La présente invention concerne un régulateur d'amplitude de signaux électriques, pouvant être disposé dans des canaux de transmission d'information ou dans des appareils pour la reconnaissance, I'inscription ou l'enregistrement de signaux représentant des sons ou des images, l'amplitude des signaux résultant d'un grand nombre de composantes spectrales, le régulateur comprenant un amplificateur dont le gain est modifié par une boucle de réglage, cette boucle comprenant un amplificateur de boucle, un redresseur et un filtre passe-bas.
Le régulateur d'amplitude peut être utilisé en particulier pour des extracteurs de fréquence fondamentale, pour des appareils de reconnaissance ou de synthèse de la parole humaine, pour des machines commandées par la parole, pour des appareils de transmission de la parole, tels que des téléphones, pour des prothèses auditives, et aussi pour d'autres appareils électro-acoustiques, tels que des magnétophones.
Il est connu qu'un régulateur d'amplitude est un amplificateur dont le gain A est réglé automatiquement par l'amplitude quasi stationnaire du signal d'entrée S1 ou de sortie S2. C'est pourquoi l'amplificateur contient une boucle de réglage avec un amplificateur de réglage, un redresseur et un passe-bas.
Les régulateurs d'amplitude connus permettent soit l'expansion, soit la compression du signal d'entrée. Selon leurs effets, on les désigne sous les noms d'expanseurs ou de compresseurs de dynamique. Le facteur de régulation R, que nous appellerons simplement régulation , est égal aux variations du niveau de sortie par rapport à celles du niveau d'entrée
R- BlogS2 AlogSr
Normalement, les régulateurs d'amplitude connus comprennent une boucle de réglage en arrière , le gain A du signal d'entrée St étant modifié par le signal de sortie 52
La boucle de réglage en avant n'est pas usuelle à cause des instabilités.
Il ne faut pas oublier que l'amplitude d'entrée S1 se compose généralement d'un grand nombre de composantes spectrales, dont les importances sont très inégales. Les régulateurs connus présentent divers inconvénients, tels que: a) les composantes parasites perturbant les composantes utiles; b) la régulation R varie d'une manière indésirable avec certaines composantes du signal d'entrée Sj ou de sortie S2; c) la constante de temps du signal de sortie S2 détériore l'information transitoire
On connaît, par exemple, des extracteurs de fréquence fondamentale qui, dans le cas d'appareils de reconnaissance de la voix humaine, peuvent être nommés extracteurs de mélodie, connus sous le nom d'extracteurs de pitch , ou mélographes . Ces extracteurs présentent divers inconvénients:
:
a) la fréquence fondamentale peut être confondue avec des fréquences de formants de sons ou de phonèmes;
b) les sons fricatifs voisés, tels que /j/, /v/, sont souvent indiscernables de sons fricatifs non voisés, tels que /ch/, /f/;
c) l'étendue admissible de la fréquence fondamentale est très restreinte et ne s'étend pas au-delà d'une ou deux octaves.
L'invention a pour but de créer un régulateur universel éliminant les défauts mentionnés ci-dessus. Le régulateur d'amplitude de signaux électriques selon l'invention est caractérisé par le fait qu'un filtre d'entrée, au moins, sélectionne les composantes utiles, tandis qu'un filtre de boucle associé à l'amplificateur régularise l'amplitude d'une partie de ces composantes.
Le régulateur peut en outre comprendre:
a) un filtre d'entrée, au moins, qui sélectionne les composantes spectrales utiles, tandis qu'un filtre de boucle, associé à l'amplificateur de boucle, régularise la partie désirée de ces composantes;
b) un redresseur de boucle supplémentaire qui permet de régler la pente ascendante du signal de réglage indépendamment de sa pente descendante;
c) une deuxième boucle de réglage en avant est associée à la boucle de réglage en arrière , de manière à obtenir une régulation R qui peut, soit rester pratiquement constante, soit obéir à une loi déterminée.
Pour rechercher l'extraction de la fréquence fondamentale des signaux, un filtre passe-bas à pente raide peut être inséré dans le circuit d'entrée du régulateur, la boucle de réglage de l'amplificateur régénérant l'amplitude de la fréquence fondamentale.
Il est possible de rechercher l'égalisation des composantes de fréquence spécifiques des signaux en insérant un filtre passe-bande combiné avec un coupe-bande dans le circuit d'entrée du régulateur. En conséquence, les exigences à l'égard de l'amplificateur sont réduites et le régulateur s'en trouve simplifié.
Pour préserver l'information de parties transitoires des signaux, un deuxième redresseur peut être inséré dans la boucle de réglage, entre le passe-bas et l'entrée de l'amplificateur. En conséquence, la pente ascendante du signal de réglage peut être réglée indépendamment de sa pente descendante. Grâce aux modifications de la constante de temps de la boucle de réglage, le signal de sortie du régulateur peut être adapté aux particularités de l'oreille humaine.
Pour viser à généraliser les fonctions du régulateur, celuici se compose de préférence de deux amplificateurs avec deux boucles de réglage dont l'une est branchée en arrière , tandis que l'autre est branchée en avant . Les deux amplificateurs avec leurs deux boucles de réglage sont connectés de sorte que le même signal d'entrée est appliqué aux entrées des amplificateurs et à l'entrée de la boucle de réglage en arrière . Par rapport aux régulateurs connus, ce dispositif présente des avantages importants, qui sont résumés comme suit:
:
L'inconvénient des régulateurs connus est que la régulation R ne reste pas constante entre l'amplitude minimale Stmin et maximale 5lmax du signal d'entrée Sj. La raison en est que l'amplitude de sortie 2. est une fonction simplement logarithmique du niveau d'entrée log S1, ou que la fonction inverse est une exponentielle Sot = 2s2. Ceci correspond à la loi physiologique de Weber-Fechner , qui n'est valable approximativement que dans un domaine très restreint de la perception, selon les données actuelles de la science.
En conséquence, la régulation ne reste pas constante entre S et S1,,, mais varie environ comme R ¯ 1/S2 t l/log S,.
Il en résulte l'inconvénient d'un trop petit rapport signal/ bruit. Selon le dispositif des deux amplificateurs à deux boucles de réglage en arrière et en avant , il est possible de maintenir la régulation R environ constante entre la valeur minimale (seuil d'audition) et maximale (saturation) du signal d'entrée. La fonction inverse de log S2 ¯ R . log S3 n'est pas une exponentielle, mais une fonction de puissance 5R1, Hz SR1, dans laquelle l'exposant R peut avoir toute valeur désirée, plus grande ou plus petite que 1, selon qu'il s'agit d'expansion ou de compression. La valeur moyenne de R peut même devenir nulle, signifiant une compression totale , ou négative, signifiant une hypercompression .
Les figures annexées illustrent le principe de l'invention ainsi que divers exemples d'application, en particulier pour la reconnaissance ou la transmission de signaux vocaux ou musicaux, par des appareils tels que sonographes, phonéto
graphes, actuateurs phonétiques ou phonacteurs, mélogra
phes ou extracteurs de pitch , ou des téléphones ou des
prothèses auditives.
La fig. 1 est le schéma fonctionnel de régulateurs d'am
plitude à simples et doubles boucles en huit permettant
de résumer les formules auxquelles ils obéissent.
La fig. 2 montre les courbes de régulation correspondant
aux formules de la fig. 1.
La fig. 3 est le schéma électrique de régulateurs correspondant au schéma fonctionnel des fig. 1 et 2 et comprenant des triodes à pentes variables.
La fig. 4 est le schéma de principe d'un extracteur d'information phonétique et mélodique utilisant six régulateurs d'amplitude obéissant aux formules de la fig. 1.
La fig. 5 montre le principe d'une matrice de reconnaissance de phonèmes, qui est la forme la plus simple d'un système logique.
Les fig. 6 et 7 schématisent deux portions de la matrice de la fig. 5.
La fig. 8 est le schéma électrique d'un régulateur analogue à celui de la fig. 3, mais utilisant les résistances variables de transistors à cet effet de champ au lieu des pentes variables de triodes.
Les fig. 9 et 10 indiquent les courbes de réglage correspondant aux régulateurs des fig. 3 et 8.
Les fig. 11 et 12 montrent des oscillogrammes de signaux électriques régulés et permettant de discriminer des syllabes telles que PE, TE, KE, PA, TA, KA.
La fig. 1 permet d'expliquer en principe la construction et le fonctionnement du régulateur conforme à l'invention.
Pour faciliter la compréhension, on décrit d'abord l'amplificateur à boucle de réglage, en arrière , 5, représenté dans la moitié gauche de la figure, puis son action combinée avec l'amplificateur à boucle de réglage en avant 16, selon la moitié droite de la figure. Toutes les expressions relatives à la boucle de réglage en arrière 5 sont désignées par l'indice r , toutes celles qui sont relatives à la boucle de réglage en avant 16 sont désignées par l'indice v .
On a représenté à la fig. 1 par:
S = amplitude de signal; S1 = entrée; S2= intermé
diaire; S3 = sortie;
F1,F2 = fréquences inférieures et supérieures de S1;Fa =
fréquence passante;
a = atténuateur direct (filtre) à la fréquence Fa; 0 # a # 1;
Ar0,Av0 = gains directs (max) en boucles ouvertes (# 1);
br,bv = atténuateurs de boucle (filtres) à la fréquence Fa; 0 # b # 1;
Br,Bv = gains de boucle; r, v = exposants redressement;
F3 = fréquence coupure boucles; T1, T2 = const.
temps montée, descente;
Er , Ev = signaux d'erreurs (de boucles); Sr, Sv = signaux
corrigés.
