ein weiterer Bestandteil dieses Empfängers ist ein elektroakustischer Wandler, dem ein Signal, dessen Amplitude von der Amplitude des Ausgangssignals der Übertragungseinrichtung abhängt, zugeführt wird.. Die Übertragungseinrichtung ist dabei derart beschaffen, dass deren Ausgangssignal mindestens angenähert proportional zum Eingangssignal ist. Solche Geräte sind bekannt.
Damit durch Beobachtung der im Wandler auftretenden Lautstärkeunterschiede die Richtung, aus welcher die Markiersignale kommen, bestimmt werden kann, ist es notwendig, dass bei einer Bewegung des Suchgerätes um ungefähr 1 m auf einer gegen den Sender gerichteten Linie die sich ergebende Veränderung der empfangenen Feldsträrke genügt, um wahrnehmbare Lautstärkeunterschiede hervorzurufen. Diese Bedingung muss im ganzen Bereich der Feldstärke, innerhalb welchem das Gerät verwendet werden soll, erfüllt sein. Die sich dabei ergebende Schwierigkeit besteht darin, dass der Bereich, innerhalb welchem sich die Amplitude des Tonsignals verändern kann, durch die verwendeten Verstärker und das Ohr begrenzt und wesentlich kleiner ist als der Bereich der zu empfangenden Feldstärken.
Um das erwähnte Ziel zu erreichen ist es notwendig, die Empfindlichkeit, d.h. den Zusammenhang zwischen der empfangenen Feldstärke und der Amplitude des Tonsignals, jeweils dem Feldstärkenbereich anzupassen, inneihalb welchem beobachtet werden soll.
Es ist nahelieX end, eine solche Empfindlichkeitsregelung mit einer von Hand zu bedienenden Einrichtung zu bewerkstelligen, mit welcher der zwischen Ausgangssignal und Eingangssignal der Übertragungseinrichtung wirksame Proportionalitätsfaktor veränderbar ist. Mit einer solchen Regelung allein können jedoch die theoretisch vorhandenen Möglichkeiten zur Feststellung kleiner Feldstärkeänderungen nicht ausgenützt werden. Dies ist dem Umstand zuzuschreiben, dass durch die letztgenannte Art von Regelung lediglich der Punkt, an welchem bei steigender empfangener Feldstärke das Tonfrequenzsignal die grösstmögliche Amplitude erreicht, verschiedenen Feldstärken zugeordnet wird, während unbekümmert um die Einstellung des Reglers das gänzliche Verschwinden des Tones immer bei der schwächsten der zu empfangenden Feldstärken auftritt.
Infolgedessen sind die empfindlichen Feldstärken-Bereiche in den unempfindlichen enthalten, wodurch in einem unempfindlichen Feldstärken Bereich nur ein Teil des Amplitudenbereichs des Tonsignals ausgenützt werden kann und daher dort die Möglichkeit zur Feststellung von Feldstärkeänderungen verschlectltert wird.
Mit der vorliegenden Erfindung wird unter Verwendung einer von Hand zu bedienenden Einrichtung zur Regelung der Empfindlichkeit die Aufgabe gelöst, die sich bei verschiedener Einstellung der Empfindlichkeit ergebenden, je dem ganzen möglichen Amplitudenbereich der Tonspannung zugeordneten Feldstärkebereiche zu verkleinern. Die Erfindung ermöglicht damit, die vorher erwähnten Nachteile zu beheben. Sie betrifft ein Suchgerät der eingangs beschriebenen Art, welches durch eine zwischen der Übertragungseinrichtung und dem Wandler angeordnete, eine Ansprechschwelle enthaltende Umsetzeinrichtung gekennzeichnet ist, welche dem Wandler ein Signal zuführt, dessen Amplitude zu einem einen festen Schwellenwert übersteigenden Anteil der Amplitude des Ausgangssignals der Übertragungseinrichtung mindestens angenähert proportional ist.
