Die Erfindung schafft ein Elektroerosionsgerät, bei dem durch elektrische Entladungen zwischen einer Elektrode und einem Werkstück das Abtragen, die Formgebung, das Schleifen und/oder das Schneiden gewisser Teile eines Werkstückes erfolgt.
Im allgemeinen bewirken elektrische Entladungen zwischen einer Elektrode und einem Werkstück in einem Elektroerosionsgerät folgende, dem Fachmann bekannte Erscheinungen:
1. Infolge Bildung von Zersetzungsprodukten im Funkenspalt wird eine verhältnismässig hohe Leitfähigkeit im Spalt zwischen der Elektrode und dem Werkstück erzeugt.
2. Wird ein übermässig hoher elektrischer Strom über die Elektrode und das Werkstück geführt oder der Wert des Ausnützungsfaktors T/T (z = Dauer des Bearbeitungsimpulses, T = Periodendauer des Bearbeitungsimpulses) übermässig gross gewählt, kann die Isolation im Arbeitsspalt zwischen der Elektrode und dem Werkstück nach jeder Bearbeitungsentladung nicht wieder aufgebaut werden, so dass Lichtbogenbildung eintritt.
3. Zeitweise wird die Elektrode gegenüber dem Werkstück kurzgeschlossen, wobei keine elektrische Entladung im vorerwähnten Arbeitsspalt stattfinden kann.
4. Ist der Spalt (Funkenstrecke) zwischen der Elektrode und dem Werkstück zu gross, tritt keine elektrische Entladung im Spalt auf.
5. Es ist möglich, einen stabilen Entladungsvorgang zwischen Elektrode und Werkstück aufrechtzuerhalten.
In einem Elektroerosionsgerät mit logischen Steuerelementen können praktisch gleichzeitig zwei Arten von Steuerbefehlen, je nach dem Aufbau der Logikschaltung, ausgegeben werden. Die beiden Steuerbefehle können sein a) zwei verschiedene logische Steuerbefehle, b) zwei Befehle desselben logischen Steuervorganges oder c) zwei logische Steuerbefehle von einander entgegengesetzten physikalischen Grössen.
Das Elektroerosionsgerät kann auf bestimmte Verknüpfungen zweier solcher Steuerbefehle nicht konstant ansprechen, wodurch ein stabiler Betrieb gefährdet werden kann.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung ist daher, ein Elektroerosionsgerät vorzuschlagen, das die bei bekannten Elektroerosionsgeräten mit Logikschaltkreisen auftretenden Schwierigkeiten zu eliminieren gestattet. Es soll ein Gerät vorgeschlagen werden, bei dem die auf Grund der statistischen Verteilung unregelmässig auftretende Lichtbogenbildung und der Spaltleitwert so überwacht werden kann, dass das Gerät sich selbsttätig steuert, um den Bearbeitungsvorgang unter günstigsten Betriebsbedingungen durchzuführen.
Das erfindungsgemässe Gerät soll es ermöglichen, das Auftreten eines hohen Spaltleitwerts festzustellen und die Bewegungen der Elektrode selbsttätig zu wählen.
Um das vorerwähnte Ziel zu erreichen, sieht das erfindungsgemässe Gerät Detektoren zur unabhängigen Feststellung von Spannungen und Strömen an verschiedenen Stellen des Geräts, eine Logikschaltung zur Erkennung verschiedener Bearbeitungsbedingungen des Geräts durch logische Verknüpfungen von Ausgangssignalen aus den Detektoren und Regelmittel zur Steuerung der B earbeitungsbedingungen des Geräts auf Grund der relativen Häufigkeit der von der Logikschaltung erzeugten Erkennungssignale. Ein solcher Aufbau ermöglicht, die Spannung und den Strom an verschiedenen Stellen des Gerätes unabhängig voneinander zu messen und die so gemessenen Werte logisch zu verknüpfen, um verschiedene Betriebszustände zu erfassen und unterscheiden zu können.
Zu diesen Betriebszuständen gehören insbesondere der Kurzschlusszustand, der Zustand der Lichtbogenbildung, der normale Entladungszustand, das Auftreten von Entladungsunterbrechungen und das Auftreten eines zu hohen Spaltleitwertes. Das Gerät ist vorzugsweise derart ausgelegt, dass bei Feststellung jedes dieser verschiedenen Betriebszustände entsprechende Erkennungssignale erzeugt werden und der Betrieb des Gerätes zweckmässig durch Anwendung der relativen Frequenz solcher Signale gesteuert wird, wobei die Regulierung der verschiedenen Steuerfaktoren des Elektroerosionsgeräts, und zwar des Spitzenwertes des Bearbeitungsstromes, der Pausenzeit für den Bearbeitungsstrom, der Anhebezeit für die Elektrode, des Ausnützungsfaktors (z/T), des Einspritzdruckes der Bearbeitungsflüssigkeit, des Kurzschlussstromes usw. vornehmbar ist.
Einer der Hauptvorteile des erfindungsgemässen Gerätes ist, dass die Grösse des Spaltleitwertes auf Grund der relativen Frequenz der Signale feststellbar ist, so dass die Elektrodenanhebezeit je nach der Grösse des Spaltleitwertes bestimmt werden kann.
Die Verwendung eines Zählers zwischen der Elektrode und dem Werkstück zwecks Feststellung der Entladungsfrequenz ist an sich bekannt und wurde durch Yoshiaki Mitani in seiner Arbeit für die 42. Elektroerosions-Konferenz beschrieben. Eine Steuervorrichtung zur zeitweiligen Verminderung des Ausnützungsfaktors (z/T), die auf die Verminderung der, momentanen Spannung zwischen Elektrode und Werkstück unter eine bestimmte Grenze anspricht, ist ebenfalls bekannt und ist im Elektroerosionsgerät SD8 der Firma Taoka Manufacturing Work eingebaut.
Das Gerät nach der Erfindung kann jedoch so ausgebildet werden, dass es sich vom genannten bekannten Stand der Technik insoweit unterscheidet, als die Eingangsinformation zur Regelung des Ausnützungsfaktors (z/T) und die Art der logischen Behandlung der Eingangsinformation verschieden sind.
Das Gerät wird zweckmässig mit einem Mittel zur Steuerung des Bearbeitungsvorganges eines Elektroerosionsgeräts durch Ermittlung und Ausnützung des Verhältnisses zwischen Erkennungssignalen (Signale, welche die verschiedenen Betriebszustände des Bearbeitungsgeräts darstellen) und Ausgangssignalen aus einem Impulsgeber oder durch Anwendung der relativen Häufigkeit verschiedener Feststellsignale versehen, um verschiedene Einstellfaktoren des Bearbeitungsgeräts zu regeln; z. B. den Spitzenwert und die Pausenzeit des Bearbeitungsstromes, die Elektrodenanhebezeit, die Anhebe- und Senkgeschwindigkeit der Elektrode, den Ausnützungsfaktor (z/T), den Einspritzdruck der Be arbeitungsflüssigkeit, den Kurzschlussstrom usw.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass das Gerät mit einer Integrierschaltung zur Behandlung analoger Grössen zur Bestimmung des Verhältnisses zwischen den Erkennungssignalen und den Ausgangssignalen aus einem Impulsgeber oder der relativen Häufigkeit verschiedener Feststellsignale versehen werden kann.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der beigefügten Zeichnung erläutert, und zwar zeigen:
Fig. 1 und 2 elektrische Schaltbilder zur schematischen Darstellung eines Elektroerosionsgerätes;
Fig. 3 eine schematische Darstellung einer Logikschaltung zum Feststellen der Betriebszustände an einem Elektroerosionsgerät;
Fig. 4 ein Schaltschema eines Steuerkreises zum Regeln der Bearbeitungselemente in Funktion der festgestellten B etriebszustände;
Fig. 4A eine graphische Darstellung der Wellenformen von Spannungsimpulsen;
Fig. 5 eine schematische Darstellung von Wellenformen verschiedener Signale im Elektroerosionsgerät;
;
Fig. 6 eine weitere schematische Darstellung einer Logikschaltung zur Bestimmung der Betriebszustände an einem Elektroerosionsgerät und
Fig. 7 in schematischer Darstellungsweise ein Schaltbild eines Regelkreises zur Steuerung der Bearbeitungsvorgänge.
In den Fig. 1 und 2 ist ein Elektroerosionsgerät dargestellt, das einen Niederspannungs-Gleichstrom-Zerhacker 1 für den relativ hohen Bearbeitungsstrom, einen weiteren Gleichstrom-Zerhacker 2 zur Erzeugung einer Hochspannung, einen Niederspannungs-Gleichstrom-Zerhacker 3 für mittlere Stromstärke zum Feststellen des Betriebszustandes der Lichtbogenbildung, ein Kodiergerät 4 zum Feststellen der Zahl der Auf- oder Abwärtsbewegungen einer Elektrode 7 in Form von Impulsen, und einen auf die Betriebszustände des Gerätes ansprechenden Regelkreis-Impulsgeber 5 zum Steuern des Elektroerosionsgerät enthält.
Vier Detektoren DT1 bis DT4 dienen zum unabhängigen oder getrennten Feststellen der Spannungen und Ströme in verschiedenen Teilen des Geräts, wobei jeder Detektor gewöhnlich als Schmitt Schaltkreis oder als Differentialverstärker aufgebaut ist, welcher auch als Vergleichseinrichtung bezeichnet wird. Die Ausgangsspannung der Vergleichseinrichtung kann durch Verwendung eines Spannungsteilers oder dergleichen innerhalb jedes gewünschten Bereiches eingestellt werden.
Der Detektor DT1 dient zum Feststellen des Niederspannungsimpulses für die Bearbeitung und zum Feststellen des Be triebszustandes der Lichtbogenbildung, der Detektor DT2 arbeitet als Messeinrichtung für den Bearbeitungsstrom und eines Lichtbogenstromes, DT3 arbeitet zur Überwachung der Hochspannung bei Isolationsdurchbruch und DT4 als Messeinrichtung für die Stromstärke bei Vorliegen einer hohen Spannung.
Fig. 4 veranschaulicht im einzelnen den Aufbau des Regelkreis-Impulsgebers 5, der einen Aufbau mit Zählern, Matrixschaltkreisen und Torschaltungen aufweist. Die Ausgangssignale der vier Detektoren DT1 bis DT4 werden einer Logikschaltung 6 zugeführt, um die verschiedenen Betriebszustände des Bearbeitungsgeräts, wie Kurzschluss, Lichtbogenbildung, normale Entladung, ausbleibende Entladung und das Auftreten eines hohen Spaltleitwertes, festzustellen.
Ein praktisches Beispiel der Logikschaltung 6 ist in Fig. 3 wiedergegeben.
Es soll nun der früher auch als Ausnützungsfaktor bezeichnete Einschaltkoeffizient z/T als veränderlich angenommen werden. Im Falle der Lichtbogenbildung muss dieser Koeffizient kleiner werden. Zur Vereinfachung wird nun vorausgesetzt, dass das Elektroerosionsgerät unter normalen Entladungsbedingungen betrieben werde und nunmehr eine Erhöhung des Einschaltkoeffizienten T/T als zweckmässig erachtet wird. Ist der Zeitunterschied zwischen der Feststellung der Zweckmässigkeit einer Vergrösserung des Einschaltkoeffizienten und ein Kleinerwerden des Einschaltkoeffizienten erfordernden Betriebszustandes sehr klein, kann der Regelkreis 5 den Einschaltkoeffizienten z/T für einen Moment pendeln lassen, doch kann ein solches Pendeln keine dauernde Änderung des Einschaltkoeffizienten bewirken.