Les formules auxquelles obéissent les régulateurs sont les suivantes: (1) S2 = Sr.Ar0; (2) Sr = aS1.Er = aS1.2 # (brBrS2)r; (3) S@ = @ @ @@ @ @@@@ (3) S2 = Aro . asi .2 2# # (brBrS2)r (4) log S2 = log (aS) + (brBrS2)r + log Aro; (5) S3 = Sv.Av0; (6) Sv = aS1.Ev = aS1.2 # (bvBvS2)v; (7) S3 = Av0.aS1.2 ¯ (bVBVS2)V; (8) log S3 = log (aS1) (bVBvS2)v + log Avo; (9) Si log Sz, log (aS1), brBr > 1; r = v # 1:
fonction ex
ponentielle ( réelle ):
EMI2.1
1
<tb> (10) <SEP> Sr2 <SEP> # <SEP> #(log <SEP> (aS1) <SEP> + <SEP> logAr0)
<tb> <SEP> (brBr)r
<tb> (11) <SEP> S2 <SEP> # <SEP> logS1 <SEP> # <SEP> <SEP> (12) <SEP> S1 <SEP> # <SEP> 2S2 <SEP> ;
<tb> <SEP> r <SEP> = <SEP> 1 <SEP>
<tb> (8) + (10) fonction logarithmique ou de puissance ( idéale )
(compression -, expansion +);
;
EMI2.2
<tb> <SEP> I
<tb> (13) <SEP> log <SEP> StB <SEP> = <SEP> (1 <SEP> c <SEP> B) <SEP> log <SEP> (aS1) <SEP> c <SEP> B <SEP> log <SEP> Aro <SEP> + <SEP> log <SEP> Avo
<tb> <SEP> t
<tb> <SEP> GAIN
<tb> <SEP> DE <SEP> BOUCLE <SEP> (14)
<tb> <SEP> B <SEP> (bvBv)V
<tb> <SEP> (b,Br)r
<tb> (15) Si r = v = a = Aro = Avo = 1:
EMI2.3
<tb> (16) <SEP> log <SEP> logS3 <SEP> = <SEP> R <SEP> .logSl <SEP> P <SEP> R <SEP> S3 <SEP> = <SEP> srl
<tb> <SEP> t
<tb> <SEP> FACTEUR <SEP> DE <SEP> RéGLAGE <SEP> (17)
<tb> <SEP> B <SEP> - <SEP> (bvBv)V
<tb> <SEP> (brBr)r
<tb>
Le signal d'entrée S1 peut présenter un spectre d'amplitudes quelconque. Il provient, par exemple, de canaux de communications ou de microphones et arrive au filtre d'entrée 2, actif ou passif, de l'amplificateur 3,4 avec la boucle de réglage en arrière 5.
Ceci est esquissé par les courbes 26, 28 des amplitudes i en fonction de la fréquence Hz. Dans le cas d'un signal d'entrée acoustique (parole ou musique), le spectre peut s'étendre de 16 à 16 000 Hz. Dans le cas d'une liaison téléphonique, le spectre du signal d'entrée s'étend entre 300 et 3400Hz. L'atténuation est, par exemple, 9 dB/octave audessous de 300 Hz, et le 18 ou 24 dB/octave au-dessus de 3400 Hz. Le filtre 2, actif ou passif, peut renforcer ou affaiblir tout groupe de fréquence entre les limites F1 et F2 de sa bande passante. Pour simplifier l'exposé, on ne considère qu'une seule fréquence Fa qui passe par le filtre 2 avec le facteur d'atténuation a # 1. Il en résulte l'amplitude d'entrée filtrée aS1.
Tout amplificateur à gain variable A peut être remplacé par un amplificateur 3 à gain fixe Aro, extrémal en boucle ouverte, et précédé par un noeud multiplicateur 4. Ce noeud correspond, par exemple, aux pentes variables de triodes en push-pull, ou la résistance variable de semi-conducteurs. Dans ce noeud, le signal d'entrée aS1 est multiplié par le signal d'erreur Er pour donner le signal corrigé 5r qui, multiplié par le gain fixe Aro, fournit le signal de sortie S2 .
Le signal d'erreur Er est délivré par la chaîne réglante qui comprend les éléments suivants:
a) un filtre de boucle 6, avec le facteur d'atténuation br # 1 pour la fréquence Fa considérée (s'il s'agit d'un régulateur sélectif );
EMI3.1
peut être introduite pour Sv2 dans l'équation (8).
Il en résulte les équations suivantes, d'où la valeur intermédiaire S2 a disparu:
b) un amplificateur de boucle 7, avec gain ajustable Br;
c) un redresseur 8, avec exposant r = 1 ou 2, par exemple, selon qu'il est linéaire ou quadratique;
d) un filtre passe-bas 9, avec fréquence de coupure F3r (hertz), correspondant à la fenêtre de temps tm (sec) 1
F3r et avec la condition F3r < F1 < Fa;
e) éventuellement, un déphaseur avec redresseur 10 ou 11 ajustant séparément les temps de montée Tîr et de descente T2r du signal d'erreur Er et permettant ainsi de contrôler les valeurs transitoires du signal de sortie S2;
;
f) un convertisseur linéaire/exponentiel 12 du signal de chaîne (linéaire) Lr = (brBrS2)r qui devient le signal d'erreur exponentiel E = 2 + Lr
Le signe + devant l'exposant Lr désigne l'expansion (+) ou la compression (-) par le signal d'erreur Er - Quand la boucle de réglage est ouverte, c'est-à-dire quand le signal d'erreur Er ne parvient pas au noeud multiplicateur 4, le signal de sortie de l'amplificateur constant 3 est
=SrAr0 (1) avec 5r = aS1. Ainsi le signal de sortie S2 est égal au signal d'entrée aS1 multiplié par le gain extrémal Aro en boucle ouverte.
Quand la boucle de réglage est fermée, le signal d'erreur
Er, engendré par la boucle de réglage en arrière , parvient au noeud multiplicateur 4 et le signal corrigé devient
=aS1Er (2) où le signal d'erreur est E r = 2 + Lr, avec Lr = (brBrS2)r.
C'est une fonction exponentielle positive ou négative selon qu'il s'agit d'expansion ou de compression.
En combinant les équations (1) et (2), on élimine Er et et on obtient
=Ar0.aS1.2 # Lr (3) ou
logS2 = log(aS1) + (brBrS2)r + log A,, (4)
Sauf indication contraire, on sous-entendra toujours qu'il s'agit de logarithmes binaires, c'est-à-dire avec base 2. Si log S2, log (aS1) et brBr sont plus grands que 1, l'expression log S2 peut être négligée en regard de S2 S2. Si, d'autre part, le gain extrémal et l'exposant r sont égaux à l, l'équation (4) se simplifie dans le cas de la compression pour donner
log(aS1) = (4a)
brBr
On constate ainsi que 2- augmente comme le logarithme de S1, , ou que S1 est une fonction exponentielle de S2 .
En conséquence, la régulation
R A log S2 AlogS1 augmente avec S2 Si S2 2 1, et n'est nullement constante, ainsi qu'il serait désirable dans le cas idéal. A l'opposé du régulateur idéal , on peut parler de régulateur réel qui obéit à une fonction simplement logarithmique dans le cas de la simple boucle de réglage.
Nous allons exposer par la suite comment on peut obtenir un régulateur idéal en ajoutant une seconde boucle de réglage. Cette boucle règle en avant ce qui est indiqué par l'indice v .
Le nouvel amplificateur à gain variable A peut être de nouveau remplacé par un amplificateur 14 à gain fixe A,,, extrémal en boucle ouverte, et précédé par un nceud multiplicateur 15. Ce noeud correspond, par exemple, aux pentes variables de triodes en push-pull, ou la résistance variable de semi-conducteurs. Dans ce noeud, le signal d'entrée aS1 est multiplié par le signal d'erreur Ev pour donner le signal corrigé Sv qui, multiplié par le gain fixe Av0, fournit le signal de sortie S3.
Le signal d'erreur Ev est délivré par la chaîne réglante 16 qui comprend les éléments suivants:
a) un filtre de boucle 18, avec le facteur d'atténuation bv # 1 pour la fréquence Fa considérée (s'il s'agit d'un régulateur sélectif );
b) un amplificateur de boucle 19, avec gain ajustable Bv;
c) un redresseur 20, avec exposant v = 1 ou 2, par exemple, selon qu'il est linéaire ou quadratique:
d) un filtre passe-bas 21, avec fréquence de coupure
F3v (hertz), correspondant à la fenêtre de temps tm (sec)
# l :
F3v et avec la condition F3v < F1 < Fa;
e) éventuellement, un déphaseur avec redresseur 22 ou 23 ajustant séparément les temps de montée T1v et de descente T2V du signal d'erreur Ev et permettant ainsi de contrôler les valeurs transitoires du signal de sortie S2;
f) un convertisseur linéaire/exponentiel 12 du signal de
chaîne (linéaire) Lv = (brB1S2)v qui devient le signal d'erreur
(exponentiel) Ev = 2 + Lv
Le signe + devant l'exposant Lv désigne l'expansion (+)
ou la compression (-) par le signal d'erreur Ev Quand la
boucle de réglage est ouverte, c'est-à-dire quand le signal d'erreur Ev ne parvient pas au noeud multiplicateur 15, le
signal de sortie de l'amplificateur constant 14 est
S3 = SVAvo (5)
avec Sv = aS1.
Ainsi le signal de sortie S3 est égal au signal d'entrée aS1 multiplié par le gain extrémal Avo en boucle
duverte.
Quand la boucle de réglage est fermée, le signal d'erreur
Ev, engendré par la boucle de réglage en avant , parvient
au noeud multiplicateur 15 et le signal corrigé devient
=aS1Ev (6)
où le signal d'erreur est Ev = 2 + Lv, avec Lv = (bvBvS2)v.
C'est une fonction exponentielle positive ou négative selon
qu'il s'agit d'expansion ou de compression.
En combinant les équations (5) et (6), on élimine Ev et et on obtient
S3 = Av0.aS1.2 # Lv (7) ou
logS3 = log(aS1) # (bvBvS2)v + logAv0 (8)
Sauf indication contraire, on sous-entendra toujours qu'il s'agit de logarithmes binaires, c'est-à-dire avec base 2. Si log SS, , log (aS1) et brBr sont plus grands que 1, l'expression log S3 peut être négligée en regard de S3. Si, d'autre part, le gain extrémal Avo et l'exposant v sont égaux à 1, l'équation (8) se simplifie dans le cas de la compression pour donner
log (aS1)
S8 = (8a)
bvBv
Si les exposants r et v sont égaux, l'expression Sr2 est égale à Sv2. .