Durch verschiedene Einstellung des genannten Proportionalitätsfaktors wird der gesamte Amplitudenbereich des dem Wandler zugeführten Signals verschiedenen Teilbereichen innerhalb des vom Gerät ausgewerteten Gesamtbereichs der Feldstärken derart zugeordnet, dass eine bestimmte Feldstärke höchstens zwei Teilbereichen angehört.
Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels und der Zeichnung näher erläutert.
Die Figur 1 zeigt das zum Teil als Blockschema und zum Teil mit Details dargestellte Schaltschema dieses Ausführungsbeispiels.
Die Figur 2 stellt den Zusammenhang zwischen empfangener Feldstärke des Markiersignals und den Amplituden, bezw. Potentialen von vier verschiedenen im Empfänger auftretenden Signalen bei fünf verschiedenen Einstellungen des Proportionalitätsfaktors dar.
Der Empfänger besteht aus der Antenne A, der Übertra gungseinrichtung U, der Umsetzeinrichtung und dem Hörer H, wobei sich die Übertragungseinrichtung U ihrerseits aus dem ersten verstellbaren Dämpfungsglied DGl, dem ersten Verstärker Vl, dem zweiten verstellbaren Dämpfungsglied DG2, der Mischstufe M mit Oszillator 0, dem Tiefpass TP und dem zweiten Verstärker V2 zusammensetzt. Die Umsetzeinrichtung ist aus der ersten Gleichrichtereinrichtung G1, dem Differenzverstärker DV, der zweiten Gleichrichtereinrichtung G2, der Regeleinrichtung RE und dem Tonfrequenzerzeuger TO gebildet.
Das unmodulierte Markiersignal as gelangt von der Ferritantenne A über das von Hand in zwei Stufen verstellbare Dämpfungsglied DGI auf den ersten Verstärker V1, wo es linear verstärkt und über das in mehreren Stufen verstellbare zweite Dämpfungsglied DG2 der Mischstufe M zugeführt wird. In dieser Mischstufe wird es mit dem aus dem Oszillator 0 stammenden Signal gemischt. Die Mischfrequenz weicht dabei nur um einen im Ton frequenzbereich liegenden Betrag von der Empfangsfrequenz ab, so dass das entstehende untere Seitenband sehr tief liegt und mit dem Tiefpass TP ausgesiebt werden kann. Dieses ausgesiebte Wechselspannungssignal sb ist bei einer bestimmten Einstellung der Dämpfungsglieder proportional zu dem von der Antenne abgegebene Signal as und damit zur empfangenen Feldstärke.
Die Kurven Kla...K5a in Figur 2a zeigen in linearer Darstellung die entsprechenden Zusammenhänge für 5 verschiedene Stellungen der Dämpfungsglieder. Das Signal sb wird der Gleichrichtereinrichtung G1 zugeführt. welche wie die Gleichrichtereinrichtung G2 und der Differenzverstärker DV später beschrieben sind.
Die Regeleinrichtung RE führt ein vom Tonfrequenzerzeu ger TO erzeugtes Tonsignal mit einer zu der an die Basis des Transistors TR3 gelegten Regelspannung ss angenähert proportionalen Amplitude dem Hörer H zu. Die das Ausgangssignal des Differenzverstärkers DV bildende Regelspannung ss, d.h. deren Abweichung vom positiven Speisepotential, wird dabei im Transistor TR3 verstärkt und als Vorspannung über den Widerstand R10, zusammen mit dem Signal des Tonfrequenzerzeugers TO, der Basis des Transistors TR4 zugeführt. Durch die erwähnte Vorspannung wird der Verstärkungsgrad des Transistors TR4 für das Tonsignal geregelt. Das geregelte und verstärkte Tonsignal vh gelangt auf den Hörer H. Während des Ruhezustandes des Regelsignals ss.
d.h. solange es das positive Speisepotential aufweist, ist die Übertragung des Tonsignals über den Transistor TR4 gesperrt.
aber über den Kondensator C6 gelangt trotzdem ein kleines Tonsignal auf den Hörer. Es hat sich gezeigt, dass beim Empfang eines intermittierenden Signals kleine Amplitudenänderungen dieses Signals besser erkannt werden können, wenn in dessen Pausen ein leiser Grundton gleichbleibender Stärke vorhanden ist.