Ist die logische Schaltung 6 so aufgebaut, dass der Einschaltkoeffizient z/T durch ein Drehsolenoid oder dergleichen selbsttätig verändert wird, so kann sie in Abhängigkeit der bezüglichen Eingangssignale folgende drei Arten von Befehlen ausgeben: a) Verkleinern des Einschaltkoeffizienten z/T.
b) Erhöhen des Einschaltkoeffizienten r/T.
c) Beibehalten des vorhandenen Einschaltkoeffizienten z/T.
Das Ausgangssignal einer solchen selbsttätigen Logikschaltung wird durch die Betriebszustände am Elektroerosionsgerät und der von seinen Bauteilen, z. B. des Drehsolenoids ermittelten Leistungsdaten bestimmt.
Es ist eine Parallel-Logikschaltung vorgesehen, der N logische Detektorausgangssignale als Eingangssignale zu M Betriebsstromkreisen zugeführt werden (zur Durchführung einer Reihe von Parallel-Rechenoperationen oder -entscheiden). In einer solchen Parallel-Logikschaltung 6 können gelegentlich Ausgangssignale anderen Steuersignalen entgegenstehen oder die Logikschaltung 6 kann bedeutungslose Steuerbefehle liefern, wenn sie nicht entsprechend eingestellt ist.
Ist der Einschaltkoeffizient z/T, wie oben angenommen, als veränderlich vorausgesetzt, so ist es vorteilhaft, den Einschaltkoeffizienten zuerst zu verkleinern. Mit anderen Worten: ein allfälliger Befehl zur Erhöhung des Einschaltkoeffizienten z/T braucht nicht sofort ausgeführt zu werden. Im Regelkreis 5 wird die Priorität in der Weise bestimmt, dass die Zählungen für die Ausgabe des Befehls zur Erhöhung des Einschaltkoeffizienten z/T höher angesetzt werden, während die Zählungen für einen Befehl zum Verkleinern des Einschaltkoeffizienten z/T reduziert werden. Somit kann die bei einem üblichen Drehsolenoid-Regelkreis vorhandene Unsicherheit im Arbeitsablauf eines Elektroerosionsgerätes vollständig behoben werden.
Der Regelkreis 5 gibt keine sich widersprechenden Befehle aus, auch wenn die Notwendigkeit der Spaltleitwertregelung (Anheben der Elektrode) und dem Verkleinern des Einschaltkoeffizienten z/T gleichzeitig wahrgenommen wird. Diese Beseitigung einander widersprechender Befehle wird dadurch möglich, dass ein auf den Spaltleitwert ansprechendes Betriebsbefehlsignal sich von einem Betdebsbefehl- signal, das den Lichtbogenbildungsbetnebszustand anzeigt, vollkommen unterscheidet, so dass die beiden Betriebsbefehlsignale je für sich befolgt und die verschiedenen, den beiden Befehlen zuzuschreibenden Steuervorgänge separat durchgeführt werden können.
Es werden nun die Feststellung verschiedener Betriebszustände des Elektroerosionsgeräts und die für jeden der so festgestellten Betriebszustände zu treffenden Massnahmen beschrieben.
Kurzschluss zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8:
Wird die Elektrode 7 mit dem Werkstück 8 kurzgeschlossen, so hört der Bearbeitungsvorgang auf, und ein starker Kurzschlussstrom fliesst durch die Elektrode zum Werkstück.
Nach Fig. 4A kann das Auftreten eines solchen Kurzschlusses durch Feststellen einer niedrigen Spannung zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8 mittels des Detektors DT1 und des Fliessens eines relativ hohen Stromes mittels des Detektors DT2 während des Intervalls zwischen Zeitpunkt t1, in welchem ein Niederspannungsimpuls 9, zur Lichtbogenprüfung angelegt wird, und zum Zeitpunkt t3, in welchem der Bearbeitungs-Niederspannungsimpuls 9 und der Hochspannungsimpuls 10 zum Durchbrechen der Isolation unterbleiben, überprüft werden. Die dabei von den Detektoren DT1 und DT2 gelieferten Signale werden zur Verarbeitung an die Logikschaltung 6 gelegt, und die Logikschaltung 6 erzeugt ein Erkennungssignal, welches aufgrund der Ausgangssignale der Detektoren DT1 und DT2 das Bestehen eines Kurzschlusses im Spalt zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8 anzeigt.
Nach Fig. 4 bewirkt das so erzeugte Signal über einen Zähler 13, eine Kurzschluss- oder Lichtbogen-Zählmatrix 15 sowie über einen Gesamtimpulszähler 14 und eine Gesamtimpulszählmatrix 16 die Ansteuerung eines Umkehr- oder Reversierzählers 17 im Regelkreis 5.
Der Ausgang aus dem Umkehrzähler 17 steuert eine Einschaltkoeffizient-Wählmatrix 18, so dass der durch einen Zähler 19 und eine Bestimmungsmatnx festgelegte vorherrschende Leistungs-Einschaltkoeffizient rasch kleiner und das Elektroerosionsgerät aus den Kurzschlussbetriebszuständen rasch wieder in normale Betriebsbedingungen zurückgeführt wird. Ebenso ist es möglich, den Lichtbogen- oder den Kurzschlussstrom während des Zeitraumes t2 bis t3 durch Verwendung eines UND-Tores 43 nach Fig. 3 und 4 zu senken.
Dementsprechend wird bei Auftreten eines Kurzschlussoder Lichtbogen-Betriebszustandes entweder der Einschaltkoeffizient t/T oder der Kurzschlussstrom zur Stabilisierung des Bearbeitungsvorganges rasch verkleinert. Somit brauchen Servomagnete und Servomotoren nicht sehr rasch anzusprechen, so dass nach dem Durchschnittsspannungsprinzip arbeitende Servo- oder Folgesteuerungssysteme ohne weitgehende Veränderungen eingesetzt werden können.
Auftreten eines Lichtbogens zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8:
Da das Elektroerosionsgerät als solches eine Art von Kurzzeit-Lichtbogenbildner für Bearbeitungsprozesse darstellt, verursacht das Auftreten des Lichtbogens zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8 keine sehr nachteilige Wirkungen auf die Bearbeitungsfläche, solange der Lichtbogen nur kurz dauert. Tritt ein leicht zu einem stehenden Lichtbogen führender Zustand während eines längeren Zeitraumes auf, so wird die Bearbeitungsfläche rauh, und es wird dann schwieriger, einen den Isolationsdurchbruch begleitenden Druckstoss herbeizuführen, so dass der Bearbeitungsvorgang erheblich gestört wird.
Sobald eine Lichtbogenbildung festgestellt wird, müssen also vergleichsweise rasche Massnahmen getroffen werden, wie die Herabsetzung des Spitzenwertes des Bearbeitungsimpulsstromes 9, das Verkleinern des Einschaltkoeffizienten r/T oder das Anheben der Elektrode 7. Die Lichtbogenspannung für den Dauer-Lichtbogen beträgt etwa 20 bis 25 Volt und ist niedriger als die Bearbeitungs-Lichtbogenspannung (Lichtbogen-Momentanspannung), so dass übliche Elektroden-Hilfseinrichtungen zum Anheben der Elektrode 7 eingesetzt werden können.
Anderseits muss die Logikschaltung zur Reduktion des Spitzenwertes des Bearbeitungsimpulsstromes 9 und des Einschaltkoeffizienten in Aktion treten.
Es sei hier vermerkt, dass infolge des willkürlichen Auftretens des Lichtbogens die zu treffenden Lichtbogenunterdrückungsmassnahmen bei jedem Auftreten einer Lichtbogenbildung manchmal die Arbeitsleistung des Gerätes beeinträchtigen können. Es wird somit eine Art statistischer Annäherung an die Bedingungen der Lichtbogenbildung angestrebt.
Insbesondere werden in der Schaltung nach Fig. 4 die das Bestehen von Lichtbogenbedingungen anzeigenden Impulse aus der Logikschaltung 6 durch den Impulszähler 13 gezählt, während die Gesamtzahl der Impulse durch den Gesamtimpulszähler 14 gezählt wird. Bringt der Zähler 13 Q Zählungen oder mehr hervor, während der Gesamtimpulszähler 14 P Zählungen erreicht (P > Q), dann bewirkt das Ausgangssignal der Zählmatrix 15 die Ansteuerung des Umkehrzählers 17 über ein UND-Tor 21, so dass der Einschaltkoeffizient t/T wie im Falle des Kurzschlusses verkleinert wird.
Ebenso wird die Verkleinerung des Einschaltkoeffizienten bewirkt, wenn das Verhältnis der Zählungen der Zähler 13 und 14 einen vorgewählten Wert von Q/P oder mehr erreicht. Ein Mittel zur Reduktion des Spitzenwertes des Bearbeitungsimpulsstromes 9, wenn ein bestimmtes Verhältnis (wie das vorgenannte Q/P) erreicht wird, ist in der Patentschrift Nr. 521 814 offenbart.
Wenn anderseits das Verhältnis Q/P kleiner als der vorgenannte Wert ist, d. h. wenn keine starke Lichtbogenbildung stattfindet, liefert die Matrix 15 keine Ausgangssignale, so dass das UND-Tor 21 nicht betätigt wird und der Einschaltkoeffizient unverändert bleibt. Unter diesen Bedingungen liefert eine Gesamtimpulszählmatrix 16 ein Ausgangssignal, bevor das Ausgangssignal aus der Kurzschluss- oder Lichtbogen Zählmatrix 15 auftritt, so dass ein Phasenumkehrtor 22 zusammen mit einem monostabilen Multivibrator 23 zur Rückstellung der Zähler 13 und 14 betätigt wird. Für den Fachmann ist es offenkundig, dass der Wert des Verhältnisses Q/P durch richtiges Einregulieren der Diodenmatrizen 15 und 16 beliebig eingestellt werden kann.
Auftreten eines hohen Spaltleitwertes zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8:
Da die Entladung zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8 eine Art Zufallserscheinung (mit willkürlicher örtlicher Verteilung) darstellt, bedeutet das Auftreten eines hohen Leitwertes während eines ersten Bearbeitungsimpulses nicht unbedingt das Auftreten eines weiteren hohen Leitwertes während des nächsten Bearbeitungsimpulses. Somit genügt es, Vorkehrungen erst zu treffen, wenn das Verhältnis zwischen Ausgangsimpulsen aus einem Oszillator 24 und der festgestellten Zahl hoher Spaltleitwerte eine bestimmte Grenze überschreitet; der Oszillator 24 umfasst hier einen Zähler 19 und Matrizen 18, 20. Die bei Auftreten des hohen Spaltleitwertes zu treffenden Massnahmen brauchen nicht zu rasch zu erfolgen wie beim Kurzschluss und der Lichtbogenbildung.
Nach Fig. 4 stellt die Logikschaltung 6 jedes Auftreten eines hochen Spaltleitwertes fest, um dann die das Auftreten des hohen Spaltleitwertes anzeigenden Feststellimpulse zu liefern; ein Impulszähler 25 zählt diese Feststellimpulse. Erreicht die Zählung die Zahl S, veranlasst der Zähler eine Matrix 26, die vom Zähler 25 gesteuert wird, zur Abgabe eines Ausgangssignales. Gleichzeitig prüft eine Matrix 28, in welchem Masse ein Zähler 27 Ausgangsimpulse R, bis Rn vom Oszillator 24 empfangen hat. Wenn die Werte der Verhältnisse S/Rl bis S/R, grösser werden, tritt der hohe Spaltleitwert häufiger auf.
Durch Verwendung eines Zählers 29 und einer Matrix 30, an die der Ausgang aus der Matrix 28 gelegt wird, wird der Bereich der Verhältnisse S/Rm und S/R festgelegt, so dass die UND-Tore 331 bis 33n zur Wahl eines geeigneten Elelctrodenanhebezeitpunktes veranlasst werden, wie er durch einen Zähler 31 und eine Matrix 32 bestimmt wird.