Ainsi l'expression Sr2 selon l'équation
log S3 = (1 #B).log(aS1) #B.logAr0 + log Avo (13) où
EMI4.1
Si les exposants r et v, ainsi que l'atténuateur a et les deux gains Aro, sont égaux à 1, l'équation (13) se simplifie comme suit:
log S3 = R . log St (16) dont la fonction inverse est
= = SR1 (17) où
R = 1 # B, avec B = bvBv
brBr
L'équation (16) ou (17) montre qu'il s'agit d'une fonction doublement logarithmique, ou d'une fonction de puissance, avec la régulation constante R comme exposant.
Le dispositif à double boucle ainsi décrit selon la fig. 1 permet encore d'autres possibilités qui seront résumées comme suit:
Quand les gains de boucle Br , Bv sont égaux, il en résulte une compression qui n'est pas seulement idéale mais encore totale . En effet,
R = 1 - Bv = 1 - 1 = 0.
Br
Ceci signifie, par exemple, que, même pour une variation du niveau d'entrée de 60 dB, le niveau de sortie reste constant.
La compression totale peut être facilitée en plaçant le commutateur 25 dans la position II permettant aussi d'économiser le filtre de boucle 18.
Si le gain de boucle Bv est choisi plus grand que l'autre Brs il en résulte une compression négative, ou hypercompression . Le gain de boucle Bv peut être modifié relativement grâce à un potentiomètre agissant sur l'amplificateur de boucle 7 ou 19.
Jusqu'ici, la fig. 1 a permis de décrire le régulateur à double boucle. Par la suite, le régulateur universel sera discuté à la lumière de divers exemples. On peut ne considérer que la partie gauche de la fig. 1 avec boucle de réglage en arrière .
On considère d'abord le filtre de la fig. 1 comme étant un passe-bas raide, selon la courbe 26. Sa fréquence limite se trouve autour de 100 à 150Hz. Le filtre de boucle 6 est un passe-bande avec les limites 100 et 600 Hz. Les autres éléments de la chaîne de réglage en arrière restent inchangés. Ce régulateur d'amplitude sert alors à extraire la fréquence fondamentale du signal, la boucle de réglage en arrière > > régénérant l'amplitude de la fréquence fondamentale. La boucle de réglage pourrait aussi être choisie en avant . Le régulateur d'amplitude ainsi décrit peut servir de base à la construction d'un extracteur de fréquence fondamentale, aussi connu sous le nom d'extracteur de pitch ou mélographe , s'il s'agit de la voix humaine. Les fréquences supérieures se trouvent affaiblies, tandis que la fréquence fondamentale est relativement amplifiée et régénérée.
Un tel extracteur de fréquence fondamentale est indiqué à la position C A 6 de la fig. 4.
En variante, on peut connecter le signal d'erreur Er de la boucle en arrière 5 à l'entrée de l'amplificateur 19 de la boucle en avant > > . On économise ainsi les autres éléments de la boucle en avant , tels que le redresseur 20 avec filtre passe-bas 21 à 23. Dans ce cas, l'amplificateur 19 est du genre à courant continu pour fréquences 0 à 60 Hz, par exemple, avec un gain plus petit ou plus grand que l'unité, selon la loi de régulation désirée. Si le gain est plus petit que l'unité, cet amplificateur peut être remplacé par un potentiomètre (diviseur de tension) et un déphaseur. Ceci peut faciliter l'équilibrage des gains des boucles en arrière et en avant .
On considère ensuite le filtre 2 de la fig. 1 comme étant un passe-bande combiné avec un coupe-bande, donnant la courbe 28. Cette combinaison permet d'égaliser les valeurs moyennes des composantes de fréquences qui caractérisent les signaux d'entrée. Les fréquences limites du passe-bande peuvent être 500Hz et 3000Hz et un trou de 10 dB peut être prévu autour de 1300 Hz, par l'effet du coupe-bande. Le filtre de boucle 6 peut être un passe-bande avec les limites 500 et 1600 ou 3000 Hz. Un tel filtrage préliminaire facilite les corrections de niveaux par le régulateur d'amplitude. Le passe-bande combiné avec un coupe-bande est indiqué à la position 147 de la fig. 4 concernant un extracteur d'information vocale.
Comme autre exemple d'exécution d'un régulateur d'amplitude conforme à l'invention, on considère un redresseur supplémentaire 10 ou 11, inséré dans la boucle de réglage en arrière , entre le passe-bas 9 et le noeud multiplicateur 4 de l'amplificateur 3. En conséquence, les constantes de temps de montée Tir et de descente T8r du signal d'erreur peuvent être réglées séparément. Les pentes ascendantes et descendantes de la fenêtre de temps peuvent être optimisées. En ajustant la constante de temps de montée, on peut discerner les sons explosés des sons fricatifs, par exemple.
Dans le dispositif de la fig. 4, les diverses constantes de temps des redresseurs supplémentaires sont positionnées par des nombres de référence; leurs valeurs correspondantes sont mentionnées plus loin dans un tableau.
On constate que les divers paramètres dont on dispose dans les équations 13, 14 autorisent des programmes de compression ou d'expansion diversifiés. Ces paramètres sont essentiellement l'atténuateur a de la fréquence passante Fa; les atténuateurs de boucle brs bv; les gains de boucle Br Bv; les exposants de redressement r, v (linéaires, quadratiques ou cubiques, par exemple); les fréquences de coupure F3, ainsi que les temps de montée T41 et de descente T2, qui déterminent la fenêtre de temps tm
La fig. 2 illustre graphiquement le comportement du niveau de sortie log S3 en fonction de log St, , selon la formule (16) log S3 = R. log S1, , avec
R=1 - Bv
Br dans un système de coordonnées doublement logarithmique.
On a représenté en trait plein le facteur de réglage R résultant du facteur de réglage Rr en arrière > > figuré par un trait interrompu, et R v en avant figuré en pointillé.
La droite à 450 (R = 1) sépare le domaine de l'expan sion (i R > 1-) de celui de la compression (i R < 1). Par exemple, la droite de compression idéale avec
R = 9 dB/ 54 dB = 1/6 résulte de la courbe convexe Rr de réglage en arrière > > qui est exactement compensée par la courbe concave R v de réglage < < en avant > > .
La droite horizontale R = 0/54 = 0 indique la compression totale . La droite oblique vers le bas avec
R = - 9/54 = - 1/6 montre la compression négative ou hypercompression .
La droite oblique vers le haut avec R = 54/9 = 6 illustre l'expansion idéale , R v étant encore compensé par RrK
La fig. 3 est le schéma électrique d'un compresseur d'amplitude à double boucle, utilisant des triodes à pentes variables en push-pull.
Le signal d'entrée aS1 provient du microphone 101 ou du magnétophone 103, par l'intermédiaire du filtre correcteur 105, 106 et de deux étages préamplificateurs avec le tube électronique 121 à haute impédance et le transistor 122. Le filtre correcteur 105, 106 peut comprendre des combinaisons appropriées de filtres actifs passe-haut et passe-bas, comme indiqués aux positions 110r, 1 1 lu.
Le régulateur, qui est un compresseur à double boucle, comprend deux amplificateurs à gains variables 107r et 107v, le premier étant réglé en arrière , le second en avant . Le signal d'entrée aS3 est le même pour les deux amplificateurs.
L'amplificateur 107r comprend quatre triodes 123r à 126r à pentes variables, en push-pull. Leurs tensions de grille sont contrôlées par le signal d'erreur Er Celui-ci provient d'une chaîne de boucle zen arrière comprenant quatre transistors 127r à 130r, couplés au signal de sortie S2 de l'amplificateur 107r par l'intermédiaire du filtre de boucle r avec le passe-haut 110r et le passe-bas 1 1 lu.
Son effet est complété par les condensateurs 131, 132 et le transformateur 171 qui affaiblissent les fréquences audessous de 800 hertz à raison de 10 dB/octave. Le redresseur de boucle qui est quadratique (exposant r = 2) est inclus dans les deux transistors 129r et 130r. Le filtre passe-bas F3r et les déphaseurs comprennent le condensateur 131 r, les deux diodes 133r, 134r et les deux potentiomètres 135r, 136r permettant de régler séparément les temps de montée Tir et de descente T2r du signal d'erreur Er
En particulier, la diode 133r permet d'augmenter la constante de temps de montée de sorte que des consonnes plosives telles que P.T.K.B.D.G. peuvent être discernées d'autres phonèmes. Cette discrimination peut être particulièrement utile dans le cas d'appareils de téléphonie, de prothèses auditives ou de reconnaissance de parole.
Le gain de boucle Br est réglé par le potentiomètre 138.
Le gain maximum de l'amplificateur 1 07r est réglé par le potentiomètre 137r.
Le second amplificateur 107v contient des éléments similaires à ceux du premier amplificateur 107r, mais sa chaîne de boucle v agit en avant . Nous avons repris les mêmes nombres de positions en remplaçant l'indice r par l'indice v .
Le signal de sortie S2 de l'amplificateur 107r entre dans la chaîne de boucle v de l'amplificateur 107v par l'intermédiaire du filtre de boucle v , avec le passe-haut 110v et le passe-bas lllv.
Le signal de sortie S3 de l'amplificateur 107v obéit alors en principe aux formules développées selon la fig. 1 et illustrées par les courbes de la fig. 2. Le signal de sortie S3 peut ensuite passer par l'amplificateur de puissance, avec les transistors 141 à 144, pour donner le signal 54.
La fig. 4 schématise un extracteur d'information phonémique et mélodique, à titre d'exemple d'application de régulateurs à doubles boucles pour une entrée à 320 000 éléments d'informations ou bits/seconde.
Les signaux captés par le microphone MICRO 145 sont corrigés par les filtres d'entrée 146, 147, ainsi que 403, 404.
La courbe du filtre d'entrée 147 montre un creux dans sa partie médiane. Celui-ci, situé vers 1500 Hertz, compense l'énergie excédentaire des voyelles ouvertes, telles que /a/, afin d'égaliser les composantes utiles. Ce creux peut être obtenu à l'aide d'un coupe-bande combiné avec un passebande. Ainsi les exigences à l'égard de l'amplificateur sont réduites et le régulateur s'en trouve simplifié. Les signaux se répartissent sur six compresseurs d'amplitude à doubles boucles en huit CAl à CA6.