Der Differenzverstärker DV weist einen ersten Eingang auf, welcher auf die Basis eines ersten Transistors TR1 führt, und ein zweiter Eingang ist mit der Basis eines zweiten Transistors TR2 verbunden. Das erwähnte Ausgangssignal ss ist vom Kollektorkreis des ersten Transistors TR 1 am Spannungsteiler R4, R5 abgenommen. Ein solcher Differenzverstärker weist bekanntlich zwei Eingänge auf und wirkt derart, dass dessen Ausgangssignal einerseits von der Differenz der beiden Eingangssignale, sofern diese Differenz ein bestimmtes Vorzeichen aufweist, und anderseits vom arithmetischen Mittel der beiden Eingangssignale abhängt. Die erstgenannte Abhängigkeit (Differenzverstärkung) ist dabei steiler als die zweite (Gleichtaktverstärkung).
Die erste Eingangsspannung (gsl) des Differenzverstärkers wird von der ersten Gleichrichtereinrichtung G1 aus dem Ausgangssignal sb des zweiten Verstärkers V2 erzeugt. Dieses Ausgangssignal wird über den Kondensator Cl der aus den Dioden D1 und D2 und den Kondensatoren C2 und C3 bestehenden Spannungsverdopplungs-Schaltung ( Delon Schaltung ) zugeführt, welche durch den aus den Widerständen R1 und R2 bestehenden Spannungsteiler derart mit einer festen ersten Vorspannung vorgespannt ist, dass das Signal gsl, das der Basis des Transistors TR1 und parallel dazu dem Widerstand R3 zugeführt wird, aus der Summe dieser ersten Vorspannung und einer der Amplitude des zugeführten Signals sb proportionalen Spannung besteht.
Durch die Delon Schaltung wird wie in einer Verstärkerstufe die Spannung erhöht. Der Verlauf der Spannung gsl in Abhängigkeit von der empfangenen Feldstärke FS ist mit den Kurven Klb... K5b in der Figur 2b dargestellt, wobei dieselbe Einstellung der Dämpfungsglieder wie in Figur 2a vorausgesetzt ist, der Massstab der Ordinate in den beiden Figuren jedoch voneinander abweicht. Der Punkt S1 gibt die durch die Widerstände R1 und R2 erzeugte erste Vorspannung an.
Die zweite Eingangsspannung gs2 des Differenzverstärkers wird von der zweiten Gleichrichtereinrichtung G2 geliefert.
Dieses zweite Gleichstromsignal gs2 wird dabei aus dem der Gleichrichtereinrichtung parallel zum Hörer H über den Kondensator C4 zugeführten Teil des Tonsignals vh erzeugt, indem dieses Signal an die Diode D3 gelangt, welche durch den aus den Widerständen R8 und R9 bestehenden Spannungsteiler mit einer festen zweiten Vorspannung vorgespannt ist. Daraus ergibt sich, dass das an den Widerstand R7 und die Basis des Transistors TR2 angelegte zweite Gleichspannungssignal der Summe aus der zweiten Vorspannung und einer der Amplitude der am Hörer H liegenden Wechselspannung proportionalen Gleichspannung entspricht.