Es ist allgemein üblich, eine längere Anhebezeit für die Elektrode 7 zu wählen, wenn das Verhältnis S/Rm oder der Spaltleitwert grösser ist. Hier ist m eine willkürlich gewählte, positive ganze Zahl, welche die Bedingungen von 1 < m < n erfüllt.
Normale Entladung zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8:
In dem beschriebenen Ausführungsbeispiel überprüft der Regelkreis 5 die normalen Entladungen zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8 mittels der Logikschaltung 6, um dann Feststellimpulse zu erzeugen, die solche normale Entladungen darstellen. Die Kombination eines Zählers 34 und einer Matrix 35 zählt dann solche Feststellimpulse aus.
Überschreitet die Häufigkeit der normalen Entladungen einen bestimmten vorgegebenen Grad, kann der beschriebene Regelkreis den Einschaltkoeffizienten vergrössern.
Während der normalen Entladungen, die vom Zähler 34 registriert werden, wird die Gesamtzahl der vom Oszillator 24 stammenden Impulse durch den Zähler 27 gezählt.
Erreicht die Zählung der normalen Entladungen den Wert U oder mehr, wenn die Zählung des Zählers 27 niedriger ist als eine in der Matrix 28 gespeicherte vorgewählte Rückstell Impulszahl V, so bewirkt das Ausgangssignal der Matrix 35 die Ansteuerung des Umkehrzählers 17, so dass das Tor zur Erhöhung des Einschaltkoeffizienten z/T leitend und letzterer somit erhöht wird.
Wenn dann die Zählung des Zählers 27 für die Gesamtimpulszahl des Oszillators 24 die vorgewählte Zähleinheit V erreicht, stellt ein Signal aus einem Phasenumkehrtor 36 gleichzeitig die Zähler 34, 37, 25 und 27 zurück, so dass die Zählung wieder von Null an beginnen kann.
Zustand der verlängerten Entladungsunterbrechung:
Eine längerdauernde Entladungsunterbrechung wird durch die Logikschaltung 6 festgestellt, und die diesem Zustand entsprechenden Festellimpulse werden durch einen Zähler 37 gezählt. Erreicht die Zählung einen vorgewählten Wert W, bewirkt das Ausgangssignal aus einer Matrix 38 die Steuerung des Umkehrzählers 17 zur Verkleinerung des Einschaltkoeffizienten z/T.
Findet während eines verlängerten Zeitraumes keine normale Entladung statt, so bewirkt das Wiedereinsetzen des Bearbeitungsvorganges nach Verkleinerung des Einschaltkoeffizienten tatsächlich den Beginn der Bearbeitung mit einem vergleichsweise kleinen durchschnittlichen B earb eitungsstrom, so dass der Bearbeitungsvorgang relativ stabil anläuft. Die Verkleinerung des Einschaltkoeffizienten nach dem Ausbleiben der normalen Entladung wurde bisher von Hand vorgenommen. Mittels des beschriebenen Gerätes kann dies jedoch nunmehr automatisch geschehen, so dass die für den Bearbeitungsvorgang erforderlichen Arbeitsstunden weitgehend eingespart werden können.
Im Regelkreis nach Fig. 4 ist ein Ersatzelektrodenflächen Feststellkreis 39 vorgesehen, der die Wahl des optimalen Einschaltkoeffizienten auf Grund der Relation zwischen der normalen Entladungsfolge und der Geschwindigkeit der Vertikalbewegung der Elektrode 7 festlegt (wie sie durch die zeitliche Impulsdichte des Signalausganges am Kodiergerät 4 dargestellt wird). Wenn die Elektrode 7 sich zu häufig in Vertikalrichtung zu bewegen strebt (Nachlauf), veranlassen ein Zähler 40 und eine Matrix 41 mit einem bestimmten, darin eingestellten Wert den Feststellkreis 39 zu einer Herabsetzung des Einschaltkoeffizienten. Man kann auch auf den Feststellkreis 39 verzichten, da seine Funktion ebenso gut durch die Zähler 13, 14 und die Matrizen 15, 16 erfüllt werden kann.
Im Regelkreis nach Fig. 4 ist ein Schalter 42 vorgesehen.
Für die Feinbearbeitung mit vergleichsweise kleiner Impulsdauer gilt als Erfahrung, dass bei zu grossem Einschaltkoeffizient z/T die Gefahr dauernder Lichtbogenbildung besteht.
Deshalb ist der Schalter 42 vorgesehen, um den maximalen Einschaltkoeffizienten z/T einzustellen, wenn die Dauer z des Bearbeitungsimpulses vorgewählt ist. Dementsprechend kann mit dem Regelkreis 5 nach Fig. 4 der Bearbeitungsvorgang mit einem Einschaltkoeffizient r/T durchgeführt werden, der dank dem Schalter 42 kleiner ist als sein Höchstwert.
Der Oszillator 24 erzeugt Impulse mit einem konstanten
Einschaltkoeffizient z/T, während gleichzeitig die Veränderung der Impulsdauer z möglich ist, vorausgesetzt, dass der Einschaltkoeffizient r/T durch die aus dem Umkehrzähler 17 und der Matrizen 18 und 20 bestehende Schaltung automatisch vorgewählt wird.
Im Regelkreis nach Fig. 4 ist eine Impulsausgangsklemme X vorgesehen, welche während des Zeitraumes t1 bis t vor dem Bearbeitungsimpuls zwecks Feststellung des Betriebszustandes der Lichtbogenbildung einen Niederspannungsimpuls 9i liefert. Eine weitere Klemme Y liefert den Isolationsdurchbruch-Impuls 10 während des Zeitraumes t2 bis t3 im Gleichlauf mit dem Bearbeitungsimpuls 9. Nach Fig. 3 wird der Bearbeitungsimpuls 9 über ein UND-Tor 43 den Gleichstrom-Zerhackern 1 und 2 von Fig. 1 zugeführt.
Dadurch wird, wenn der Spalt zwischen der Elektrode 7 und dem Werkstück 8 kurzgeschlossen wird, der Bearbeitungsimpuls 9 blockiert und nicht an die Zerhacker 1 und 2 gelegt, so dass der Kurzschlussstrom auf eine sehr geringe Höhe herabgedrückt wird. Bei dem Bearbeitungsschaltkreis nach Fig. 2 wird, wenn der Bearbeitungsstrom eine bestimmte Grenze überschreitet, derselbe automatisch vermindert, so dass das vorgenannte UND-Tor 43 entbehrlich wird.
In Fig. 4 stellen die Bezugszeichen 44 und 45 Taktimpulsgeber, 46 bis 49 Phasenumkehr-ODER-Tore, 50 ein Phasenumkehr-UND-Tor, 51 bis 55 UND-Tore und 56 ein ODER Tor dar.
Die Logikschaltung 6 wird in der vom Oszillator 24 festgelegten Taktfolge abgetastet. Nach Fig. 3 werden die Ausgangssignale aus dem Oszillator 24 an den Klemmen X und Y durch einen Zähler 57 registriert, und wenn die Zählung im Zähler 57 einen in einer Matrix 58 eingestellten, vorgewählten Wert erreicht, werden Ausgangssignale abwechselnd den Klemmen Z1 und Z2 zugeführt, so dass die Betriebszustände einer Kippschaltung 59 wechselweise durch solche Ausgangssignale aus der Matrix 58 übertragen werden.
Es wird beispielsweise angenommen, dass die UND-Tore 60 bis 64 sperren, wenn ein Ausgangssignal an der Ausgangsklemme Z2 vorliegt (oder im Gegenteil leitend sind), und dass der Zähler 57 nach m Impulsen eine Umdrehung zur Rückkehr in die Ausgangsstellung vollzieht. Dabei werden (Z2-Z1)/m Impulse abgetastet, so dass die Logikschaltung 6 nur für die Dauer solcher Impulse in Gang gesetzt wird, während sie in der übrigen Zeit untätig bleibt.
Der Grund für diese Art der Abtastung ist folgender:
Wenn die Impulsdauer z für Bearbeitungsimpulse nur kurz gewählt wird, nimmt die Wiederholungsfrequenz f des Bearbeitungsimpulses automatisch zu, so däss die Wiederholungsdauer bei den beeinflussten Teilen des Regelkreises 5 verkürzt wird; dies bedeutet, dass ein momentaner Überlauf der Zähler 14, 15, 25, 27, 34 und 37 des'Regelkreises 5 bewirkt wird, die Zählungen die zuvor eingestellten Werte in sehr kurzer Zeit erreichen und den Umkehrzähler 17 in sehr kurzen Zeitabständen betätigen. Die Feststellungshäufigkeit des Spaltleitwertes wird gesteigert, die Elektrode 7 während eines längeren Zeitraumes als die Bearbeitungszeit angehoben usw. Somit muss die Logikschaltung 6 durch geeignetes Abtasten betätigt werden.
Bei diesem Abtasten muss das Abtastverhältnis (Z2 bis Z1)/m je nach der Veränderung der durchschnittlichen Bearbeitungsfrequenz bei Änderung der Dauer z des Bearbeitungsimpulses bestimmt werden. Wird beispielsweise die Impulsdauer auf ein Tausendstel herabgesetzt, muss das Abtastverhältnis (Z2-Z)/m ebenfalls zu etwa einem Tausendstel gewählt werden. In der geschilderten Logikschaltung 6 wird der Zähler 57 bei Überlauf nicht zurückgestellt, da das Abtastverhältnis (Z2-Z1)/m nicht genau zu sein braucht. Die Werte der Grössen m und (Z2-Z1) können willkürlich gewählt werden. In der Praxis wird der Wert von Z1 entweder mit 1 oder 0 festgesetzt und der Wert von Z2 durch Betätigung eines Schalters 65 verändert.
Vorzugsweise wird der Schalter 65 mit dem Taktimpulsgeber 45 und dem Schalter 42 zur Bestimmung des maximalen Einschaltkoeffizienten z/T zusammengeschaltet, so dass der Wert von Z2 zur Ver änderung der Impulsdauer in Beziehung gesetzt wird.
Wie in vorstehender Beschreibung erläutert wurde, werden beim beschriebenen Gerät die Spannungen und Ströme an verschiedenen voneinander getrennten Stellen festgestellt und die ermittelten Werte zur Bestimmung verschiedener Be triebszustände des Bearbeitungsgeräts logisch verarbeitet, um die das Vorhandensein solcher Betriebszustände darstellenden Erkennungssignale zu halten. Der Bearbeitungsvorgang des Geräts wird auf Grund der relativen Häufigkeit solcher Erkennungssignale oder auf Grund der Verhältnisse verschiedener Erkennungssignale gesteuert, so dass nach statistischer Verteilung auftretende Erscheinungen, wie Lichtbogenbildung und hohe Spaltleitwerte statistisch verarbeitet werden können, um eine optimale automatische Steuerung des Bearbeitungsvorganges zu gewährleisten.
Bei Feststel lung eines hohen Spaltleitwertes auf Grund einer relativen Häufigkeit der Erkennungssignale wird ebenfalls ein die Grösse des Spaltleitwertes darstellender Wert gemessen, so dass die Elektrodenanhebezeit auf Grund des so gemessenen, die Grösse des Spaltleitwertes darstellenden Wertes automatisch gewählt wird.
Wenn bei einem der bekannten Elektroerosionsgeräte während eines längeren Zeitraumes keine Entladungen auftraten, wurde Handeinstellung erforderlich, um den Bearbeitungsstrom nach Ingangsetzung allmählich zu steigern und den Einschaltkoeffizienten z/T einzustellen. Dagegen kann bei dem Elektroentladungsgerät nach der Erfindung die erwähnte Handeinstellung durch eine automatische Regelung ersetzt werden, so dass beträchtlicher Arbeitsaufwand erspart und ausserdem die Gefahr falscher Betätigung durch unrichtige Wahl der Bearbeitungsbedingungen vollständig ausgeschaltet werden kann.
