Zusatzpatent zum Hauptpatent 518 031 Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer in ihrer Frequenz modulierten Hochfrequenzschwingung hoher Frequenzgenauigkeit_ Das Hauptpatent betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer in ihrer Frequenz modulierten Hochfre- quenzschwingung hoher Frequenzgenauigkeit, mit minde stens einem Schwingungserzeuger, dessen Frequenzablage durch eine erste und eine zweite an ihn angelegte Spannung je gegenseitig unabhängig beeinflusst werden kann.
Jene Schaltungsanordnung enthält ferner eine Prüfschaltung, wel che die Frequenz der erzeugten Schwingung mit einer Soll frequenz vergleicht und eine von der diesbezüglichen Ab weichung abhängige Korrekturspannung erzeugt. Ausser- dem enthält jene Schaltungsanordnung nach einem Pro gramm gesteuerte Schalter, welche in einer ersten Phase zwecks Angleichung der vom Schwingungserzeuger erzeug ten Frequenz an die Sollfrequenz die genannte Korrektur spannung als die genannte erste Spannung dem Schwin gungserzeuger und parallel dazu einer Speicherkapazität zu führen und ein festes Bezugspotential als die genannte zweite Spannung an den Schwingungserzeuger legen.
Jene Schalter trennen in einer zweiten Phase, unter Belassung der Verbindung zwischen Schwingungserzeuger und Speicherkapazität, den Ausgang der Prüfschaltung vom Schwingungserzeuger ab und legen anstelle des genannten Bezugspotentials ein Modulationssignal an. Das ganze Schaltprogramm läuft dabei derart ab, dass die beiden Pha sen ununterbrochen miteinander abwechseln.
In der genannten ersten Phase wird somit der Schwin gungserzeuger mit grosser Genauigkeit auf eine bestimmte mittlere Frequenz eingestellt und gleichzeitig die zur Errei chung der Sollfrequenz notwendige Korrekturspannung in der genannten Speicherkapazität gespeichert. In der zweiter Phase dagegen wird die Frequenz des Schwingungserzeu gers durch eine Modulationsspannung beeinflusst, wobei seine Mittelfrequenz durch die an der Speicherkapazität lie gende Spannung bestimmt und während der Modulation sphase unverändert gehalten ist.
Sofern als Schalter zum Anlegen der Korrekturspannung an den Schwingungserzeuger und zum diesbezüglichen Ab trennen ein Transistor, z. B. ein Feldeffekt-Transistor ver wendet wird, wirkt die dort zwischen Steueranschluss und Quellen- bzw. Senkenanschluss vorhandene Kapazität stö rend, indem beim Sperren des Transistors über diese Kapazi tät die Ladung der Speicherkapazität und damit die erste, d. h. die den Schwingungserzeuger auf die genannte Mittel frequenz steuernde Spannung beeinflusst wird, so dass wäh rend der zweiten Phase die an sich mögliche Frequenzgenau- igkeit nicht erreicht werden kann.
Aus den dargelegten Zu sammenhängen ergibt sich zwar, dass durch eine Vergrösse- rung der Speicherkapazität dieser Einfluss vermindert wer den kann, da sich die Potentialänderung nach dem Verhält nis zwischen der Transistorkapazität und der Speicherkapa zität richtet. Eine Vergrösserung dieser Speicherkapazität bewirkt jedoch eine Verlängerung der Regelzeit, da der Schalttransistor im Durchlasszustand einen gewissen Wider stand besitzt. Da die zulässige Regelzeit anlagebedingt ist, sind somit einer Vergrösserung der Speicherkapazität Gren zen gesetzt.
Die vorliegende Erfindung erlaubt nun trotz des stören den Einflusses der Kapazität eines vorzugsweise als Schalter verwendeten Schalttransistors, die mittlere Frequenz des Schwingungserzeugers während der genannten zweiten Phase auf einen Wert zu bringen, der ausserordentlich wenig vom Sollwert abweicht. Sie betrifft eine weitere Aus bildung der Schaltungsanordnung nach dem Hauptpatent, welche durch einen zusätzlichen Schalter und zusätzliche, die Frequenz des Schwingungserzeugers in Abhängigkeit von den genannten Korrekturspannung beeinflussende Schal tungsmittel mit einer parallel zu ihrem Eingang liegenden Speicherkapazität gekennzeichnet ist.