Die beiden Vorspannungen sind nun derart gewählt, dass die zweite, in der Gleichrichtereinrichtung G2 wirksame grösser ist als die erste, in der Gleichrichtereinrichtung G 1 wirksame. Die Grösse der zweiten Vorspannung ist in der Figur 2b mit dem Punkt S2 bezeichnet. Dieser Unterschied der Vorspannungen bewirkt, dass, sofern weder vom Verstärker V2 noch von der Regeleinrichtung RE ein Signal eintrifft, nur der zweite Transistor TR2 des Differenzverstärkers leitend ist, wodurch am gemeinsamen Emmiterwiderstand R6 ein der zweiten Vorspannung entsprechendes Potential entsteht, welches die Sperrung des ersten Transistors TR1 bewirkt.
Infolge dieser Sperrung liegt die Basis des Transistors TR3 am positiven Speisepotential, wodurch, wie früher erwähnt, ausser dem Ruheton kein Signal an den Hörer gelangen kann.
Sofern über die Übertragungseinrichtung U ein Wechselstromsignal sb auf die erste Gleichrichtereinrichtung G1 trifft, dessen durch Gleichrichtung erzeugter Anteil im Potential des Signals gsl kleiner ist als die Differenz der Vorspannungen S2 und S1 und somit das Potential des Signals gs 1 niedriger ist als dasjenige des Signals gs2, kann der Transistor Trl nicht leitend werden, das Signal ss bleibt auf seinem den Transistor TR3 sperrenden Potential, und es gelangt kein Signal nach dem Hörer H. Steigt nun jedoch das Potential gslüber das Potential gs2, wird die Differenz der beiden Signale mit der Differenzverstärkung verstärkt, was eine Änderung des Signals ss im negativen Sinne bewirkt. Der Transistor TR3 wird dann.
leitend, wodurch auch der Transistor TR4 in einen leitenden Zustand versetzt und mit dem vom Tonfrequenzerzeuger TO stammenden Signal gesteuert werden kann, wodurch dieses Signal auf den Hörer übertragen wird. Parallel zum Hörer wird das Signal auch der Gleichrichtereinrichtung G2 zugeführt, so dass das Potential gs2 erhöht und die Differenz zwischen den Potentialen gsl und gs2 verkleinert wird. Demzufolge nähert sich das vom Differenzverstärker erzeugte Ausganssignal ss wieder dem Ruhezustand, wodurch das Signal vh am Hörer und an der Gleichrichtereinrichtung G2 wiederum abnimmt.
Es ist nun leicht einzusehen, dass sich ein Gleichgewichtszustand bildet, bei welchem die beiden Gleichstromsignale gsl und gs2 sind und bei welchem das Ausgangssignal ss des Differenzverstärkers, ausgehend vom Ruhestand, eine Grösse aufweist, gleich gross welche proportional zu demjenigen Betrag ist, um welchen das Signal sb den durch die Differenz der Vorspannungen bestimmten Schwellenwert übersteigt. Die Verstärkung zwischen dem den Schwellenwert übersteigenden Teil des Signals gslund dem Ausgangssignal ss des Differenzverstärkers entspricht kann der Gleichtaktverstärkung dieses Verstärkers.
Der Verlauf des Gleichstromsignals gs2 in Abhängigkeit von der empfangenen Feldstärke FS ist mit den Kurven K 1 c. . . K5c in der Figur 2b dargestellt, wobei der die zweite, durch die Widerstände R8 und R9 erzeugte Vorspannung S2 übersteigende Betrag dieses Signals proportional zu dem dem Hörer H zugeführten Signal vh ist. Aus den Kurven Klc...KSc ist ersichtlich, dass die Spannung gs2 mit steigender Feldstärke erst dann über den Wert S2 ansteigen kann, wenn die Spannung gsl diesen Wert erreicht. Dies ist aus den früher dargelegten Gründen dann der Fall, wenn der der zugeführten Spannung sb entsprechende Teil der Spannung gsl die Differenz zwischen den Vorspannungen S2 und S1 überschreitet, was für die Kurven K3c und K4c bei den Punkten A und Ader Fall ist.