Wird ein Kodiergerät im Elektroerosionsgerät eingebaut, kann die Zahl der Impulse von der Ingangsetzung der Entladung an automatisch festgestellt werden, so dass auch die Tiefe (Länge) des Elektrodenvorschubs selbsttätig gemessen und auf die Einstellung eines Grenzschalters zum Feststellen der Bearbeitungstiefe verzichtet werden kann.
Werden zwei oder mehrere unterschiedliche Bearbeitungsbedingungen während eines einzigen Bearbeitungsimpulses festgestellt, wie etwa das Auftreten eines hohen Spaltleitwertes auf der Stirnseite des Bearbeitungsimpulses und die normale Bearbeitungsentladung während des Zwischenabschnittes des gleichen Bearbeitungsimpulses, wird für jede der so festgestellten Arbeitsbedingungen eine Zählung am entsprechenden Zähler hinzuaddiert. Wenn die Bearbeitungsbedingungen während eines B earb eitungsimpulses ändern, wird die Zähleinheit eins jedem der Zähler hinzuaddiert, welche die durch eine solche Änderung während des einen B earb eitungsimpulses dargestellten B earbeitungsbedingungen zählen.
Ausser dem, was bereits im beschriebenen Regelkreis 5 veranschaulicht wurde, ist es auch möglich, das Verhältnis W'/u' einer Zählung W' der Entladungsunterbrechungszustände und einer weiteren Zählung u' der normalen Entladungen zu bestimmen, so dass bei Vergrösserung des Verhältnisses W'/u' über eine bestimmte Grenze hinaus der Einschaltkoeffizient r/T und der Spitzenwert des Bearbeitungsstromes eingestellt oder verändert werden können. Desgleichen kann das Verhältnis zwischen der Zählung u' der normalen Entladung und die Zählung des Auftretens hoher Spaltleitwerte als Basis für die Einstellung des Einschaltkoeffizienten z/T, des Einspritzdruckes der Bearbeitungsflüssigkeit und des Spitzenwertes des Bearbeitungsstromes dienen.
Das Verhältnis Q'/u' aus der Zählung Q' des Stehlichtbogenbetriebes und der Zählung u' der normalen Entladungen und weitere Verhältnisse der Werte aus Zählungen von verschiedenen Bearbeitungsbedingungen können ebenfalls als Basis für die Steuerung des Elektroerosionsgeräts nach der Erfindung dienen.
Die Feststellung verschiedener B earbeitungsb edingungen istln Tabelle I zusammen mit den für jede der verschiedenen Bearbeitungsbedingungen zu treffenden Regelmassnahmen aufgeführt.
Tabelle I
Festgestellte DTl DT2 DT3 DT4 Impulsdichte Erkennungszeit Logischer Regel
Bearbeitungs- der Kodiergeräts eingangswert u.
bedingungen Regelergebnisse im Schaltstromkreis nach Fig. 4 Keine Entladung H N H N t3 bis t3 Ein Eingangssignal (ohne hohen Leitwert) am Zähler 37; bei hohen Zählungs werten für diesen
Betriebszustand wird das Verhältnis z/T klein Kurzgeschlossen N H t2. bis t3 Wenn das Verhält (t,bis t3) nis der Gesamtim pulszählung und der Kurzschluss zählung Q/P über steigt, wird z/T verringert Kurzgeschlossen N H t2 bis t2 Bearbeitungsstrom (tibist3) zerhacker und Hoch spannungszerhacker sind ausgeschaltet.
(Somit ist die Hoch spannungsseite nicht logisch geregelt) Lichtbogenbildung H H tl bis tn Übersteigt das Ver (festgestellt während hältnis der Gesamt tibist2) impulszählung und der Lichtbogenzu standszählung Q/P, wird z/T verringert
Tabelle 1 (Fortsetzung)
Festgestellte DT1 DT2 DT3 DT4 Impulsdichte Erkennungszeit Logischer Regel
Bearbeitungs- der Kodiergeräts eingangswert u.
bedingungen Regelergebnisse im Schaltstromkreis nach Fig. 4 Bearbeitung H H N H gross t2 bis t3 Ein Eingang am mit normaler Entladung Zähler 34. Da wenig
Zählungen am Zäh ler 34 eintreffen, wird z/T nicht verändert Bearbeitung H H N H gering t2 bis t3 Ein Eingangssignal mit normaler Entladung am Zähler 34.
Da das Verhältnis u'R der Zählung des
Zählers 34 und die
Zählung der Ge samtimpulszahl im
Zähler 27 einen be stimmten Wert über steigt, nimmt z/T zu Bearbeitung H H N H sehr gering t2 bis t8 Ausser Obigem mit normaler Entladung wird Bearbeitungs fläche gross ange nommen und der
Höchstwert von z/T nimmt zu Spaltleitwert H N N H t2 bis t3 Die Elektrodenan (festgestellt während hebezeit wird be t, bis t3) stimmt aufgrund der
Verhältnisse S/Rt, S/R2, S/R3,
S/Rn Andere mögliche H N H H t2 bis t8 zwischen der Spalt- Kombination für leitwertzählung S die Feststellung und der Gesamtdes Spaltleitwertes impuszählung R (festgestellt während (die Elektrodenan t2.bists) hebezeit kann = Null sein
Anmerkung: in den Kolonnen DT1 - DT4 bedeuten:
H hohe Ausgangs spannung
N niedrige Ausgangsspannung
Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden nur vier Vergleichseinrichtungen DT1 bis DT4 mit dem Zweck einer Verringerung der Zahl solcher Einrichtungen verwendet, doch ist es möglich, zwei oder mehr Einrichtungen dieser Art mit verschiedenen Empfindlichkeitsbereichen in jedem der zu überwachenden Teile der Vorrichtung einzusetzen, wobei die Ausgänge aller Vergleichseinrichtungen der Logikschaltung zugeführt werden können.
Obwohl der Erfindungsgegenstand anhand eines Beispiels eines seriegeschalteten Elektroerosionsgeräts entsprechend Fig. 1 und 2 beschrieben wurde, sind dessen Merkmale auch auf Elektroerosionsgeräte anwendbar, bei welchen die beschriebenen Schaltelemente parallel zum Entladungsspalt zwischen Elektrode und Werkstück geschaltet sind.
Die Fig. 6 und 7 zeigen in schematischer Darstellungsweise prinzipiell einen weiteren, in einem Elektroerosionsgerät anwendbaren Regelkreis. In der Schaltung nach Fig. 6 sind vier Detektoren DT1 bis DT4, ähnlich denjenigen nach Fig. 1 bis 4, in der Weise wie beim vorhergehenden Ausführungsbeispiel vorgesehen. UND-Tore 85, bis 85n bilden eine Logikschaltung zur Feststellung verschiedener Bearbeitungsbedingungen an einem Elektroerosionsgerät in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen aus den Detektoren DT1 bis DT4; die betreffenden Bearbeitungsbedingungen umfassen die Betriebszustände des Kurzschlusses, der Lichtbogenbildung, der normalen Entladung, des Entladungsunterbruchs und des Auftretens eines hohen Spaltleitwertes usw. Die Logikschaltung enthält ferner einen Impulsgeber 86 und einen Taktimpulsgeber 87.
Die aus der Tabelle I hervorgehenden Betriebsdaten sind ebenfalls auf die Schaltungen nach den Fig. 6 und 7 anwendbar, da die Ausführung der Detektoren DT1 bis DT4 und ihre Verbindung mit anderen Elementen der früher beschriebenen Geräteschaltung identisch sind.
Die Fig. 5 zeigt Wellenformen von im Entladungsspalt zwischen einer Bearbeitungselektrode 7 und einem Werkstück 8 auftretenden Impulsen zusammen mit Wellenformen von Erkennungssignalen, die von der Logikschaltung nach Feststellen verschiedener B earbeitungsbedingungen des Elektroerosionsgeräts geliefert werden. In Fig. 5 enthalten die Zeilen Ao bis G0 folgende Impulse: A,: Die Spannung im Entladungsspalt B,: Ausgänge der Impulsgeber in der Art, in welcher die Impulse überlagert werden.
CO: Das die normale Entladung darstellende Erkennungssignal.
D,: Das das Auftreten eines hohen Spaltleitwertes darstellende Erkennungssignal.
E,: Das die Lichtbogenbildung darstellende Erkennungssignal.
F,: Das den Kurztschlussbetriebszustand darstellende Erkennungssignal.
G,: Das die Entladungsunterbrechung darstellende Erkennungssignal.
Die Erkennungssignale CO bis G0 werden nur erzeugt, wenn die entsprechenden Bedingungen, wie in Tabelle I dargestellt, durch die Detektoren DT1 bis DT4 festgestellt werden, so dass das Auftreten solcher Erkennungsimpulse unregelmässig erfolgt, ihre Amplituden jedoch durch jeden Schmitt-Schaltkreis des Detektors konstant gehalten werden.
Die Impulsdauer jedes Erkennungssignals schwankt beträchtlich je nach der Art des Bearbeitungsbetriebszustandes, den das Erkennungssignal wegen der Beziehungen nach Tabelle I betrifft. Da die Amplitude des Erkennungssignals konstant ist, stellt die Durchschnittsspannung eines solchen Erkennungssignals die Dauer der besonderen Bearbeitungsbedingungen dar, auf die das Erkennungssignal sich bezieht. Wenn dementsprechend die Dauer jedes Betriebszustandes bei der Bearbeitung im Entladungsspalt zwischen der Bearbeitungselektrode 7 und dem Werkstück 8 als konstant angenommen wird, dann hängt der Durchschnittswert des Erkennungssignals nur vom Einschaltkoeffizienten z/T, jedoch nicht von der Wiederholungsfrequenz f und der Impulsdauer z ab.
Somit wird es bei direkter Integration der aus Impulsen mit konstanter Amplitude bestehenden Erkennungssignale möglich, den Abtastkreis des vorhergehenden Ausführungsbeispiels, in dem die Zahl der Impulse (Steigung) gezählt wird (eine Integrationsart), wegzulassen.
Der Regelkreis nach Fig. 7 veranschaulicht das Ausführungsbeispiel einer Schaltung zum Bestimmen des Verhältnisses zwischen den Ausgangsimpulsen aus der Logikschaltung und den Ausgangsimpulsen aus dem Impulsgeber oder das Verhältnis zwischen verschiedenen Ausgangsimpulsen aus der Logikschaltung. Bei der Schaltung nach Fig. 7 wird das gewünschte Verhältnis als Analogwert geliefert. Darin ist ein Verhältnisregelkreis 91 (der Kürze halber nachfolgend als Integrierschaltung bezeichnet) vorgesehen, der bzw. die einen Amplitudenbegrenzer 90, bestehend aus einem Schmitt Schaltkreis 88 und einem Transistorschalter 89 zur Sicherung des Merkmals der konstanten Amplitude der aus der Logikschaltung kommenden Erkennungssignale enthält. Das Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers 90 dient zur Ladung eines Kondensators 94 über eine Sperrdiode 92 und einen Widerstand 93.
Die so im Kondensator 94 gespeicherte elektrische Ladung stellt die Zeitspeicherung (ein Integral) für einen bestimmten Betriebszustand bei der Bearbeitung das (z. B. das Auftreten eines hohen Spaltleitwertes). Überschreitet die Spannung im Kondensator 94 einen Wert, der durch die Formel [(Stromquellenspannung E) x (Ein/Aus Verhältnis 0,6:0,750)] gegeben ist, so wird ein Schalttransistor 95 leitend, der der Ausgangsklemme a einen Ausgangsimpuls zuführt.