Ceux-ci comprennent douze amplificateurs à gains variables All à AGT et A12 à A62 qui alimentent les 26 canaux suivants: - 13 canaux Cl à C13 d'analyse spectrale quasi stationnaire
(formants), - 2 canaux C21, C22 détectant l'attaque des consonnes plo
sives, - 3 canaux C24 à C26 pour les enveloppes générales et
leurs pentes, - 2 canaux C32, C33 pour les fluctuations et roulements
(subformants), - 2 canaux C35, C36 pour les détections de vocalisation et
de mélodie, - 6 canaux C23, C27, C30, C31, C34, C37 pour les signaux
d'erreur (dynamique).
Les paramètres décrits (voir page 32) sont adaptés aux fonctions désirées. Il s'agit en particulier des filtres de boucle Fbl à Fb6, des gains de boucle en arrière B11 à B ,1, et en avant B12 à B62, des temps de montée T11 à Tut s T 11 à T'61 , et de descente T12 à T62 et T'l2 à T'62 concernant les signaux d'erreur.
Un canal tel que celui d'analyse spectrale C2 comprend d'abord un amplificateur de ligne 151 puis un filtre passebande 152 tel que 380 à 580 hertz, un redresseur avec filtre passe-bas 153 tel que C-30 hertz (30dB/octave), dont la constante de temps doit correspondre à la fenêtre de temps tm, et finalement un convertisseur analogue-digital, suivi d'un multiplexeur 154.
En cas de grande constante de temps T11 (par exemple 10 ou 20ms pour le passe-bas 155 du compresseur d'amplitude CAI) et constante de temps correspondante pour le passe-bas 156 (0-50 Hz à la sortie du canal C21), il se produit un dépassement oscillatoire qui peut être caractéristique pour une consonne plosive.
L'échantillonnage peut s'effectuer alors à la cadence de 200 Hz, au lieu de 50 Hz pour les amplitudes quasi stationnaires, ce qui permet une grande économie des quantités d'information à traiter.
Le convertisseur analogue-digital peut être un simple trigger dans le cas de deux niveaux 0 et 1 seulement, représenté tant un élément d'information ou bit. Les phonèmes marqués dans la colonne en bordure droite de la fig. 4 sont distingués par les niveaux digitalisés. Des valeurs de fréquences limites sont indiquées pour les divers filtres de bande à titre d'exemples (bandes critiques). Les différences de niveaux entre le signal d'erreur du canal C30 et celui du canal
C31 permettent, par exemple, de distinguer le groupe des voyelles i, u de celui des consonnes n, m. Les canaux C25 et C26 détectent les pentes montantes et descendantes du signal d'erreur du canal C27, à l'aide des circuits dériveurs D3,D2.
L'amplificateur d'entrée 157, tel que du canal C13, peut être réglé rétroactivement par la sortie digitalisée selon la flèche 131.
Les canaux C32, C33 sélectionnent les fluctuations des consonnes fricatives voisées z, j, v, respectivement, les roulements des consonnes roulées r, à l'aide des passe-bandes 3160-4300, respectivement 830-1330, ainsi que des circuits dériveurs D3, D4.
Le compresseur CA6 délivre à l'entrée des canaux C35,
C36 l'amplitude autorégulée d'une fréquence fondamentale qui a été débarrassée de ses harmoniques par la partie passebas du filtre Fa6. Cette fréquence fondamentale peut être celle de la vocalisation comprise entre 70 et 600 hertz, par exemple. Il s'agit alors d'un extracteur de mélodie (mélo
graphe).
Le canal C35 fournit l'information binaire de vocalisation tout ou rien . Le canal C36 comporte un détecteur de zéros DZ 158, une LOGIQUE 159 et un COMPTEUR 160 compensé. Il délivre, par exemple, la mélodie digitalisée sous forme de 128 sixièmes de ton (7 bits) répartis sur trois
octaves ,entre 70 et 560 hertz. Avec huit bits, on obtiendrait 256 deuxièmes de ton, etc. Avec un à trois bits, on diviserait le domaine mélodique en deux à huit plages correspondant, par exemple, aux voix d'hommes, de femmes et d'enfants. Un convertisseur digital-analogue permet à un oscillographe d'inscrire la courbe mélodique en fonction du temps.
Les sorties digitalisées des divers canaux peuvent être échantillonnées à des fréquences différentes selon qu'il s'agit de signaux quasi stationnaires ou transitoires. Par exemple, fet = 50 ou 67 hertz pour les uns, et fe2 = 200 hertz pour les autres.
Il devient donc possible de mesurer les durées de signaux et de silences ainsi que les retards relatifs avec les précisions appropriées.
En additionnant les bits figurant à la sortie des canaux, on obtient un total de 40 bits. En tenant compte des diverses fréquences d'échantillonnage, la capacité d'information correspondante devient 2680 bits/s.
L'économie est donc importante quand on rappelle que les débits d'information complets sont respectivement 320 000, 160 000 et 64 000 bits/s pour la musique, pour la parole et la liaison téléphonique.
Les cases de la grille à droite de la fig. 4 indiquent approximativement les unités d'information représentant les mots zéro et dix .
La segmentation des phonèmes et la discrimination de consonnes plosives peuvent s'effectuer en tenant compte des temps tels que t1 à t4, d'apparition et de disparition des éléments d'information dans les divers canaux. Les explosions et vocalisations ainsi que leurs retards relatifs, montrés dans les fig. 11 et 12, peuvent se retrouver dans les canaux tels que C21, C23, C24, C27, puis C35 à C37 de la fig. 4.
Le traitement logique des éléments d'information s'effectue dans une logique qui n'est pas indiquée dans la fig. 4. On peut se représenter que les lignes terminales de la fig. 4 constituent les entrées de la logique. La forme la plus simple d'une logique est la matrice indiquée dans la fig. 5.
La fig. 5 représente une matrice de reconnaissance de phonèmes. Celle-ci est divisée en quatre sous-matrices telles que 161 attaque et pentes , 162 enveloppe et spectres , 163 fluctuations et roulement , 164 vocalisation et hauteur et qui sont reliées par une sous-matrice 165 mémoire, durées, retards . On peut prévoir une durée minimale de 40 ms pour déterminer les signaux quasi stationnaires, et des retards variant entre 2 et 50 ms pour discriminer les transitoires.
La fig. 6 montre de quelle manière des connexions peuvent être établies entre les sorties des canaux C21 (attaque),
C25 (pentes), C24 (enveloppes), Cli, C9, C7 (spectres), C35 (vocalisation), avec trois intervalles de temps 10-15, 15-25, 25-40ms, pour discerner les plosives P, T, K suivies de voyelles, et désignées par discrimination temporelle.
La fig. 7 indique comment on peut corriger des connexions de canaux des formants C7, C8 du phonème /ê/ en fonction de deux plages mélodiques correspondant aux voix d'hommes (rem) et de femmes (f) (correction par hauteur de voix) et dont la commutation est fournie par le canal C36.
Des corrections plus fines sont également possibles avec le mélographe.
Les triodes à pentes variables de la fig. 3 pourraient être remplacées par des penthodes, ou par des semi-conducteurs (transistors, diodes, photodiodes, etc.) équivalents ou par d'autres amplificateurs non linéaires ou éléments multiplicateurs, tels que des générateurs de Hall, varistors, etc.
Dans l'état actuel de la technique, il semble que les transistors à effet de champ utilisés comme résistances variables symétriques dans des régions éloignées du pincement soient avantageux.
Le schéma électrique de la fig. 8 montre un compresseur à simple et à double boucle utilisant deux transistors à effet de champ (FET 1 et FET2) 201 et 202 constituant deux amplificateurs à gains variables A1 A2.
Le micro 203 alimente les deux transistors 201, 202 en parallèle à travers le filtre d'entrée (Fa) 204, délivrant le signal d'entrée aS1.
La chaîne de réglage en arrière 205 comprend l'amplificateur opérationnel (abri) 206, le filtre de boucle (Fr) 207, les amplificateurs opérationnels (AOr2 à AOr5) 208 à 211, les diodes de redressement 212, 213, puis les diodes 214, 215 qui permettent (avec le condensateur de lissage 216 et à l'aide des potentiomètres 217, 218) de régler séparément le temps de montée T11 et de descente T2 du signal d'erreur Er
Le gain de l'amplificateur 210 ou 208 peut être proportionnel au gain de boucle Br et être réglable par le potentiomètre 219.
Le signal de sortie S2 de l'amplificateur At avec boucle de réglage en arrière alimente la chaîne de réglage en avant 225 de l'amplificateur A2, par l'intermédiaire du filtre de boucle (Fv) 227. Celui-ci peut être remplacé par le filtre (Fr) 207, si l'inverseur 226 se trouve dans la position 1 dessinée.
Tous les éléments de la chaîne en arrière se retrouvent symétriquement dans la chaîne en avant , par exemple les amplificateurs opérationnels AOV2 à AOV5.
Le signal d'erreur en avant est Ev . Le signal de sortie S du régulateur à double boucle est délivré par l'amplificateur opérationnel (AOV6) 241.
On constate que le régulateur à résistances variables (symétriques) selon la fig. 8 est plus économique que le régulateur à pentes variables (asymétriques) de la fig. 3, car le montage en push-pull, qui doublerait tous les éléments, n'est pas indispensable.
Le schéma de la fig. 8 peut être simplifié en supprimant quelques-uns des amplificateurs opérationnels ou en les remplaçant par de simples transistors. D'autre part, on peut combiner les divers éléments dans des circuits intégrés. Il est désirable que les deux transistors à effet de champ 201, 202 présentent des caractéristiques similaires, ou du moins parallèles (voir fig. 16).
Les fig. 9 et 10 comparent les taux de réglage moyens R2 obtenus avec le compresseur à double boucle à triodes de la fig. 3, respectivement avec celui à transistors FETS de la fig. 8.
La fig. 9 correspond aux triodes (en push-pull) opérant par pentes variables; la fig. 10 émane de transistors FET agissant par résistances variables.
L'échelle verticale des niveaux de sortie log S3 est agrandie cinq fois par rapport à l'échelle horizontale des niveaux d'entrée log Sj pour mieux la distinguer.
A titre de comparaison, on montre aussi les taux de réglage moyens R1 obtenus à l'aide de compresseurs à simple boucle en arrière .