Da jedoch, wie ebenfalls dargelegt, nur der die Schwelle S2 übersteigende Teil des Signals gs2 einem-dem Hörer zugeführten Signal vh entspricht, wird für die den Kurven K3 und K4 entsprechende Einstellung der Dämpfungsglieder bei einer unterhalb der Punkte E bezw. E' liegenden empfangenen Feldstärke kein Signal vh erzeugt.
Die Figur 2c endlich zeigt mit den Kurven Kind. . . K5d den Verlauf der Tonspannung vh am Hörer unter den in den obern Figuren gemachten Voraussetzungen, wobei natürlich der Massstab der Ordinate wiederum von demjenigen in den Figuren 2a und 2b abweicht. Der Punkt L bezeichnet dabei die höchste Tonspannung, für welche diese Kurven linear verlaufen, und der Punkt M gibt die höchste erreichbare Tonspannung an, welche auftritt, wenn der Transistor TR3 vollständig ausgesteuert ist. Diese obere Begrenzung überträgt sich natürlich auch auf die Kurven K1c . . .K5c. Mit B1 . . . B4 sind die Feldstärkebereiche angegeben, welche dem linearen Bereich der verschiedenen Kurven entsprechen.
Jeder einer bestimmten Einstellung der Dämpfungsglieder zugeordnete derartige Bereich der Feldstärke, innerhalb welchem der Empfänger für die Sucharbeit ausgenützt werden kann, liegt zwischen dem Punkt E, an welchem der Ton im Hörer einsetzt und dem Punkt P, an welcher der Verlauf der Kurven aufhört, geradlinig zu sein. Es ist nun möglich, die Einstellstufen der Dämpfungsglieder derart zu wählen, dass die Bereiche B lückenlos aneinander anschliessen. Es ist jedoch empfehlenswert, sie derart festzusetzen, dass die sich leicht überschneiden, wie dies in der Figur 2c dargestellt ist. Eine bestimmte Feldstärke liegt dann in höchstens zwei Bereichen.
Anhand der Figur 2c ist somit ersichtlich, wie mit Hilfe der zwischen die Verstärker eingefügten Schwelleneinrichtung. die nur die Weiterleitung und Verarbeitung eines einen bestimmten Betrag überschreitenden Teils des vom ersten Verstärker abgegebenen Signals erlaubt, der eingangs dargelegte Zweck einer Zuordnung des gesamten Amplitudenhereichs des dem Hörer zugeführten Signals zu verschiedenen grundsätzlich aneinander anschliessenden Bereichen der Feldstärke erreicht wird.
Als Abwandlung des Ausführungsheispiels könnte beispielsweise der Differenzverstärker durch eine andere Art von Schwelleneinrichtung. welche lediglich den einen bestimmten Schwellenwert übersteigenden Teil eines durch Demodulierung gewonnenen Gleichstromsignals weiterverarbeitete,ersetztwerden. Wegen der dann notwendigen Verstärkung eines Gleichstromsignals wäre jedoch die Temperaturabhängigkeit einer solchen Schaltung sehr schwer zu beherrschen.
Der Differenzverstärker mit den beiden Gleichrichtereinrichtungen G I und G2 in der angegehenen Schaltung bietet demgegenüber den Vorteil, nicht nur diese Schwierigkeiten wesentlich zu vermindern, sondern gleichzeitig auch die Bildung einer Schwelle zu ermöglichen. Es wäre auch möglich, auf die Verwendung eines Tonfrequenzerzeugers für das dem Hörer zugeführte Signal zu verzichten, indem lediglich vom Signal sb ein einen bestimmten Schwellenwert überschreitender Teil genügend verstärkt und dem Hörer zugeführt würde.
The invention relates to a receiver for locating a transmitter carried by a buried person, which emits a marker signal. This receiver comprises an antenna and a transmission device, the input of which is supplied with the signal emitted by the antenna. Another component of this receiver is an electroacoustic transducer to which a signal, the amplitude of which depends on the amplitude of the output signal of the transmission device, is fed. The transmission device is designed in such a way that its output signal is at least approximately proportional to the input signal. Such devices are known.