Um das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der Impulsgeber und den Ausgangssignalen aus der Logikschaltung oder die Verhältnisse zwischen verschiedenen Ausgangssignalen aus der Logikschaltung oder die Verhältnisse zwischen verschiedenen Ausgangssignalen aus der Logikschaltung zu bestimmen, enthält die Schaltung nach Fig. 7 zusätzliche Analog-Integrierschaltungen 96 und 97, die zur vorgenannten Integrierschaltung 91 parallel geschaltet sind.
Wenn die beiden Integrierschaltungen 91 und 96 gleichzeitig zwei verschiedene Ausgangssignale integrieren, dann gibt eine der Integrierschaltungen ihr Ausgangssignal früher aus als die andere. Die Ausgangsklemmen der Integrierschaltungen 91 und 96 werden mit a bzw. b bezeichnet. Es wird nun angenommen, dass die Integrierschaltung 91 die Ausgangssignale aus dem Impulsgeber (an der Klemme Z nach Fig. 6) während des Zeitraumes t2 bis t3 integriert, während die andere Integrierschaltung 96 durch Integration der Ausgangssignale aus dem UND-Tor 85n (Fig. 6) wirksam wird, um Erkennungssignale für das Auftreten eines hohen Spaltleitwertes zu erzeugen.
Wenn die Integrationszeitkonstanten und die Ein-Aus -Verhältnisse zwischen den beiden Integrierschaltungen 91 und 96 miteinander übereinstimmen und wenn die Integrierschaltung 91 ein Ausgangssignal an ihrer Ausgangsklemme a früher als die andere Integrierschaltung 96 erzeugt, bedeutet dies, dass während des ganzen in Frage kommenden Integrationszeitraumes kein hoher Spaltleitwert aufgetreten ist.
Wenn demgemäss ein geeignetes (prozentuales) Verhältnis zwischen den Integrationszeitkonstanten der beiden Inte grierschaltungen eingestellt wird, kann die relative Häufigkeit des Auftretens eines hohen Spaltleitwertes während des vorgegebenen Integrationszeitraumes festgestellt werden. Insbesondere wenn die relative Häufigkeit (Frequenz) des Auftretens des hohen Spaltleitwertes das zuvor festgelegte Verhältnis zwischen den beiden Integrationskonstanten übersteigt, erscheint ein Ausgangssignal an der Klemme b früher als an der Klemme a, ist jedoch die relative Häufigkeit kleiner als das vorliegende Verhältnis erscheint das Signal an der Klemme a vor dem Signal an der Klemme b.
Es sei hier vermerkt, dass, je früher das Signal an der Klemme b erscheint, der Spaltleitwert desto grösser ist.
Wenn ein Ausgangssignal der Klemme b zugeführt wird, ist eine geeignete Massnahme zur Beseitigung dieses hohen Spaltleitwertes zu treffen, beispielsweise durch Anheben der Elektrode während eines bestimmten Zeitraumes, Schwingen- oder Pendelnlassen der Elektrode, Einspritzen einer Isolierflüssigkeit in den Entladungsspalt beim Anheben der Elektrode, Verändern des Druckes der eingespritzten Isolationsflüssigkeit, Umstellen des Einspritzens auf Saugen, Regulieren der Bearbeitungsspannung, Anlegen einer hohen Spannung während der Vergrösserung des Entladungsspaltes oder Anwenden einer geeigneten Kombination solcher Massnahmen. Je eher der Ausgangsimpuls an der Klemme b nach Beginn der Integration auftritt, desto grösser kann der Elektrodenhub während der Steigerung ihrer Absenkgeschwindigkeit zur völligen Aufhebung des Spaltleitwertes sein.
Sobald die Ausgangsimpulse an der Klemme a oder b auftreten, werden diese Impulse über eine Dioden-ODER Schaltung 98 einem monostabilen Multivibrator 99 zugeführt.
Somit werden die Transistoren 100 und 101 der Integrierschaltungen 91 und 96 während des Zeitraumes, in dem der monostabile Vibrator 99 im Betrieb ist, leitend, wodurch die Kondensatoren 94 und 102 der Integrierschaltungen entladen werden. Wenn die Transistoren 100 und 101 während des Betätigungszeitraumes des monostabilen Multivibrators 99 sperren, wird die Integration der Erkennungssignale wieder aufgenommen.
In der vorstehenden Beschreibung werden die Spannun gen und Ströme in verschiedenen Teilen des Elektroerosionsgeräts unabhängig voneinander gemessen und die auf Grund dieser Messungen erzeugten Signale werden UND-Schaltkreisen zwecks Umwandlung in logische oder Erkennungssignale zugeführt, die verschiedene Bearbeitungsbedingungen des Geräts darstellen. Die Steuerung des Bearbeitungsgeräts erfolgt somit auf Grund der relativen Häufigkeit solcher logischen Signale in bezug auf die Frequenz der Ausgangssignale der Impulsgeber oder der Häufigkeit verschiedener logischer Signale unter sich.
Das Elektroerosionsgerät kann auch unter Anwendung anderer Signalbedingungen gesteuert werden. Beispielsweise können die Eingangsklemmen der Integrierschaltung 91 direkt mit bestimmten Klemmen der Detektoren DT1 bis DT4 verbunden werden. Insbesondere ist es möglich, die Spannung und den Strom unabhängig voneinander an verschiedenen Stellen des Bearbeitungsgeräts zu messen und die Bearbeitungsbedingungen auf Grund der gegenseitigen Beziehungen zwischen den Ausgangssignalen solcher Detektoren oder des relativen Verhältnisses zwischen diesen Ausgangssignalen und den Ausgangssignalen aus den Impulsgebern zu bestimmen.
Beispielsweise können die Eingangsklemmen A und B der Analogintegrierschaltung 91 an den Eingang des Detektors DT2 gelegt werden, während die Eingangsklemmen C und D der Analogintegrierschaltung 96 mit dem Eingang des Detektors DT4 verbunden werden, so dass ein dem Spaltleitwert entsprechender Wert aus dem Verhältnis der Signale der beiden Detektoren DT2 und DT4 bestimmt werden kann. Wenn z. B. an der Klemme b der Integrierschaltung 96 Signale auftreten, bevor solche an der Klemme a erscheinen, bedeutet dies, dass der Spaltleitwert relativ hoch ist.
Wenn anderseits das Ausgangssignal des Impulsgebers 86 während des Zeitraumes t2 bis t3 (Fig. 6) an den Eingang der Integrierschaltung 91 gelegt wird, während der Detektor DT2 rnit der anderen Integrierschaltung 96 verbunden ist, kann die Dauer des Fliessens des Entladungsstromes relativ zum Impulswirkungszeitraum durch Feststellen des Zeitunterschiedes zwischen Signalen bestimmt werden, die an den Klemmen a und b der Integrierschaltungen 91 und 96 auftreten Um ein konstantes Verhältnis zwischen der Fliessdauer des Entladungsstromes und der Impulswirkzeit aufrechtzuerhalten, kann die Spannung im Entladungsspalt (eingestellte Spannung) reguliert oder der Einschaltkoeffizient z/T geändert werden.
Ausserdem können, um das vorgenannte Verhältnis konstant zu halten, die Eingänge der Integrierschaltungen 96 und 97 direkt mit dem Eingang des Detektors DT2 verbunden werden, während die Integrationszeitkonstante des Schaltkreises 97 etwas niedriger als diejenige des Schaltkreises 96 eingestellt wird. Dann liefert die Integrierschaltung 97 Ausgangssignale, während die Integrierschaltung 96 keine Ausgangssignale liefert. Wenn die Integrierschaltung 91 veranlasst werden kann, Ausgangssignale zu liefern, so bedeutet dies, dass das Verhältnis des Bearbeitungsstromes oberhalb eines vorgewählten unteren Grenzwertes liegt.
Das Auftreten eines Ausgangssignals an der Integrierschaltung 97, nachdem die Integrierschaltung 96 und darauf die Integrierschaltung 91 ein Ausgangssignal geliefert hat, bedeutet, dass das Verhältnis des Bearbeitungsstromes grösser ist als ein vorgewählter oberer Grenzwert. Werden die Integrierschaltungen 91, 96 und 97 so miteinander verbunden, dass die Kondensatoren 94 und 102 bei Betätigung des monostabilen Multivibrators 99 entladen werden, kann der Integriervorgang nach Entladung der Kondensatoren wieder von vorne beginnen.
Wenn also die Ausgangssignale der Integrierschaltungen 96 und 97 so auftreten, dass sie abwechselnd dem Ausgangsimpuls der Integrierschaltung 91 vorausgehen, indem die Bearbeitungsbedingungen des Geräts in geeigneter Form reguliert werden können, das Verhältnis des Ausgangssignals aus dem Impulsgeber 86 im Zeitraum t2 bis t3 und der Bearbeitungsstrom im wesentlichen innerhalb eines bestimmten Bereiches gehalten werden.
Wie in der vorstehenden Beschreibung erläutert wurde, können nach den Darstellungen in den Fig. 5 bis 7 die Bearbeitungsbedingungen eines Elektroerosionsgeräts durch Feststellen der relativen Spannungen an verschiedenen Stellen des Geräts gesteuert werden, wobei diese relativen Spannungen oder die Spannungsverhältnisse an verschiedenen Stellen des Geräts durch Einsatz von Analog-Integrierschaltungen ohne Anwendung von Abtastkreisen wie im vorhergehenden Beispiel bestimmt werden können. Die Analog-In tegrierschaltungen nach dem zweiten Ausführungsbeispiel sind sehr einfach, so dass sie eine Vereinfachung der gesamten Schaltung des Geräts zu vergleichsweise niedrigen Kosten ermöglichen.
Die Parallelschaltung einer Vielzahl solcher wenig aufwendiger Analog-Integrierschaltungen ermöglicht das Bestimmen der Bearbeitungsspannung und der spezifischen Bearbeitungsbedingungen das Bestimmen der verschiedenen Bearbeitungsbedingungen unter sich oder das Bestimmen der jeweiligen (spezifischen) Bearbeitungsbedingungen im Verhältnis zum Ausgangssignal oder zur Einschaltdauer des Impulsgebers einfach durch Festlegen der ersten Integrierschaltung, die Ausgangssignale vor jeder anderen Integrierschaltung erzeugt. Bei Kenntnis dieser Zusammenhänge kann die relative Grösse des Bearbeitungsstromes praktisch konstant gehalten werden.
Mit dem beschriebenen Regelkreis ist es möglich, die Grösse der Bearbeitungsfläche festzulegen und zu überwachen, was bei bisher üblichen Elektroerosionsgeräten nicht durchführbar ist.
Bei dem geschilderten Ausführungsbeispiel der Analog Integrierschaltungen wurden Schalttransistoren vorgesehen.
Es ist jedoch möglich, auch andere hiefür geeignete Bauelemente zur Feststellung der erwähnten Verhältnisse zu vermeiden.
Die vorstehend beschriebene Steuerschaltung kann nicht nur in einem Bearbeitungsgerät mit unabhängigen Impulsen, sondern auch in solchen mit abhängigen Impulsen eingesetzt werden.
The invention creates an electrical discharge machine in which electrical discharges between an electrode and a workpiece are used to remove, shape, grind and / or cut certain parts of a workpiece.
In general, electrical discharges between an electrode and a workpiece in an electrical discharge machine cause the following phenomena known to those skilled in the art:
1. As a result of the formation of decomposition products in the spark gap, a relatively high conductivity is generated in the gap between the electrode and the workpiece.