Le facteur de réglage R étant très variable dans le cas de simples boucles, nous devons introduire un réglage moyen
R, tel que R1 = 1/5, variant de 1/2 à 1/9, ou bien Rl = 1/6 variant de 1/2 à 1/10, selon les courbes en traits-points.
Les droites théoriques idéales seraient les cordes de ces courbes avec R = 1/4 ou 1/5 = constante.
Les deux courbes R2 en traits pleins montrent les résultats
obtenus expérimentalement dans le cas de doubles boucles: on constate que, avec les triodes, on obtient une sortie qui varie de + 1,5 dB quand l'entrée évolue entre 0 et 50 dB, ce qui donne un réglage R2 = 3/50 = 1/17.
Avec les transistors FET , la sortie fluctue entre + 1,8 et -0,6 dB pour une dynamique d'entrée de 60 dB.
Ainsi R2 =2,4/60 = 1/25.
Les régulateurs à doubles boucles permettent donc un réglage quasi idéal et quasi total.
En plaçant un seuil digital, tel que celui d'un trigger , à un niveau correspondant à 0 dB , les signaux indésirables peuvent être relégués dans la partie de démarrage non réglée (ou éventuellement expansée) de la courbe R2. I1 en résulte une amélioration fondamentale du rapport signal/bruit.
La fig. ll montre les oscillogrammes a i et b2, a r et brs a3 et b3 des syllabes PE, TE, KE obtenus respectivement à la sortie des canaux C21 (plosives), et C35 (vocalisation) de la fig. 4. Les retards relatifs moyens de 12, 17, 32 ms permettent de discerner les consonnes plosives p, t, k.
La fig. 12 montre les oscillogrammes ct et dt, c2 et d2, C3 et d8 des syllabes PA, TA, KA obtenus respectivement à l'entrée du canal C24 (de signal) où l'amplitude est régularisée et à l'entrée du canal C27 (d'erreur) restituant les variations d'amplitude. L'information relative à la dynamique peut donc être séparée de celle qui concerne la fréquence.
Exemples de paramètres
EMI7.1
<tb> <SEP> Fréquences <SEP> de <SEP> coupure <SEP> (Hz)
<tb> <SEP> et <SEP> pentes <SEP> (dB/octave) <SEP> des <SEP> filtres <SEP> d'entrée <SEP> (a) <SEP> Constantes <SEP> de <SEP> temps
<tb> <SEP> et <SEP> de <SEP> boucle <SEP> (b) <SEP> Signal <SEP> d'erreur
<tb> <SEP> Compresseur
<tb> <SEP> dB <SEP> dB
<tb> <SEP> Position <SEP> passe-haut <SEP> passe-bas <SEP> Tii <SEP> T22 <SEP>
<tb> Position <SEP> Fonction <SEP> filtre <SEP> hertz <SEP> octave <SEP> hertz <SEP> octave <SEP> ms <SEP> ms
<tb> <SEP> CAl <SEP> Attaques <SEP> Fal <SEP> 400 <SEP> 6 <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> (plosives) <SEP> Fbl <SEP> 750 <SEP> 6 <SEP> - <SEP> <SEP> - <SEP> <SEP> 10 <SEP> 30
<tb> <SEP> Enveloppes
<tb> <SEP> CA2 <SEP> + <SEP> pentes <SEP> Fa2 <SEP> 400 <SEP> 6
<SEP> <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> + <SEP> canaux <SEP> 12, <SEP> Fb2 <SEP> 500 <SEP> 24 <SEP> 2900 <SEP> 24 <SEP> 1 <SEP> 20
<tb> <SEP> 13
<tb> <SEP> CA3 <SEP> Spectre <SEP> II <SEP> Fa3 <SEP> 400 <SEP> 6 <SEP> 6 <SEP>
<tb> <SEP> canaux <SEP> 2,
<SEP> 11 <SEP> Fb3 <SEP> 500 <SEP> 24 <SEP> 6000 <SEP> 24 <SEP> 1 <SEP> 20
<tb> <SEP> CA4 <SEP> Spectre <SEP> I <SEP> Fa4 <SEP> 200 <SEP> 6 <SEP> <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> canal <SEP> 1 <SEP> Fb4 <SEP> 500 <SEP> 24 <SEP> 1600 <SEP> 24 <SEP> 2 <SEP> 20
<tb> <SEP> CA5 <SEP> Fluctuations <SEP> FaS <SEP> 500 <SEP> 6 <SEP> <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> roulements <SEP> Fb5 <SEP> 800 <SEP> 6 <SEP> - <SEP> <SEP> - <SEP> <SEP> 5 <SEP> 100
<tb> <SEP> Vocalisations <SEP> Fa6 <SEP> 100 <SEP> 24 <SEP> 120 <SEP> 24 <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> mélographe <SEP> Fb6 <SEP> 650 <SEP> 6 <SEP> - <SEP> <SEP> - <SEP> <SEP> 4 <SEP> 30
<tb>
The present invention relates to an amplitude regulator of electrical signals, which can be arranged in information transmission channels or in devices for the recognition, recording or recording of signals representing sounds or images, amplitude of the signals resulting from a large number of spectral components, the regulator comprising an amplifier the gain of which is modified by an adjustment loop, this loop comprising a loop amplifier, a rectifier and a low-pass filter.
The amplitude regulator can be used in particular for fundamental frequency extractors, for human speech recognition or synthesis devices, for speech-controlled machines, for speech transmission devices, such as telephones, for hearing aids, and also for other electro-acoustic devices, such as tape recorders.
It is known that an amplitude regulator is an amplifier whose gain A is automatically adjusted by the quasi-stationary amplitude of the input signal S1 or output signal S2. Therefore the amplifier contains a tuning loop with a tuning amplifier, rectifier and low pass.
Known amplitude regulators allow either the expansion or the compression of the input signal. According to their effects, they are referred to as dynamic expanders or compressors. The regulation factor R, which we will simply call regulation, is equal to the variations of the output level compared to those of the input level
R- BlogS2 AlogSr
Normally, the known amplitude regulators include a backward adjustment loop, the gain A of the input signal St being modified by the output signal 52
The forward adjustment loop is not usual because of instabilities.
It should not be forgotten that the input amplitude S1 generally consists of a large number of spectral components, the importance of which is very unequal. The known regulators have various drawbacks, such as: a) parasitic components disturbing the useful components; b) the regulation R varies in an undesirable manner with certain components of the input signal Sj or the output signal S2; c) the time constant of the output signal S2 deteriorates the transient information
Fundamental frequency extractors are known, for example, which, in the case of devices for recognizing the human voice, can be called melody extractors, known under the name of pitch extractors, or melographs. These extractors have various drawbacks:
:
a) the fundamental frequency can be confused with the frequencies of formants of sounds or phonemes;
b) voiced fricatives, such as / j /, / v /, are often indistinguishable from unvoiced fricatives, such as / ch /, / f /;
c) the permissible range of the fundamental frequency is very small and does not extend beyond one or two octaves.
The object of the invention is to create a universal regulator eliminating the aforementioned defects. The electrical signal amplitude regulator according to the invention is characterized in that at least one input filter selects the useful components, while a loop filter associated with the amplifier regulates the amplitude d 'part of these components.
The regulator may further include:
a) at least one input filter which selects the useful spectral components, while a loop filter, associated with the loop amplifier, regularizes the desired part of these components;
b) an additional loop rectifier which allows the upward slope of the control signal to be adjusted independently of its downward slope;
c) a second forward adjustment loop is associated with the backward adjustment loop, so as to obtain a regulation R which can either remain practically constant or obey a determined law.
To seek the extraction of the fundamental frequency of the signals, a steeply sloped low-pass filter can be inserted into the input circuit of the regulator, the tuning loop of the amplifier regenerating the amplitude of the fundamental frequency.
It is possible to seek equalization of specific frequency components of signals by inserting a bandpass filter combined with a band stopper in the input circuit of the regulator. As a result, the requirements on the amplifier are reduced and the regulator is simplified.
To preserve the information of transient parts of the signals, a second rectifier can be inserted in the adjustment loop, between the low pass and the input of the amplifier. Accordingly, the upward slope of the control signal can be adjusted independently of its downward slope. By changing the time constant of the tuning loop, the output signal of the regulator can be adapted to the peculiarities of the human ear.
In order to aim to generalize the functions of the regulator, it is preferably made up of two amplifiers with two adjustment loops, one of which is connected at the rear, while the other is connected at the front. The two amplifiers with their two tuning loops are connected so that the same input signal is applied to the inputs of the amplifiers and to the input of the rear tuning loop. Compared to known regulators, this device has significant advantages, which are summarized as follows:
:
The drawback of known regulators is that the regulation R does not remain constant between the minimum amplitude Stmin and maximum 5lmax of the input signal Sj. The reason for this is that the output amplitude 2. is a simply logarithmic function of the log input level S1, or the inverse function is an exponential Sot = 2s2. This corresponds to the physiological law of Weber-Fechner, which is only valid approximately in a very restricted field of perception, according to current data of science.
Consequently, the regulation does not remain constant between S and S1 ,,, but varies approximately as R ¯ 1 / S2 t l / log S ,.
This results in the drawback of a too small signal / noise ratio. Depending on the arrangement of the two amplifiers with two backward and forward control loops, it is possible to keep the regulation R approximately constant between the minimum (hearing threshold) and maximum (saturation) value of the input signal. The inverse function of log S2 ¯ R. log S3 is not an exponential, but a power function 5R1, Hz SR1, in which the exponent R can have any desired value, greater or less than 1, depending on whether it is expansion or compression. The average value of R can even become zero, signifying total compression, or negative, signifying hypercompression.
The appended figures illustrate the principle of the invention as well as various examples of application, in particular for the recognition or transmission of vocal or musical signals, by devices such as sonographs, phoneto
graphs, phonetic actuators or phonactors, melogra
phes or pitch extractors, or telephones or
hearing aids.
Fig. 1 is the block diagram of am regulators
single and double figure-eight buckle plitude allowing
to summarize the formulas to which they obey.
Fig. 2 shows the corresponding regulation curves
to the formulas of FIG. 1.
Fig. 3 is the electrical diagram of regulators corresponding to the functional diagram of FIGS. 1 and 2 and comprising triodes with variable slopes.
Fig. 4 is the block diagram of a phonetic and melodic information extractor using six amplitude regulators obeying the formulas of FIG. 1.