So that the direction from which the marker signals are coming can be determined by observing the volume differences occurring in the transducer, it is necessary that the resulting change in the received field strength is sufficient when the locator moves about 1 m on a line directed towards the transmitter to produce perceptible differences in volume. This condition must be met in the entire field strength range within which the device is to be used. The resulting difficulty is that the range within which the amplitude of the sound signal can change is limited by the amplifier and the ear used and is significantly smaller than the range of the field strengths to be received.
In order to achieve the stated aim it is necessary to adjust the sensitivity, i. adapt the relationship between the received field strength and the amplitude of the audio signal to the field strength range within which the observation is to be made.
It is obvious to accomplish such a sensitivity control with a manually operated device, with which the proportionality factor effective between the output signal and the input signal of the transmission device can be changed. With such a regulation alone, however, the theoretically available possibilities for determining small changes in field strength cannot be used. This is due to the fact that the last-mentioned type of control only assigns the point at which the audio frequency signal reaches the greatest possible amplitude with increasing received field strengths to different field strengths, while regardless of the setting of the controller, the complete disappearance of the tone always occurs at the weakest of the field strengths to be received occurs.
As a result, the sensitive field strength areas are contained in the insensitive ones, as a result of which only part of the amplitude range of the audio signal can be used in an insensitive field strength area and therefore the possibility of determining changes in field strength there is impaired.
With the present invention, using a manually operated device for regulating the sensitivity, the object is achieved of reducing the field strength ranges associated with the entire possible amplitude range of the sound voltage and resulting from different settings of the sensitivity. The invention thus makes it possible to remedy the aforementioned disadvantages. It relates to a search device of the type described above, which is characterized by a response threshold-containing conversion device arranged between the transmission device and the transducer, which feeds a signal to the transducer whose amplitude is at least a proportion of the amplitude of the output signal of the transmission device exceeding a fixed threshold value is approximately proportional.
By different setting of the mentioned proportionality factor, the entire amplitude range of the signal fed to the transducer is assigned to different partial areas within the total area of the field strengths evaluated by the device in such a way that a certain field strength belongs to at most two partial areas.
The invention is explained in more detail with reference to the following description of an exemplary embodiment and the drawing.
FIG. 1 shows the circuit diagram of this exemplary embodiment, shown partly as a block diagram and partly in detail.
FIG. 2 shows the relationship between the received field strength of the marking signal and the amplitudes, respectively. Potentials of four different signals occurring in the receiver with five different settings of the proportionality factor.
The receiver consists of the antenna A, the transmission device U, the conversion device and the receiver H, the transmission device U in turn consisting of the first adjustable attenuator DGl, the first amplifier Vl, the second adjustable attenuator DG2, the mixer M with oscillator 0 , the low-pass filter TP and the second amplifier V2. The conversion device is formed from the first rectifier device G1, the differential amplifier DV, the second rectifier device G2, the control device RE and the audio frequency generator TO.
The unmodulated marking signal as arrives from the ferrite antenna A via the attenuator DGI, which can be manually adjusted in two stages, to the first amplifier V1, where it is linearly amplified and fed to the mixer M via the second attenuator DG2, which can be adjusted in several stages. In this mixer stage, it is mixed with the signal coming from oscillator 0. The mixed frequency only deviates from the receiving frequency by an amount in the audio frequency range, so that the lower sideband that is produced is very low and can be filtered out with the low-pass filter TP. With a specific setting of the attenuators, this filtered out alternating voltage signal sb is proportional to the signal as emitted by the antenna and thus to the received field strength.
The curves Kla ... K5a in Figure 2a show in a linear representation the corresponding relationships for 5 different positions of the attenuator. The signal sb is fed to the rectifier device G1. which, like the rectifier device G2 and the differential amplifier DV, are described later.