2. If an excessively high electrical current is passed through the electrode and the workpiece or the value of the utilization factor T / T (z = duration of the machining pulse, T = period of the machining pulse) is selected to be excessively high, the insulation in the working gap between the electrode and the Workpiece cannot be rebuilt after each machining discharge, so that arcing occurs.
3. The electrode is temporarily short-circuited with respect to the workpiece, whereby no electrical discharge can take place in the aforementioned working gap.
4. If the gap (spark gap) between the electrode and the workpiece is too large, no electrical discharge occurs in the gap.
5. It is possible to maintain a stable discharge process between the electrode and the workpiece.
In an electrical discharge machine with logic control elements, two types of control commands can be output practically simultaneously, depending on the structure of the logic circuit. The two control commands can be a) two different logical control commands, b) two commands of the same logical control process or c) two logical control commands of opposite physical quantities.
The electrical discharge machine cannot respond constantly to certain links between two such control commands, which can jeopardize stable operation.
The aim of the present invention is therefore to propose an electrical discharge machine which makes it possible to eliminate the difficulties encountered in known electrical discharge machines with logic circuits. The aim is to propose a device in which the arcing, which occurs irregularly due to the statistical distribution, and the gap conductance can be monitored in such a way that the device controls itself in order to carry out the machining process under the most favorable operating conditions.
The device according to the invention should make it possible to determine the occurrence of a high gap conductance and to select the movements of the electrode automatically.
In order to achieve the aforementioned goal, the device according to the invention provides detectors for the independent determination of voltages and currents at different points of the device, a logic circuit for the detection of different processing conditions of the device by logical combinations of output signals from the detectors and control means for controlling the processing conditions of the device due to the relative frequency of the detection signals generated by the logic circuit. Such a structure enables the voltage and current to be measured independently of one another at different points on the device and the values measured in this way to be logically linked in order to be able to record and differentiate between different operating states.
These operating states include, in particular, the short-circuit state, the state of arcing, the normal discharge state, the occurrence of discharge interruptions and the occurrence of an excessively high gap conductance. The device is preferably designed in such a way that when each of these different operating states is detected, corresponding detection signals are generated and the operation of the device is expediently controlled by using the relative frequency of such signals, with the regulation of the various control factors of the electrical discharge machine, namely the peak value of the machining current, the pause time for the machining current, the raising time for the electrode, the utilization factor (z / T), the injection pressure of the machining liquid, the short-circuit current, etc. can be performed.
One of the main advantages of the device according to the invention is that the size of the gap conductance can be determined based on the relative frequency of the signals, so that the electrode lifting time can be determined depending on the size of the gap conductance.
The use of a counter between the electrode and the workpiece to determine the discharge frequency is known per se and was described by Yoshiaki Mitani in his paper for the 42nd EDM Conference. A control device for the temporary reduction of the utilization factor (z / T), which responds to the reduction of the instantaneous voltage between the electrode and the workpiece below a certain limit, is also known and is installed in the SD8 electrical discharge machine from Taoka Manufacturing Work.
The device according to the invention can, however, be designed in such a way that it differs from the known prior art mentioned in that the input information for regulating the utilization factor (z / T) and the type of logical treatment of the input information are different.
The device is expediently provided with a means for controlling the machining process of an electrical discharge machine by determining and utilizing the relationship between detection signals (signals which represent the different operating states of the machining device) and output signals from a pulse generator or by applying the relative frequency of different detection signals to different setting factors to regulate the processing device; z. B. the peak value and the pause time of the processing current, the electrode raising time, the raising and lowering speed of the electrode, the utilization factor (z / T), the injection pressure of the processing liquid, the short-circuit current, etc.
Another advantage is that the device can be provided with an integrating circuit for handling analog quantities to determine the relationship between the detection signals and the output signals from a pulse generator or the relative frequency of different detection signals.
Embodiments of the invention are explained with reference to the accompanying drawing, namely show:
1 and 2 electrical circuit diagrams for the schematic representation of an electrical discharge machine;
3 shows a schematic representation of a logic circuit for determining the operating states on an electrical discharge machine;
4 shows a circuit diagram of a control circuit for regulating the processing elements as a function of the operating states determined;
Fig. 4A is a graph showing the waveforms of voltage pulses;
Fig. 5 is a schematic representation of waveforms of various signals in the electrical discharge machine;
;
6 shows a further schematic representation of a logic circuit for determining the operating states on an electrical discharge machine and
7 shows a schematic representation of a circuit diagram of a control loop for controlling the machining processes.
1 and 2, an electrical discharge machine is shown, which has a low-voltage direct current chopper 1 for the relatively high machining current, another direct current chopper 2 for generating a high voltage, a low-voltage direct current chopper 3 for medium amperage to determine the Operating condition of the arcing, a coding device 4 for determining the number of upward or downward movements of an electrode 7 in the form of pulses, and a control loop pulse generator 5, which responds to the operating conditions of the device, for controlling the electrical discharge machine.
Four detectors DT1 to DT4 serve for the independent or separate determination of the voltages and currents in different parts of the device, each detector usually being constructed as a Schmitt circuit or as a differential amplifier, which is also referred to as a comparison device. The output voltage of the comparator can be set within any desired range by using a voltage divider or the like.
The detector DT1 is used to determine the low-voltage pulse for processing and to determine the operating state of the arc formation, the detector DT2 works as a measuring device for the machining current and an arc current, DT3 works to monitor the high voltage in the event of an insulation breakdown and DT4 as a measuring device for the current intensity when present a high voltage.
4 illustrates in detail the structure of the control loop pulse generator 5, which has a structure with counters, matrix circuits and gate circuits. The output signals of the four detectors DT1 to DT4 are fed to a logic circuit 6 in order to determine the various operating states of the machining device, such as short circuit, arcing, normal discharge, failure to discharge and the occurrence of a high gap conductance.
A practical example of the logic circuit 6 is shown in FIG.
The switch-on coefficient z / T, formerly also referred to as the utilization factor, should now be assumed to be variable. In the case of arcing, this coefficient must become smaller. For the sake of simplification, it is now assumed that the electrical discharge machine is operated under normal discharge conditions and that an increase in the switch-on coefficient T / T is now considered to be expedient. If the time difference between the determination of the advisability of increasing the switch-on coefficient and a decrease in the operating state requiring the switch-on coefficient is very small, the control circuit 5 can let the switch-on coefficient z / T oscillate for a moment, but such oscillation cannot cause a permanent change in the switch-on coefficient.
If the logic circuit 6 is constructed in such a way that the switch-on coefficient z / T is automatically changed by a rotary solenoid or the like, it can output the following three types of commands as a function of the relevant input signals: a) Reduce the switch-on coefficient z / T.
b) Increase the switch-on coefficient r / T.
c) Retaining the existing switch-on coefficient z / T.
The output signal of such an automatic logic circuit is determined by the operating conditions on the electrical discharge machine and by its components, e.g. B. of the rotary solenoid determined performance data.
A parallel logic circuit is provided to which N logic detector output signals are fed as input signals to M operating circuits (for performing a series of parallel arithmetic operations or decisions). In such a parallel logic circuit 6, output signals can occasionally oppose other control signals, or the logic circuit 6 can deliver meaningless control commands if it is not set accordingly.
If the switch-on coefficient z / T, as assumed above, is assumed to be variable, then it is advantageous to reduce the switch-on coefficient first. In other words: a possible command to increase the switch-on coefficient z / T does not need to be executed immediately. In the control loop 5, the priority is determined in such a way that the counts for the output of the command to increase the switch-on coefficient z / T are set higher, while the counts for an instruction to decrease the switch-on coefficient z / T are reduced. In this way, the uncertainty that exists in a conventional rotary solenoid control circuit in the work flow of an electrical discharge machine can be completely eliminated.
The control circuit 5 does not issue contradicting commands, even if the necessity of the gap conductance regulation (raising the electrode) and the reduction of the switch-on coefficient z / T are perceived at the same time. This elimination of contradicting commands is made possible by the fact that an operating command signal that responds to the gap conductance differs completely from an operating command signal that indicates the arcing operating state, so that the two operating command signals are followed separately and the different control processes attributable to the two commands are followed separately can be carried out.
The determination of various operating states of the electrical discharge machine and the measures to be taken for each of the operating states thus determined will now be described.
Short circuit between electrode 7 and workpiece 8:
If the electrode 7 is short-circuited with the workpiece 8, the machining process stops and a strong short-circuit current flows through the electrode to the workpiece.
According to Fig. 4A, the occurrence of such a short circuit by detecting a low voltage between the electrode 7 and the workpiece 8 by means of the detector DT1 and the flow of a relatively high current by means of the detector DT2 during the interval between time t1 in which a low-voltage pulse 9 , is applied for the arc test, and checked at time t3, at which the processing low-voltage pulse 9 and the high-voltage pulse 10 for breaking the insulation are omitted. The signals supplied by the detectors DT1 and DT2 are sent to the logic circuit 6 for processing, and the logic circuit 6 generates a detection signal which, based on the output signals of the detectors DT1 and DT2, indicates the existence of a short circuit in the gap between the electrode 7 and the workpiece 8 indicates.
According to FIG. 4, the signal generated in this way causes a reversing or reversing counter 17 in the control loop 5 to be controlled via a counter 13, a short-circuit or arc counting matrix 15 and via a total pulse counter 14 and a total pulse counting matrix 16.
The output from the reversing counter 17 controls a switch-on coefficient selection matrix 18 so that the prevailing power switch-on coefficient determined by a counter 19 and a determination matrix is rapidly reduced and the electrical discharge machine is quickly returned to normal operating conditions from the short-circuit operating states. It is also possible to reduce the arc or short-circuit current during the period t2 to t3 by using an AND gate 43 according to FIGS. 3 and 4.
Accordingly, when a short circuit or arc operating condition occurs, either the switch-on coefficient t / T or the short-circuit current is rapidly reduced to stabilize the machining process. This means that servo magnets and servomotors do not need to respond very quickly, so that servo or sequential control systems working according to the average voltage principle can be used without extensive changes.
Occurrence of an arc between the electrode 7 and the workpiece 8:
Since the electrical discharge machine as such is a type of short-term arc generator for machining processes, the occurrence of the arc between the electrode 7 and the workpiece 8 does not cause very adverse effects on the machining surface as long as the arc lasts only for a short time. If a state that easily leads to a standing arc occurs over a long period of time, the processing surface becomes rough and it is then more difficult to bring about a pressure surge accompanying the insulation breakthrough, so that the processing process is significantly disrupted.
As soon as an arcing is detected, comparatively quick measures must be taken, such as reducing the peak value of the machining pulse current 9, reducing the switch-on coefficient r / T or raising the electrode 7. The arc voltage for the continuous arc is around 20 to 25 volts and is lower than the machining arc voltage (instantaneous arc voltage), so that conventional auxiliary electrode devices can be used for lifting the electrode 7.
On the other hand, the logic circuit must come into action to reduce the peak value of the machining pulse current 9 and the switch-on coefficient.
It should be noted here that due to the random occurrence of the arc, the arc suppression measures to be taken each time an arcing occurs can sometimes impair the performance of the device. A kind of statistical approximation to the conditions of arcing is thus sought.
In particular, in the circuit of FIG. 4, the pulses from the logic circuit 6 indicating the existence of arcing conditions are counted by the pulse counter 13, while the total number of pulses is counted by the total pulse counter 14. If the counter 13 produces Q counts or more while the total pulse counter 14 reaches P counts (P> Q), then the output signal of the counting matrix 15 causes the reversing counter 17 to be controlled via an AND gate 21, so that the switch-on coefficient t / T as is reduced in the event of a short circuit.