Fig. 5 shows the principle of a phoneme recognition matrix, which is the simplest form of a logic system.
Figs. 6 and 7 show schematically two portions of the die of FIG. 5.
Fig. 8 is the electrical diagram of a regulator similar to that of FIG. 3, but using the variable resistors of transistors for this field effect instead of the variable slopes of triodes.
Figs. 9 and 10 show the adjustment curves corresponding to the regulators of fig. 3 and 8.
Figs. 11 and 12 show oscillograms of regulated electrical signals making it possible to discriminate syllables such as PE, TE, KE, PA, TA, KA.
Fig. 1 makes it possible to explain in principle the construction and the operation of the regulator according to the invention.
To facilitate understanding, we first describe the control loop amplifier, backwards, 5, shown in the left half of the figure, then its combined action with the forward control loop amplifier 16, according to right half of the figure. All the expressions relating to the backward adjustment loop 5 are designated by the index r, all those relating to the forward adjustment loop 16 are designated by the index v.
There is shown in FIG. 1 by:
S = signal amplitude; S1 = entry; S2 = intermediate
diary; S3 = exit;
F1, F2 = lower and upper frequencies of S1; Fa =
pass frequency;
a = direct attenuator (filter) at frequency Fa; 0 # a # 1;
Ar0, Av0 = direct gains (max) in open loops (# 1);
br, bv = loop attenuators (filters) at frequency Fa; 0 # b # 1;
Br, Bv = loop gains; r, v = rectification exponents;
F3 = loop cutoff frequency; T1, T2 = const.
rise, fall time;
Er, Ev = error signals (of loops); Sr, Sv = signals
corrected.
The formulas which regulators obey are as follows: (1) S2 = Sr.Ar0; (2) Sr = aS1.Er = aS1.2 # (brBrS2) r; (3) S @ = @ @ @@ @ @@@@ (3) S2 = Aro. asi .2 2 # # (brBrS2) r (4) log S2 = log (aS) + (brBrS2) r + log Aro; (5) S3 = Sv.Av0; (6) Sv = aS1.Ev = aS1.2 # (bvBvS2) v; (7) S3 = Av0.aS1.2 ¯ (bVBVS2) V; (8) log S3 = log (aS1) (bVBvS2) v + log Avo; (9) If log Sz, log (aS1), brBr> 1; r = v # 1:
ex function
ponential (real):
EMI2.1
1
<tb> (10) <SEP> Sr2 <SEP> # <SEP> # (log <SEP> (aS1) <SEP> + <SEP> logAr0)
<tb> <SEP> (brBr) r
<tb> (11) <SEP> S2 <SEP> # <SEP> logS1 <SEP> # <SEP> <SEP> (12) <SEP> S1 <SEP> # <SEP> 2S2 <SEP>;
<tb> <SEP> r <SEP> = <SEP> 1 <SEP>
<tb> (8) + (10) logarithmic or power function (ideal)
(compression -, expansion +);
;
EMI2.2
<tb> <SEP> I
<tb> (13) <SEP> log <SEP> StB <SEP> = <SEP> (1 <SEP> c <SEP> B) <SEP> log <SEP> (aS1) <SEP> c <SEP> B <SEP> log <SEP> Aro <SEP> + <SEP> log <SEP> Avo
<tb> <SEP> t
<tb> <SEP> GAIN
<tb> <SEP> FROM <SEP> LOOP <SEP> (14)
<tb> <SEP> B <SEP> (bvBv) V
<tb> <SEP> (b, Br) r
<tb> (15) If r = v = a = Aro = Avo = 1:
EMI2.3
<tb> (16) <SEP> log <SEP> logS3 <SEP> = <SEP> R <SEP> .logSl <SEP> P <SEP> R <SEP> S3 <SEP> = <SEP> srl
<tb> <SEP> t
<tb> <SEP> FACTOR <SEP> OF <SEP> SETTING <SEP> (17)
<tb> <SEP> B <SEP> - <SEP> (bvBv) V
<tb> <SEP> (brBr) r
<tb>
The input signal S1 can present any spectrum of amplitudes. It comes, for example, from communication channels or microphones and arrives at the input filter 2, active or passive, of the amplifier 3, 4 with the rear adjustment loop 5.
This is sketched out by the curves 26, 28 of the amplitudes i as a function of the frequency Hz. In the case of an acoustic input signal (speech or music), the spectrum can extend from 16 to 16,000 Hz. in the case of a telephone link, the spectrum of the input signal extends between 300 and 3400Hz. The attenuation is, for example, 9 dB / octave below 300 Hz, and 18 or 24 dB / octave above 3400 Hz. Filter 2, active or passive, can boost or weaken any frequency group between F1 and F2 limits of its bandwidth. To simplify the explanation, only one frequency Fa which passes through filter 2 with the attenuation factor a # 1 is considered. This results in the filtered input amplitude aS1.
Any variable gain amplifier A can be replaced by an amplifier 3 with fixed gain Aro, extremal in open loop, and preceded by a multiplier node 4. This node corresponds, for example, to the variable slopes of triodes in push-pull, or the variable semiconductor resistor. In this node, the input signal aS1 is multiplied by the error signal Er to give the corrected signal 5r which, multiplied by the fixed gain Aro, provides the output signal S2.
The error signal Er is delivered by the regulating chain which comprises the following elements:
a) a loop filter 6, with the attenuation factor br # 1 for the frequency Fa considered (if it is a selective regulator);
EMI3.1
can be introduced for Sv2 in equation (8).
The following equations result, from which the intermediate value S2 has disappeared:
b) a loop amplifier 7, with adjustable gain Br;
c) a rectifier 8, with exponent r = 1 or 2, for example, depending on whether it is linear or quadratic;
d) a low-pass filter 9, with cutoff frequency F3r (hertz), corresponding to the time window tm (sec) 1
F3r and with the condition F3r <F1 <Fa;
e) optionally, a phase shifter with rectifier 10 or 11 separately adjusting the rise times Tîr and fall T2r of the error signal Er and thus making it possible to control the transient values of the output signal S2;
;
f) a linear / exponential converter 12 of the (linear) chain signal Lr = (brBrS2) r which becomes the exponential error signal E = 2 + Lr
The sign + in front of the exponent Lr indicates the expansion (+) or the compression (-) by the error signal Er - When the control loop is open, i.e. when the error signal Er fails to multiply node 4, the output signal of constant amplifier 3 is
= SrAr0 (1) with 5r = aS1. Thus the output signal S2 is equal to the input signal aS1 multiplied by the extremal gain Aro in open loop.
When the tuning loop is closed, the error signal
Er, generated by the backward tuning loop, reaches multiplier node 4 and the corrected signal becomes
= aS1Er (2) where the error signal is E r = 2 + Lr, with Lr = (brBrS2) r.
It is a positive or negative exponential function depending on whether it is expansion or compression.
By combining equations (1) and (2), we eliminate Er and and we obtain
= Ar0.aS1.2 # Lr (3) or
logS2 = log (aS1) + (brBrS2) r + log A ,, (4)
Unless otherwise indicated, we will always imply that they are binary logarithms, that is to say with base 2. If log S2, log (aS1) and brBr are greater than 1, the expression log S2 can be neglected with regard to S2 S2. If, on the other hand, the extremal gain and the exponent r are equal to l, equation (4) simplifies in the case of compression to give
log (aS1) = (4a)
brBr
We thus note that 2- increases like the logarithm of S1,, or that S1 is an exponential function of S2.
Consequently, the regulation
R A log S2 AlogS1 increases with S2 Si S2 2 1, and is not at all constant, as would be desirable in the ideal case. In contrast to the ideal regulator, we can speak of a real regulator which obeys a simply logarithmic function in the case of the simple control loop.
We will then show how we can obtain an ideal regulator by adding a second adjustment loop. This loop sets forward what is indicated by the index v.
The new variable gain amplifier A can be replaced again by an amplifier 14 with fixed gain A ,,, extremal open loop, and preceded by a multiplier node 15. This node corresponds, for example, to the variable slopes of push triodes. -pull, or variable resistance of semiconductors. In this node, the input signal aS1 is multiplied by the error signal Ev to give the corrected signal Sv which, multiplied by the fixed gain Av0, provides the output signal S3.
The error signal Ev is delivered by the regulating chain 16 which comprises the following elements:
a) a loop filter 18, with the attenuation factor bv # 1 for the frequency Fa considered (if it is a selective regulator);
b) a loop amplifier 19, with adjustable gain Bv;
c) a rectifier 20, with exponent v = 1 or 2, for example, depending on whether it is linear or quadratic:
d) a low-pass filter 21, with cut-off frequency
F3v (hertz), corresponding to the time window tm (sec)
# l:
F3v and with the condition F3v <F1 <Fa;
e) optionally, a phase shifter with rectifier 22 or 23 separately adjusting the rise times T1v and fall T2V of the error signal Ev and thus making it possible to control the transient values of the output signal S2;
f) a linear / exponential converter 12 of the signal of
string (linear) Lv = (brB1S2) v which becomes the error signal
(exponential) Ev = 2 + Lv
The + sign in front of the exponent Lv denotes the expansion (+)
or compression (-) by the error signal Ev When the
adjustment loop is open, i.e. when the error signal Ev does not reach the multiplier node 15, the
constant amplifier output signal 14 is
S3 = SVAvo (5)
with Sv = aS1.
Thus the output signal S3 is equal to the input signal aS1 multiplied by the extremal gain Avo in loop
duverte.
When the tuning loop is closed, the error signal
Ev, generated by the forward adjustment loop, reaches
at the multiplier node 15 and the corrected signal becomes
= aS1Ev (6)
where the error signal is Ev = 2 + Lv, with Lv = (bvBvS2) v.
It is a positive or negative exponential function according to
whether it is expansion or compression.
By combining equations (5) and (6), we eliminate Ev and and we obtain
S3 = Av0.aS1.2 # Lv (7) or
logS3 = log (aS1) # (bvBvS2) v + logAv0 (8)
Unless otherwise indicated, we will always imply that they are binary logarithms, that is to say with base 2. If log SS,, log (aS1) and brBr are greater than 1, the expression log S3 can be neglected next to S3. If, on the other hand, the extremal gain Avo and the exponent v are equal to 1, equation (8) simplifies in the case of compression to give
log (aS1)
S8 = (8a)
bvBv
If the exponents r and v are equal, the expression Sr2 is equal to Sv2. .