The control device RE supplies a tone signal generated by the Tonfrequenzerzeu ger TO with an amplitude approximately proportional to the control voltage ss applied to the base of the transistor TR3 to the listener H. The control voltage ss forming the output signal of the differential amplifier DV, i.e. their deviation from the positive supply potential is amplified in the transistor TR3 and fed as a bias voltage via the resistor R10, together with the signal from the audio frequency generator TO, to the base of the transistor TR4. The gain of the transistor TR4 for the audio signal is regulated by the aforementioned bias voltage. The regulated and amplified sound signal vh reaches the receiver H. During the idle state of the control signal ss.
i.e. as long as it has the positive supply potential, the transmission of the audio signal via the transistor TR4 is blocked.
but a small audio signal still reaches the listener via the capacitor C6. It has been shown that when an intermittent signal is received, small changes in the amplitude of this signal can be better recognized if a soft fundamental tone of constant strength is present in its pauses.
The differential amplifier DV has a first input which leads to the base of a first transistor TR1, and a second input is connected to the base of a second transistor TR2. The aforementioned output signal ss is taken from the collector circuit of the first transistor TR 1 at the voltage divider R4, R5. As is known, such a differential amplifier has two inputs and acts in such a way that its output signal depends on the one hand on the difference between the two input signals, provided this difference has a certain sign, and on the other hand on the arithmetic mean of the two input signals. The first-mentioned dependency (differential gain) is steeper than the second (common-mode gain).
The first input voltage (gsl) of the differential amplifier is generated by the first rectifier device G1 from the output signal sb of the second amplifier V2. This output signal is fed via the capacitor Cl to the voltage doubling circuit (Delon circuit) consisting of the diodes D1 and D2 and the capacitors C2 and C3, which is biased with a fixed first bias voltage by the voltage divider consisting of the resistors R1 and R2, that the signal gsl, which is fed to the base of the transistor TR1 and parallel to it to the resistor R3, consists of the sum of this first bias voltage and a voltage proportional to the amplitude of the fed signal sb.
The Delon circuit increases the voltage as in an amplifier stage. The course of the voltage gsl as a function of the received field strength FS is shown with the curves Klb ... K5b in Figure 2b, the same setting of the attenuators as in Figure 2a is assumed, but the scale of the ordinate in the two figures deviates from each other . Point S1 indicates the first bias voltage generated by resistors R1 and R2.
The second input voltage gs2 of the differential amplifier is supplied by the second rectifier device G2.
This second direct current signal gs2 is generated from the part of the audio signal vh fed to the rectifier device parallel to the earpiece H via the capacitor C4, in that this signal reaches the diode D3, which is given a fixed second bias voltage by the voltage divider consisting of the resistors R8 and R9 is biased. It follows from this that the second DC voltage signal applied to the resistor R7 and the base of the transistor TR2 corresponds to the sum of the second bias voltage and a DC voltage proportional to the amplitude of the AC voltage applied to the receiver H.
The two bias voltages are now selected such that the second, effective in rectifier device G2, is greater than the first, effective in rectifier device G 1. The size of the second preload is denoted by point S2 in FIG. 2b. This difference in the bias voltages has the effect that, provided that neither the amplifier V2 nor the control device RE receives a signal, only the second transistor TR2 of the differential amplifier is conductive, whereby a potential corresponding to the second bias voltage arises at the common emitter resistor R6, which blocks the first Transistor TR1 causes.
As a result of this blocking, the base of the transistor TR3 is connected to the positive supply potential, which means that, as mentioned earlier, no signal other than the idle tone can reach the listener.