Likewise, the reduction in the switch-on coefficient is effected when the ratio of the counts of the counters 13 and 14 reaches a preselected value of Q / P or more. A means for reducing the peak value of the machining pulse current 9 when a certain ratio (such as the aforementioned Q / P) is reached is disclosed in Patent Specification No. 521,814.
On the other hand, when the ratio Q / P is smaller than the aforementioned value, i.e. H. if no strong arcing takes place, the matrix 15 does not supply any output signals, so that the AND gate 21 is not actuated and the switch-on coefficient remains unchanged. Under these conditions, a total pulse counting matrix 16 supplies an output signal before the output signal from the short-circuit or arc counting matrix 15 occurs, so that a phase reversing gate 22 is actuated together with a monostable multivibrator 23 to reset the counters 13 and 14. It is obvious to a person skilled in the art that the value of the ratio Q / P can be set as desired by correctly adjusting the diode matrices 15 and 16.
Occurrence of a high gap conductance between the electrode 7 and the workpiece 8:
Since the discharge between the electrode 7 and the workpiece 8 is a kind of random phenomenon (with an arbitrary local distribution), the occurrence of a high conductance during a first machining pulse does not necessarily mean the occurrence of a further high conductance during the next machining pulse. It is therefore sufficient to take precautions only when the ratio between output pulses from an oscillator 24 and the determined number of high gap conductance values exceeds a certain limit; The oscillator 24 here comprises a counter 19 and matrices 18, 20. The measures to be taken when the high gap conductance occurs need not be carried out too quickly, as in the case of a short circuit and the formation of an arcing.
According to FIG. 4, the logic circuit 6 detects each occurrence of a high gap conductance in order to then supply the detection pulses indicating the occurrence of the high gap conductance; a pulse counter 25 counts these detection pulses. If the count reaches the number S, the counter causes a matrix 26, which is controlled by the counter 25, to emit an output signal. At the same time, a matrix 28 checks to what extent a counter 27 has received output pulses R 1 to R n from the oscillator 24. When the values of the ratios S / Rl to S / R increase, the high gap conductance occurs more frequently.
By using a counter 29 and a matrix 30 to which the output from the matrix 28 is applied, the range of the ratios S / Rm and S / R is determined, so that the AND gates 331 to 33n cause a suitable electrode raising time to be selected as determined by a counter 31 and a matrix 32.
It is generally customary to choose a longer lifting time for the electrode 7 if the ratio S / Rm or the gap conductance is greater. Here m is an arbitrarily chosen, positive integer which fulfills the conditions of 1 <m <n.
Normal discharge between electrode 7 and workpiece 8:
In the exemplary embodiment described, the control circuit 5 checks the normal discharges between the electrode 7 and the workpiece 8 by means of the logic circuit 6 in order to then generate detection pulses which represent such normal discharges. The combination of a counter 34 and a matrix 35 then counts out such detection pulses.
If the frequency of normal discharges exceeds a certain predetermined level, the control loop described can increase the switch-on coefficient.
During the normal discharges, which are registered by the counter 34, the total number of pulses originating from the oscillator 24 is counted by the counter 27.
If the count of normal discharges reaches the value U or more, if the count of the counter 27 is lower than a preselected reset pulse number V stored in the matrix 28, the output signal of the matrix 35 causes the reversing counter 17 to be activated, so that the gate to Increase in the switch-on coefficient z / T conductive and the latter is thus increased.
When the count of the counter 27 for the total number of pulses of the oscillator 24 reaches the preselected counting unit V, a signal from a phase reversing gate 36 simultaneously resets the counters 34, 37, 25 and 27 so that counting can start again from zero.
State of extended discharge interruption:
A long-lasting interruption of the discharge is detected by the logic circuit 6, and the detection pulses corresponding to this state are counted by a counter 37. If the count reaches a preselected value W, the output signal from a matrix 38 controls the reversing counter 17 to reduce the switch-on coefficient z / T.
If there is no normal discharge for a prolonged period of time, resumption of the machining process after the switch-on coefficient has been reduced actually starts machining with a comparatively small average machining current, so that the machining process starts relatively stable. The reduction of the switch-on coefficient after the failure of normal discharge has been done by hand. However, this can now be done automatically by means of the device described, so that the working hours required for the machining process can be largely saved.
In the control circuit according to FIG. 4, a replacement electrode area detection circuit 39 is provided, which determines the choice of the optimal switch-on coefficient on the basis of the relation between the normal discharge sequence and the speed of the vertical movement of the electrode 7 (as represented by the temporal pulse density of the signal output on the coding device 4 ). If the electrode 7 tends to move too often in the vertical direction (lag), a counter 40 and a matrix 41 with a specific value set therein cause the detection circuit 39 to reduce the switch-on coefficient. The locking circuit 39 can also be dispensed with, since its function can just as easily be fulfilled by the counters 13, 14 and the matrices 15, 16.
In the control circuit according to FIG. 4, a switch 42 is provided.
For fine machining with a comparatively short pulse duration, experience has shown that if the switch-on coefficient z / T is too high, there is a risk of permanent arcing.
The switch 42 is therefore provided in order to set the maximum switch-on coefficient z / T when the duration z of the machining pulse is preselected. Accordingly, with the control circuit 5 according to FIG. 4, the processing operation can be carried out with a switch-on coefficient r / T which, thanks to the switch 42, is smaller than its maximum value.
The oscillator 24 generates pulses with a constant
Switch-on coefficient z / T, while at the same time changing the pulse duration z is possible, provided that the switch-on coefficient r / T is automatically preselected by the circuit consisting of the reversing counter 17 and the matrices 18 and 20.
In the control circuit according to FIG. 4, a pulse output terminal X is provided, which supplies a low-voltage pulse 9i during the period t1 to t before the machining pulse in order to determine the operating state of the arcing. Another terminal Y supplies the insulation breakdown pulse 10 during the period t2 to t3 in synchronism with the machining pulse 9. According to FIG. 3, the machining pulse 9 is fed to the direct current chopper 1 and 2 of FIG. 1 via an AND gate 43.
As a result, when the gap between the electrode 7 and the workpiece 8 is short-circuited, the machining pulse 9 is blocked and not applied to the chopper 1 and 2, so that the short-circuit current is suppressed to a very low level. In the processing circuit according to FIG. 2, if the processing current exceeds a certain limit, it is automatically reduced, so that the aforementioned AND gate 43 can be dispensed with.
In Fig. 4, numerals 44 and 45 represent clock pulse generators, 46 to 49 phase reverse OR gates, 50 a phase reverse AND gate, 51 to 55 AND gates, and 56 an OR gate.
The logic circuit 6 is scanned in the clock sequence determined by the oscillator 24. According to FIG. 3, the output signals from the oscillator 24 at the terminals X and Y are registered by a counter 57, and when the count in the counter 57 reaches a preset value set in a matrix 58, output signals are fed alternately to the terminals Z1 and Z2 so that the operating states of a flip-flop 59 are alternately transmitted by such output signals from the matrix 58.
It is assumed, for example, that the AND gates 60 to 64 block when an output signal is present at the output terminal Z2 (or, on the contrary, are conductive), and that the counter 57 rotates after m pulses to return to the starting position. In this case (Z2-Z1) / m pulses are scanned, so that the logic circuit 6 is only set in motion for the duration of such pulses, while it remains inactive for the rest of the time.
The reason for this type of scanning is as follows:
If the pulse duration z for machining pulses is selected only to be short, the repetition frequency f of the machining pulse increases automatically, so that the repetition time is shortened for the parts of the control loop 5 that are influenced; This means that a momentary overflow of the counters 14, 15, 25, 27, 34 and 37 of the control circuit 5 is caused, the counts reach the previously set values in a very short time and operate the reversing counter 17 at very short time intervals. The frequency of determination of the gap conductance is increased, the electrode 7 is raised for a period longer than the processing time, etc. Thus, the logic circuit 6 must be actuated by suitable scanning.
In this sampling, the sampling ratio (Z2 to Z1) / m must be determined depending on the change in the average machining frequency when the duration z of the machining pulse changes. If, for example, the pulse duration is reduced to a thousandth, the sampling ratio (Z2-Z) / m must also be selected to be around one thousandth. In the described logic circuit 6, the counter 57 is not reset in the event of an overflow, since the sampling ratio (Z2-Z1) / m does not need to be precise. The values of the variables m and (Z2-Z1) can be chosen arbitrarily. In practice, the value of Z1 is fixed at either 1 or 0 and the value of Z2 is changed by actuating a switch 65.
The switch 65 is preferably connected together with the clock pulse generator 45 and the switch 42 to determine the maximum switch-on coefficient z / T, so that the value of Z2 is related to the change in the pulse duration.
As explained in the above description, the voltages and currents in the device described are determined at different points separated from each other and the values determined are logically processed to determine different operating states of the processing device in order to keep the detection signals representing the presence of such operating states. The machining process of the device is controlled on the basis of the relative frequency of such detection signals or on the basis of the ratios of different detection signals, so that phenomena that occur according to statistical distribution, such as arcing and high gap conductance values, can be statistically processed in order to ensure optimal automatic control of the machining process.
If a high gap conductance is determined due to a relative frequency of the detection signals, a value representing the magnitude of the gap conductance is also measured, so that the electrode lifting time is automatically selected based on the value thus measured and representing the magnitude of the gap conductance.
If no discharges occurred in one of the known electrical discharge machines for a long period of time, manual adjustment was required in order to gradually increase the machining current after it was started and to set the switch-on coefficient z / T. On the other hand, in the case of the electric discharge device according to the invention, the mentioned manual setting can be replaced by an automatic control, so that considerable work is saved and, moreover, the risk of incorrect operation through incorrect selection of the processing conditions can be completely eliminated.
If a coding device is installed in the electrical discharge machine, the number of impulses can be determined automatically from the start of the discharge, so that the depth (length) of the electrode feed can also be measured automatically and the setting of a limit switch to determine the machining depth can be dispensed with.
If two or more different machining conditions are determined during a single machining pulse, such as the occurrence of a high gap conductance on the face of the machining pulse and the normal machining discharge during the intermediate section of the same machining pulse, a count is added to the corresponding counter for each of the working conditions determined in this way. When the machining conditions change during a machining pulse, the counting unit one is added to each of the counters which count the machining conditions represented by such a change during the one machining pulse.
In addition to what has already been illustrated in the described control loop 5, it is also possible to determine the ratio W '/ u' of a count W 'of the discharge interruption states and a further count u' of the normal discharges, so that when the ratio W 'is increased / u 'beyond a certain limit, the switch-on coefficient r / T and the peak value of the machining current can be set or changed. Likewise, the ratio between the count u 'of the normal discharge and the count of the occurrence of high gap conductance values can serve as the basis for setting the switch-on coefficient z / T, the injection pressure of the machining liquid and the peak value of the machining current.
The ratio Q '/ u' from the count Q 'of the standing arc operation and the count u' of the normal discharges and other ratios of the values from counts of various machining conditions can also serve as a basis for the control of the electrical discharge machine according to the invention.
The determination of various processing conditions is listed in Table I together with the regular measures to be taken for each of the various processing conditions.
Table I.
Detected DTl DT2 DT3 DT4 Pulse density Detection time Logical rule
Processing of the coding device input value u.
conditions Control results in the switching circuit according to FIG. 4 No discharge H N H N t3 to t3 An input signal (without high conductance) at the counter 37; at high count values for this
In the operating state, the ratio z / T is small. Short-circuited N H t2. to t3 If the ratio (t, to t3) of the total pulse counting and the short-circuit counting exceeds Q / P, z / T is reduced. Short-circuited N H t2 to t2 machining current (tibist3) chopper and high-voltage chopper are switched off.