Thus the expression Sr2 according to the equation
log S3 = (1 #B) .log (aS1) # B.logAr0 + log Avo (13) where
EMI4.1
If the exponents r and v, as well as the attenuator a and the two gains Aro, are equal to 1, equation (13) is simplified as follows:
log S3 = R. log St (16) whose inverse function is
= = SR1 (17) where
R = 1 # B, with B = bvBv
brBr
Equation (16) or (17) shows that it is a doubly logarithmic function, or a power function, with the constant regulation R as exponent.
The double loop device thus described according to FIG. 1 still allows other possibilities which will be summarized as follows:
When the loop gains Br, Bv are equal, the result is compression which is not only ideal but also total. Indeed,
R = 1 - Bv = 1 - 1 = 0.
Br
This means, for example, that even for a variation of the input level of 60 dB, the output level remains constant.
Full compression can be facilitated by placing switch 25 in position II which also saves loop filter 18.
If the loop gain Bv is chosen greater than the other Brs it results in negative compression, or hypercompression. The loop gain Bv can be modified relatively thanks to a potentiometer acting on the loop amplifier 7 or 19.
So far, fig. 1 allowed the description of the double loop regulator. Subsequently, the universal regulator will be discussed in the light of various examples. We can only consider the left part of FIG. 1 with adjustment buckle at the back.
Consider first the filter of FIG. 1 as being a steep low pass, according to curve 26. Its cutoff frequency is around 100 to 150Hz. Loop filter 6 is a bandpass with limits 100 and 600 Hz. The other elements of the back tuning chain remain unchanged. This amplitude regulator is then used to extract the fundamental frequency of the signal, the backward adjustment loop>> regenerating the amplitude of the fundamental frequency. The adjustment buckle could also be chosen forward. The amplitude regulator thus described can be used as a basis for the construction of a fundamental frequency extractor, also known under the name of pitch extractor or melograph, if it concerns the human voice. Higher frequencies are weakened, while the fundamental frequency is relatively amplified and regenerated.
Such a fundamental frequency extractor is indicated at position C A 6 in FIG. 4.
As a variant, the error signal Er of the back loop 5 can be connected to the input of the amplifier 19 of the forward loop>>. This saves the other elements of the forward loop, such as the rectifier 20 with low-pass filter 21 to 23. In this case, the amplifier 19 is of the direct current type for frequencies 0 to 60 Hz, for example, with a gain smaller or larger than unity, depending on the desired regulation law. If the gain is smaller than unity, this amplifier can be replaced by a potentiometer (voltage divider) and a phase shifter. This can make it easier to balance the gains of the loops back and forth.
We then consider the filter 2 of FIG. 1 as being a bandpass combined with a bandstop, giving the curve 28. This combination makes it possible to equalize the mean values of the frequency components which characterize the input signals. The cutoff frequencies of the bandpass can be 500Hz and 3000Hz and a 10dB gap can be provided around 1300Hz, by the effect of the notch. The loop filter 6 can be a band pass with the limits 500 and 1600 or 3000 Hz. Such preliminary filtering facilitates the level corrections by the amplitude regulator. The band pass combined with a band cutter is indicated at position 147 in fig. 4 concerning a voice information extractor.
As another example of an embodiment of an amplitude regulator according to the invention, an additional rectifier 10 or 11 is considered, inserted in the adjustment loop behind, between the low-pass 9 and the multiplier node 4 of the Amplifier 3. Accordingly, the rise time constants Tir and fall time T8r of the error signal can be set separately. The ascending and descending slopes of the time window can be optimized. By adjusting the rise time constant, one can distinguish exploding sounds from fricative sounds, for example.
In the device of FIG. 4, the various time constants of the additional rectifiers are positioned by reference numbers; their corresponding values are listed later in a table.
It can be seen that the various parameters available in equations 13, 14 allow diversified compression or expansion programs. These parameters are essentially the attenuator a of the pass frequency Fa; brs bv loop attenuators; the Br Bv loop gains; the rectification exponents r, v (linear, quadratic, or cubic, for example); the cut-off frequencies F3, as well as the rise times T41 and fall times T2, which determine the time window tm
Fig. 2 graphically illustrates the behavior of the output level log S3 as a function of log St,, according to the formula (16) log S3 = R. log S1,, with
R = 1 - Bv
Br in a doubly logarithmic coordinate system.
The adjustment factor R resulting from the adjustment factor Rr backwards>> shown by a dotted line, and R v forward, shown in dotted lines, is shown in solid lines.
The line at 450 (R = 1) separates the domain of expansion (i R> 1-) from that of compression (i R <1). For example, the ideal compression line with
R = 9 dB / 54 dB = 1/6 results from the convex curve Rr of backward adjustment>> which is exactly compensated by the concave curve R v of adjustment <<forward>>.
The horizontal line R = 0/54 = 0 indicates the total compression. The straight line slants downwards with
R = - 9/54 = - 1/6 shows negative compression or hypercompression.
The upward slanting line with R = 54/9 = 6 illustrates the ideal expansion, R v being further compensated by RrK
Fig. 3 is the electrical diagram of a double-loop amplitude compressor, using triodes with variable push-pull slopes.
The input signal aS1 comes from the microphone 101 or the tape recorder 103, via the correcting filter 105, 106 and two preamplifier stages with the high impedance electron tube 121 and the transistor 122. The correcting filter 105, 106 can include appropriate combinations of active high-pass and low-pass filters, as indicated at positions 110r, 1 1 lu.
The regulator, which is a double loop compressor, includes two variable gain amplifiers 107r and 107v, the first being set back, the second forward. The input signal aS3 is the same for both amplifiers.
Amplifier 107r comprises four triodes 123r to 126r with variable slopes, in push-pull. Their gate voltages are controlled by the error signal Er This comes from a back zen loop chain comprising four transistors 127r to 130r, coupled to the output signal S2 of the amplifier 107r via the filter of loop r with high pass 110r and low pass 1 1 read.
Its effect is supplemented by capacitors 131, 132 and transformer 171 which weaken frequencies below 800 hertz at a rate of 10 dB / octave. The loop rectifier which is quadratic (exponent r = 2) is included in the two transistors 129r and 130r. The low-pass filter F3r and the phase shifters include the capacitor 131 r, the two diodes 133r, 134r and the two potentiometers 135r, 136r allowing to separately adjust the rise times Tir and fall T2r of the error signal Er
In particular, diode 133r makes it possible to increase the rise time constant so that plosive consonants such as P.T.K.B.D.G. can be distinguished from other phonemes. This discrimination can be particularly useful in the case of telephony devices, hearing aids or speech recognition.
The Br loop gain is adjusted by potentiometer 138.
The maximum gain of amplifier 1 07r is set by potentiometer 137r.
The second amplifier 107v contains elements similar to those of the first amplifier 107r, but its v loop chain acts forward. We have taken the same number of positions by replacing the index r by the index v.
The output signal S2 from amplifier 107r enters the v loop chain of amplifier 107v through the v loop filter, with high pass 110v and low pass lllv.
The output signal S3 of the amplifier 107v then obeys in principle the formulas developed according to FIG. 1 and illustrated by the curves of FIG. 2. The output signal S3 can then pass through the power amplifier, with the transistors 141 to 144, to give the signal 54.
Fig. 4 shows schematically a phonemic and melodic information extractor, as an example of application of double-loop regulators for an input at 320,000 information elements or bits / second.
The signals picked up by the MICRO 145 microphone are corrected by the input filters 146, 147, as well as 403, 404.
The curve of the input filter 147 shows a trough in its middle part. This one, located around 1500 Hertz, compensates for the excess energy of open vowels, such as / a /, in order to equalize the useful components. This hollow can be obtained using a band cutter combined with a band pass. Thus the demands on the amplifier are reduced and the regulator is simplified. The signals are distributed over six amplitude compressors with double loops in eight CA1 to CA6.
These include twelve variable gain amplifiers All to AGT and A12 to A62 which feed the following 26 channels: - 13 channels C1 to C13 for quasi-stationary spectral analysis
(formants), - 2 channels C21, C22 detecting the attack of plo consonants
sives, - 3 channels C24 to C26 for general envelopes and
their slopes, - 2 channels C32, C33 for fluctuations and bearings
(subformants), - 2 channels C35, C36 for vocalization detections and
melody, - 6 channels C23, C27, C30, C31, C34, C37 for signals
error (dynamic).
The parameters described (see page 32) are adapted to the desired functions. These are in particular the loop filters Fbl to Fb6, the backward loop gains B11 to B, 1, and forward B12 to B62, the rise times T11 to Tut s T 11 to T'61, and of descent T12 to T62 and T'l2 to T'62 concerning the error signals.
A channel such as that of spectral analysis C2 comprises first a line amplifier 151 then a bandpass filter 152 such as 380 to 580 hertz, a rectifier with low pass filter 153 such as C-30 hertz (30dB / octave) , whose time constant must correspond to the time window tm, and finally an analog-digital converter, followed by a multiplexer 154.
In case of large time constant T11 (for example 10 or 20ms for low pass 155 of the amplitude compressor CAI) and corresponding time constant for low pass 156 (0-50 Hz at the output of channel C21) , there is an oscillatory overshoot which may be characteristic for a plosive consonant.
The sampling can then be carried out at a rate of 200 Hz, instead of 50 Hz for the quasi-stationary amplitudes, which allows a great saving in the quantities of information to be processed.
The analog-digital converter can be a simple trigger in the case of two levels 0 and 1 only, represented as an information element or bit. The phonemes marked in the column at the right border of FIG. 4 are distinguished by the digitized levels. Limit frequency values are given for the various band filters by way of example (critical bands). The differences in levels between the error signal of channel C30 and that of the
C31 allow, for example, to distinguish the group of vowels i, u from that of consonants n, m. Channels C25 and C26 detect the rising and falling slopes of the error signal of channel C27, using diverter circuits D3, D2.
The input amplifier 157, such as of channel C13, can be adjusted retroactively by the digitalized output according to arrow 131.