If an alternating current signal sb hits the first rectifier device G1 via the transmission device U, the portion of which in the potential of the signal gsl generated by rectification is smaller than the difference between the bias voltages S2 and S1 and thus the potential of the signal gs 1 is lower than that of the signal gs2 , the transistor Trl cannot become conductive, the signal ss remains at its potential blocking the transistor TR3, and no signal reaches the listener H. However, if the potential gsl now rises above the potential gs2, the difference between the two signals is the differential gain amplified, which causes a change in the signal ss in the negative sense. The transistor TR3 then becomes.
conductive, whereby the transistor TR4 is also placed in a conductive state and can be controlled with the signal coming from the audio frequency generator TO, whereby this signal is transmitted to the listener. In parallel to the receiver, the signal is also fed to the rectifier device G2, so that the potential gs2 is increased and the difference between the potentials gs1 and gs2 is reduced. As a result, the output signal ss generated by the differential amplifier approaches the idle state again, as a result of which the signal vh at the receiver and at the rectifier device G2 again decreases.
It is now easy to see that a state of equilibrium is formed in which the two direct current signals are gsl and gs2 and in which the output signal ss of the differential amplifier, starting from rest, has a magnitude that is the same size which is proportional to the amount by which the Signal sb exceeds the threshold value determined by the difference in the bias voltages. The gain between that part of the signal gsl which exceeds the threshold value and the output signal ss of the differential amplifier can correspond to the common-mode gain of this amplifier.
The course of the direct current signal gs2 as a function of the received field strength FS is shown with the curves K 1 c. . . K5c shown in FIG. 2b, the amount of this signal exceeding the second bias voltage S2 generated by the resistors R8 and R9 being proportional to the signal vh supplied to the receiver H. It can be seen from the curves Klc ... KSc that the voltage gs2 with increasing field strength can only rise above the value S2 when the voltage gsl reaches this value. For the reasons explained earlier, this is the case when the part of the voltage gsl corresponding to the supplied voltage sb exceeds the difference between the bias voltages S2 and S1, which is the case for the curves K3c and K4c at points A and Ader.
Since, however, as also explained, only the part of the signal gs2 exceeding the threshold S2 corresponds to a signal vh supplied to the listener, for the setting of the attenuators corresponding to the curves K3 and K4 at a value below the points E respectively. E 'lying received field strength generates no signal vh.
Finally, FIG. 2c shows child with the curves. . . K5d shows the course of the audio voltage vh at the listener under the assumptions made in the above figures, the scale of the ordinate of course again deviating from that in FIGS. 2a and 2b. The point L denotes the highest tone voltage for which these curves run linearly, and the point M indicates the highest attainable tone voltage which occurs when the transistor TR3 is fully controlled. This upper limit is of course also carried over to the curves K1c. . .K5c. With B1. . . B4 indicates the field strength ranges which correspond to the linear range of the various curves.
Each such area of the field strength assigned to a specific setting of the attenuators, within which the receiver can be used for the search work, lies between point E, at which the sound begins in the listener and point P, at which the curve ends, in a straight line to be. It is now possible to select the setting stages of the attenuators in such a way that the areas B adjoin one another without any gaps. However, it is advisable to set them in such a way that they overlap slightly, as shown in FIG. 2c. A certain field strength then lies in at most two areas.
From FIG. 2c it can thus be seen how with the aid of the threshold device inserted between the amplifiers. which only allows the forwarding and processing of a certain amount exceeding part of the signal emitted by the first amplifier, the purpose set out above of assigning the entire amplitude range of the signal supplied to the listener to different basically adjoining areas of the field strength is achieved.
As a modification of the exemplary embodiment, the differential amplifier could, for example, be replaced by a different type of threshold device. which merely processed the part of a direct current signal obtained by demodulation that exceeds a certain threshold value, are replaced. However, because of the amplification of a direct current signal that is then necessary, the temperature dependence of such a circuit would be very difficult to control.
The differential amplifier with the two rectifier devices G I and G2 in the circuit discussed above offers the advantage of not only significantly reducing these difficulties, but at the same time also enabling a threshold to be formed. It would also be possible to dispense with the use of an audio frequency generator for the signal fed to the listener, in that only a part of the signal sb exceeding a certain threshold value would be sufficiently amplified and fed to the listener.