(The high voltage side is therefore not logically regulated) Arcing H H tl to tn If the ratio (determined during the ratio of the total tibist2) exceeds the pulse count and the arc state count Q / P, z / T is reduced
Table 1 (continued)
Detected DT1 DT2 DT3 DT4 Pulse density Detection time Logical rule
Processing of the coding device input value u.
conditions Control results in the switching circuit according to Fig. 4 Processing H H N H large t2 to t3 An input at counter 34 with normal discharge. Since little
Counts arrive at the counter 34, z / T is not changed Processing H H N H low t2 to t3 An input signal with normal discharge at the counter 34.
Since the ratio u'R is the count of the
Counter 34 and the
Counting the total number of pulses in
Counter 27 rises above a certain value, z / T increases Processing H H N H very low t2 to t8 Except for the above with normal discharge, the processing area is assumed to be large and the
Maximum value of z / T increases. Gap conductance H N N H t2 to t3 The electrodes (determined during the lifting time is determined until t3) is correct due to the
Ratios S / Rt, S / R2, S / R3,
S / Rn Other possible H N H H t2 to t8 between the gap combination for conductance counting S the determination and the total of the gap conductance pulse counting R (determined during (the electrodes on t2.bist) lifting time can be = zero
Note: in columns DT1 - DT4 mean:
H high output voltage
N low output voltage
In the illustrated embodiment of the invention, only four comparison devices DT1 to DT4 are used with the purpose of reducing the number of such devices, but it is possible to use two or more devices of this type with different sensitivity ranges in each of the parts of the device to be monitored, the Outputs of all comparison devices of the logic circuit can be fed.
Although the subject matter of the invention has been described using an example of a series-connected electrical discharge machine according to FIGS. 1 and 2, its features are also applicable to electrical discharge machines in which the described switching elements are connected in parallel to the discharge gap between the electrode and the workpiece.
FIGS. 6 and 7 show in a schematic representation, in principle, a further control loop that can be used in an electrical discharge machine. In the circuit of FIG. 6, four detectors DT1 to DT4, similar to those of FIGS. 1 to 4, are provided in the manner as in the previous embodiment. AND gates 85 to 85n form a logic circuit for determining various machining conditions on an electrical discharge machine as a function of the output signals from the detectors DT1 to DT4; The relevant machining conditions include the operating states of short circuit, arcing, normal discharge, interruption of discharge and the occurrence of a high gap conductance, etc. The logic circuit also contains a pulse generator 86 and a clock pulse generator 87.
The operating data shown in Table I are also applicable to the circuits according to FIGS. 6 and 7, since the design of the detectors DT1 to DT4 and their connection to other elements of the device circuit described earlier are identical.
Fig. 5 shows waveforms of pulses appearing in the discharge gap between a machining electrode 7 and a workpiece 8 together with waveforms of detection signals supplied from the logic circuit after various machining conditions of the electrical discharge machine are detected. In Fig. 5 the lines Ao to G0 contain the following pulses: A ,: the voltage in the discharge gap B ,: outputs of the pulse generator in the way in which the pulses are superimposed.
CO: The detection signal representing normal discharge.
D,: The detection signal representing the occurrence of a high gap conductance.
E ,: The detection signal representing arcing.
F,: The detection signal representing the short-circuit operating state.
G,: The detection signal representing the discharge interruption.
The detection signals CO to G0 are only generated if the corresponding conditions, as shown in Table I, are determined by the detectors DT1 to DT4, so that the occurrence of such detection pulses occurs irregularly, but their amplitudes are kept constant by each Schmitt circuit of the detector will.
The pulse duration of each detection signal varies considerably depending on the nature of the machining mode to which the detection signal is subject because of the relationships in Table I. Since the amplitude of the detection signal is constant, the average voltage of such a detection signal represents the duration of the particular machining conditions to which the detection signal relates. Accordingly, if the duration of each operating state during machining in the discharge gap between the machining electrode 7 and the workpiece 8 is assumed to be constant, then the average value of the detection signal depends only on the switch-on coefficient z / T, but not on the repetition frequency f and the pulse duration z.
Thus, by directly integrating the detection signals consisting of the constant amplitude pulses, it becomes possible to omit the scanning circuit of the foregoing embodiment in which the number of pulses (slope) is counted (a type of integration).
The control circuit according to FIG. 7 illustrates the exemplary embodiment of a circuit for determining the ratio between the output pulses from the logic circuit and the output pulses from the pulse generator or the ratio between various output pulses from the logic circuit. In the circuit according to FIG. 7, the desired ratio is supplied as an analog value. A ratio control circuit 91 (for the sake of brevity hereinafter referred to as an integrating circuit) is provided therein, which contains an amplitude limiter 90 consisting of a Schmitt circuit 88 and a transistor switch 89 for ensuring the characteristic of constant amplitude of the detection signals coming from the logic circuit. The output signal of the amplitude limiter 90 is used to charge a capacitor 94 via a blocking diode 92 and a resistor 93.
The electrical charge stored in this way in the capacitor 94 represents the time storage (an integral) for a specific operating state during the machining (e.g. the occurrence of a high gap conductance). If the voltage in the capacitor 94 exceeds a value which is given by the formula [(power source voltage E) x (on / off ratio 0.6: 0.750)], a switching transistor 95 becomes conductive and supplies an output pulse to the output terminal a.
In order to determine the ratio between the output signals of the pulse generator and the output signals from the logic circuit or the ratios between different output signals from the logic circuit or the ratios between different output signals from the logic circuit, the circuit according to FIG. 7 contains additional analog integrating circuits 96 and 97, which are connected in parallel to the aforementioned integrating circuit 91.
If the two integrating circuits 91 and 96 simultaneously integrate two different output signals, then one of the integrating circuits outputs its output signal earlier than the other. The output terminals of the integrating circuits 91 and 96 are denoted by a and b, respectively. It is now assumed that the integrating circuit 91 integrates the output signals from the pulse generator (at the terminal Z according to FIG. 6) during the period t2 to t3, while the other integrating circuit 96 integrates the output signals from the AND gate 85n (FIG. 6) takes effect to generate detection signals for the occurrence of a high gap conductance.
If the integration time constants and the on-off ratios between the two integrating circuits 91 and 96 agree with one another and if the integrating circuit 91 generates an output signal at its output terminal a earlier than the other integrating circuit 96, this means that during the entire integration period in question no high gap conductance has occurred.
If, accordingly, a suitable (percentage) ratio is set between the integration time constants of the two integration circuits, the relative frequency of the occurrence of a high gap conductance can be determined during the predetermined integration period. In particular, if the relative frequency (frequency) of the occurrence of the high gap conductance exceeds the predetermined ratio between the two integration constants, an output signal appears at terminal b earlier than at terminal a, but if the relative frequency is less than the present ratio, the signal appears at terminal a before the signal at terminal b.
It should be noted here that the earlier the signal appears at terminal b, the greater the gap conductance.
If an output signal is fed to terminal b, a suitable measure must be taken to eliminate this high gap conductance, for example by lifting the electrode for a certain period of time, letting the electrode oscillate or oscillating, injecting an insulating liquid into the discharge gap when lifting the electrode, changing the pressure of the injected insulating liquid, switching the injection to suction, regulating the machining voltage, applying a high voltage while enlarging the discharge gap or using a suitable combination of such measures. The sooner the output pulse occurs at terminal b after integration has begun, the greater the electrode stroke can be during the increase in its lowering speed to completely cancel the gap conductance.
As soon as the output pulses appear at terminal a or b, these pulses are fed to a monostable multivibrator 99 via a diode OR circuit 98.
Thus, the transistors 100 and 101 of the integrating circuits 91 and 96 become conductive during the period in which the monostable vibrator 99 is in operation, whereby the capacitors 94 and 102 of the integrating circuits are discharged. If the transistors 100 and 101 block during the actuation period of the monostable multivibrator 99, the integration of the detection signals is resumed.
In the description above, the voltages and currents in different parts of the electrical discharge machine are measured independently and the signals generated from these measurements are fed to AND circuits for conversion into logic or detection signals representing various machining conditions of the machine. The processing device is thus controlled on the basis of the relative frequency of such logical signals in relation to the frequency of the output signals of the pulse generator or the frequency of different logical signals among themselves.
The electrical discharge machine can also be controlled using other signal conditions. For example, the input terminals of the integrating circuit 91 can be connected directly to certain terminals of the detectors DT1 to DT4. In particular, it is possible to measure the voltage and the current independently of one another at different points of the machining device and to determine the machining conditions on the basis of the mutual relationships between the output signals of such detectors or the relative relationship between these output signals and the output signals from the pulse generators.
For example, the input terminals A and B of the analog integration circuit 91 can be connected to the input of the detector DT2, while the input terminals C and D of the analog integration circuit 96 are connected to the input of the detector DT4, so that a value corresponding to the gap conductance is obtained from the ratio of the signals from both detectors DT2 and DT4 can be determined. If z. For example, signals occur at terminal b of integrating circuit 96 before they appear at terminal a, this means that the gap conductance is relatively high.
If, on the other hand, the output signal of the pulse generator 86 is applied to the input of the integrating circuit 91 during the period t2 to t3 (FIG. 6) while the detector DT2 is connected to the other integrating circuit 96, the duration of the flow of the discharge current relative to the period of the pulse effect can be determined Determination of the time difference between signals that occur at the terminals a and b of the integrating circuits 91 and 96 In order to maintain a constant ratio between the flow duration of the discharge current and the pulse effective time, the voltage in the discharge gap (set voltage) can be regulated or the switch-on coefficient z / T can be changed.
In addition, in order to keep the aforementioned ratio constant, the inputs of the integration circuits 96 and 97 can be connected directly to the input of the detector DT2, while the integration time constant of the circuit 97 is set somewhat lower than that of the circuit 96. Then the integrating circuit 97 delivers output signals, while the integrating circuit 96 delivers no output signals. If the integrating circuit 91 can be made to supply output signals, this means that the ratio of the machining current is above a preselected lower limit value.
The occurrence of an output signal at the integrating circuit 97 after the integrating circuit 96 and then the integrating circuit 91 have supplied an output signal, means that the ratio of the machining current is greater than a preselected upper limit value. If the integrating circuits 91, 96 and 97 are connected to one another in such a way that the capacitors 94 and 102 are discharged when the monostable multivibrator 99 is actuated, the integration process can start again from the beginning after the capacitors have been discharged.
Thus, if the output signals of the integrating circuits 96 and 97 occur so that they alternately precede the output pulse of the integrating circuit 91 by appropriately regulating the machining conditions of the apparatus, the ratio of the output signal from the pulse generator 86 in the period t2 to t3 and the machining current be kept essentially within a certain range.
As explained in the foregoing description, as shown in Figs. 5 to 7, the machining conditions of an electrical discharge machine can be controlled by detecting the relative voltages at different locations on the machine, using these relative voltages or the voltage ratios at different locations on the machine can be determined by analog integrating circuits without the use of sampling circuits as in the previous example. The analog integrated circuits according to the second exemplary embodiment are very simple, so that they enable the entire circuit of the device to be simplified at comparatively low costs.
The parallel connection of a large number of such inexpensive analog integration circuits enables the machining voltage and the specific machining conditions to be determined, the various machining conditions to be determined or the respective (specific) machining conditions in relation to the output signal or the duty cycle of the pulse generator simply by defining the first integration circuit , which generates output signals before any other integrating circuit. With knowledge of these relationships, the relative magnitude of the machining current can be kept practically constant.
With the control loop described, it is possible to determine and monitor the size of the machining area, which was not possible with electrical discharge machines that have been customary up to now.
Switching transistors were provided in the illustrated embodiment of the analog integrating circuits.
However, it is also possible to avoid other components suitable for this purpose in order to establish the conditions mentioned.
The control circuit described above can be used not only in a processing device with independent pulses but also in those with dependent pulses.