Channels C32, C33 select fluctuations of voiced fricative consonants z, j, v, respectively, rolls of rolled consonants r, using bandpass 3160-4300, respectively 830-1330, as well as D3 derivative circuits , D4.
Compressor CA6 delivers at the input of channels C35,
C36 the self-regulated amplitude of a fundamental frequency which has been stripped of its harmonics by the low-pass part of the filter Fa6. This fundamental frequency can be that of the vocalization between 70 and 600 hertz, for example. This is then a melody extractor (melo
graph).
Channel C35 provides the binary all-or-nothing vocalization information. Channel C36 includes a DZ zero detector 158, a LOGIC 159 and a compensated COUNTER 160. It delivers, for example, the digitized melody in the form of 128 sixths of a tone (7 bits) distributed over three
octaves, between 70 and 560 hertz. With eight bits, you would get 256 second tones, etc. With one to three bits, we would divide the melodic domain into two to eight ranges corresponding, for example, to the voices of men, women and children. A digital-analogue converter allows an oscillograph to record the melodic curve as a function of time.
The digitalized outputs of the various channels can be sampled at different frequencies depending on whether they are quasi-stationary or transient signals. For example, fet = 50 or 67 hertz for some, and fe2 = 200 hertz for others.
It therefore becomes possible to measure the durations of signals and silences as well as the relative delays with the appropriate precision.
Adding the bits at the output of the channels together gives a total of 40 bits. Taking into account the various sampling frequencies, the corresponding information capacity becomes 2680 bits / s.
The economy is therefore important when we recall that the complete information rates are respectively 320,000, 160,000 and 64,000 bits / s for music, for speech and for the telephone connection.
The squares of the grid to the right of fig. 4 indicate approximately the information units representing the words zero and ten.
The segmentation of phonemes and the discrimination of plosive consonants can be carried out by taking into account times such as t1 to t4, of appearance and disappearance of the information elements in the various channels. The explosions and vocalizations as well as their relative delays, shown in figs. 11 and 12, can be found in the channels such as C21, C23, C24, C27, then C35 to C37 of fig. 4.
The logical processing of the information elements is carried out in a logic which is not indicated in fig. 4. One can imagine that the terminal lines of FIG. 4 constitute the logic inputs. The simplest form of a logic is the matrix shown in fig. 5.
Fig. 5 represents a phoneme recognition matrix. This is divided into four sub-matrices such as 161 attack and slopes, 162 envelope and spectra, 163 fluctuations and rolling, 164 vocalization and pitch and which are linked by a sub-matrix 165 memory, durations, delays. A minimum duration of 40 ms can be provided for determining the quasi-stationary signals, and delays varying between 2 and 50 ms for discriminating the transients.
Fig. 6 shows how connections can be made between the outputs of the C21 channels (attack),
C25 (slopes), C24 (envelopes), Cli, C9, C7 (spectra), C35 (vocalization), with three time intervals 10-15, 15-25, 25-40ms, to discern the plosives P, T, K followed by vowels, and designated by temporal discrimination.
Fig. 7 indicates how one can correct channel connections of formants C7, C8 of the phoneme / ê / according to two melodic ranges corresponding to the voices of men (rem) and women (f) (correction by pitch) and of which switching is provided by channel C36.
Finer corrections are also possible with the melograph.
The variable slope triodes of FIG. 3 could be replaced by penthodes, or by equivalent semiconductors (transistors, diodes, photodiodes, etc.) or by other non-linear amplifiers or multiplier elements, such as Hall generators, varistors, etc.
In the current state of the art, it appears that field effect transistors used as symmetrical variable resistors in regions far from the pinch are advantageous.
The electrical diagram in fig. 8 shows a single and double loop compressor using two field effect transistors (FET 1 and FET2) 201 and 202 constituting two variable gain amplifiers A1 A2.
The microphone 203 supplies the two transistors 201, 202 in parallel through the input filter (Fa) 204, delivering the input signal aS1.
The backward tuning chain 205 consists of the operational amplifier (shelter) 206, the loop filter (Fr) 207, the operational amplifiers (AOr2 to AOr5) 208 to 211, the rectifier diodes 212, 213, then the diodes 214 , 215 which allow (with the smoothing capacitor 216 and using the potentiometers 217, 218) to separately adjust the rise time T11 and fall T2 of the error signal Er
The gain of amplifier 210 or 208 can be proportional to the loop gain Br and be adjustable by potentiometer 219.
The output signal S2 of the amplifier At with reverse control loop feeds the forward control chain 225 of amplifier A2, via the loop filter (Fv) 227. This can be replaced by the filter (Fr) 207, if the inverter 226 is in position 1 drawn.
All the elements of the back chain are found symmetrically in the forward chain, for example the operational amplifiers AOV2 to AOV5.
The forward error signal is Ev. The output signal S of the double loop regulator is delivered by the operational amplifier (AOV6) 241.
It can be seen that the variable resistance regulator (symmetrical) according to fig. 8 is more economical than the variable slope (asymmetric) regulator of FIG. 3, because the push-pull assembly, which would double all the elements, is not essential.
The diagram in fig. 8 can be simplified by removing some of the operational amplifiers or replacing them with simple transistors. On the other hand, the various elements can be combined in integrated circuits. It is desirable that the two field effect transistors 201, 202 exhibit similar characteristics, or at least parallel (see Fig. 16).
Figs. 9 and 10 compare the average adjustment rates R2 obtained with the triode double-loop compressor of FIG. 3, respectively with that with FETS transistors of FIG. 8.
Fig. 9 corresponds to triodes (in push-pull) operating with variable slopes; fig. 10 emanates from FET transistors acting by variable resistors.
The vertical scale of log S3 output levels is magnified five times from the horizontal scale of log Sj input levels to better distinguish it.
By way of comparison, we also show the average adjustment rates R1 obtained using compressors with single backward loop.
The adjustment factor R being very variable in the case of simple loops, we must introduce a medium adjustment
R, such that R1 = 1/5, varying from 1/2 to 1/9, or else Rl = 1/6 varying from 1/2 to 1/10, according to the dot-dash curves.
The ideal theoretical lines would be the chords of these curves with R = 1/4 or 1/5 = constant.
The two R2 curves in solid lines show the results
obtained experimentally in the case of double loops: it is noted that, with the triodes, an output is obtained which varies by + 1.5 dB when the input changes between 0 and 50 dB, which gives a setting R2 = 3/50 = 1/17.
With FET transistors, the output fluctuates between + 1.8 and -0.6 dB for an input dynamic of 60 dB.
Thus R2 = 2.4 / 60 = 1/25.
Double loop regulators therefore allow almost ideal and almost total adjustment.
By placing a digital threshold, such as that of a trigger, at a level corresponding to 0 dB, unwanted signals can be relegated to the unregulated (or possibly expanded) start part of the R2 curve. This results in a fundamental improvement in the signal / noise ratio.
Fig. It shows the oscillograms a i and b2, a r and brs a3 and b3 of the syllables PE, TE, KE obtained respectively at the output of channels C21 (plosives), and C35 (vocalization) of fig. 4. The mean relative delays of 12, 17, 32 ms make it possible to distinguish the plosive consonants p, t, k.
Fig. 12 shows the oscillograms ct and dt, c2 and d2, C3 and d8 of the syllables PA, TA, KA obtained respectively at the input of channel C24 (signal) where the amplitude is regularized and at the input of channel C27 ( error) restoring the amplitude variations. Information relating to dynamics can therefore be separated from that relating to frequency.
Examples of parameters
EMI7.1
<tb> <SEP> Frequencies <SEP> of <SEP> cutoff <SEP> (Hz)
<tb> <SEP> and <SEP> slopes <SEP> (dB / octave) <SEP> of the <SEP> input <SEP> filters <SEP> (a) <SEP> Constants <SEP> of <SEP> time
<tb> <SEP> and <SEP> from <SEP> loop <SEP> (b) <SEP> Error signal <SEP>
<tb> <SEP> Compressor
<tb> <SEP> dB <SEP> dB
<tb> <SEP> Position <SEP> high pass <SEP> low pass <SEP> Tii <SEP> T22 <SEP>
<tb> Position <SEP> Function <SEP> filter <SEP> hertz <SEP> octave <SEP> hertz <SEP> octave <SEP> ms <SEP> ms
<tb> <SEP> CAl <SEP> Attacks <SEP> Fal <SEP> 400 <SEP> 6 <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> (plosives) <SEP> Fbl <SEP> 750 <SEP> 6 <SEP> - <SEP> <SEP> - <SEP> <SEP> 10 <SEP> 30
<tb> <SEP> Envelopes
<tb> <SEP> CA2 <SEP> + <SEP> slopes <SEP> Fa2 <SEP> 400 <SEP> 6
<SEP> <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> + <SEP> channels <SEP> 12, <SEP> Fb2 <SEP> 500 <SEP> 24 <SEP> 2900 <SEP> 24 <SEP> 1 <SEP> 20
<tb> <SEP> 13
<tb> <SEP> CA3 <SEP> Spectrum <SEP> II <SEP> Fa3 <SEP> 400 <SEP> 6 <SEP> 6 <SEP>
<tb> <SEP> channels <SEP> 2,
<SEP> 11 <SEP> Fb3 <SEP> 500 <SEP> 24 <SEP> 6000 <SEP> 24 <SEP> 1 <SEP> 20
<tb> <SEP> CA4 <SEP> Spectrum <SEP> I <SEP> Fa4 <SEP> 200 <SEP> 6 <SEP> <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> channel <SEP> 1 <SEP> Fb4 <SEP> 500 <SEP> 24 <SEP> 1600 <SEP> 24 <SEP> 2 <SEP> 20
<tb> <SEP> CA5 <SEP> Fluctuations <SEP> FaS <SEP> 500 <SEP> 6 <SEP> <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> bearings <SEP> Fb5 <SEP> 800 <SEP> 6 <SEP> - <SEP> <SEP> - <SEP> <SEP> 5 <SEP> 100
<tb> <SEP> Vocalisation <SEP> Fa6 <SEP> 100 <SEP> 24 <SEP> 120 <SEP> 24 <SEP> - <SEP>
<tb> <SEP> melograph <SEP> Fb6 <SEP> 650 <SEP> 6 <SEP> - <SEP> <SEP> - <SEP> <SEP> 4 <SEP> 30
<tb>