Die Steilheit der durch diese zusätzlichen Schaltungsmittel bewirkten Rege lung der Frequenzablage ist dabei kleiner als die durch die Wirkung der genannten ersten Spannung auf den Schwin gungserzeuger erreichte. Ein weiteres Kennzeichen dieser Schaltungsanordnung besteht in einer derartigen Ausbildung des genannten Programms, dass zwischen die genannte erste und die genannte zweite Phase eine Zwischenphase eingeschoben ist, während welcher der genannte zusätzliche Schalter ausschliesslich die genannten zusätzlichen Schal tungsmittel zur Wirkung bringt, und dass der zusätzliche Schalter in der zweiten Phase die zusätzlichen Schaltungs mittel, unter Belassung der an deren Eingang angeschlosse nen Speicherkapazität, von der Korrekturspannung abtrennt.
Die Erfindung wird nun anhand eines Ausführungsbei- spiels erklärt, in welchem während der Zwischenphase ein einziger Schaltzustand herrscht und in welcher somit insge samt zwei Speicherkondensatoren vorhanden sind. Die Fig. stellt einen Ausschnitt aus dem Schaltungsschema einer An ordnung gemäss aem 11aur>;pstent dar, wobei dieser Aus schnitt die Schalter, die Speicherkondensatoren und die zu sätzlichen Schaltungsmittel zur Beeinflussung der Frequen- zablage des Schwingungserzeugers zeigt. Die eine solche Frequenzablage hervorrufenden Schaltungsteile des Schwin gungserzeugers sind ebenfalls dargestellt.
Der Schwingungserzeuger O weist zwei Eingänge auf, wobei am einen Eingang die Regelspannung e1 (auch erste Spannung genannt) und während der genannten zweiten Phase am andern Eingang die der Modulation dienende Spannung e2 angelegt ist. Dieser Schwingungserzeuger ent hält einen aus der Induktivität L und der Kapazität C34 be stehenden Schwingkreis, welcher einen Teil eines Clapp-Os- zillators bildet, dessen weitere Schaltelemente bei V ange schlossen, jedoch nicht dargestellt sind. Über die Kondensa toren C3 und C33 ist je eine spannungsabhängige Kapazität SKl und SK31 parallel zum Schwingkreis geschaltet.
Das Schaltelement SK31 liegt zwischen der über den Wider stand R36 zugeführten Modulationsspannung e2 und einer Plusspannung, wodurch sich dessen Kapazität und damit die Resonanzfrequenz des Schwingkreises mit der zugeführten Spannung e2 ändert. Bei der Beeinflussung der erzeugten Frequenz durch die Spannung ei liegen die Verhältnisse grundsätzlich gleich wie bei der beschriebenen Beeinflus sung durch die Spannung e2.
Ein Unterschied liegt lediglich darin, dass zwischen Eingang und spannungsabhängiger Ka pazität SK1 ausser dem Widerstand R6 noch der Feldeffekt Transistor TR3 in Quellen-Folger-Schaltung (source-follo- wer) angeordnet ist. Dieser Transistor wirkt als Gleich stromverstärker mit hochohmigem Eingang und bewirkt eine wesentliche Erhöhung des Widerstandes des Regelein ganges gegenüber dem durch die spannungsabhängige Kapa zität SKl gebildeten. Über dem Widerstand R4 entsteht eine der Spannung e1 proportionale, diese Spannung nahezu erreichende Spannung.
Der Feldeffekt Transistor TRl dient als Schalter zwi schen der über den Widerstand R1 zugeführten Korrektur spannung d und dem beschriebenen Regeleingang des Schwingungserzeugers O. In der gezeichneten Stellung des symbolisch dargestellten Schalters S1 ist die Basis des Tran sistors TR2 über den Widerstand R3 an negatives Potential gelegt, so dass dieser Transistor gesperrt ist. Über den Widerstand R2 ist dann der Steueranschluss des Transistors TR1 an das Potential der Korrekturspannung gelegt, so dass dieser Transistor leitend ist.
Legt demgegenüber der Schal ter S1 Masse an die Basis des Transistors TR2 wird dieser Transistor leitend, der Steueranschluss des Transistors TR1 wird negativ und dieser Transistor somit gesperrt. Der Tran sistor Trl1, der als früher genannter zusätzlicher Schalter verwendet ist, und der Transistor TR12 mit den Widerstän den R11, R12, R13 und dem Schalter S11 sind gleich geschal tet wie die vorher beschriebenen Transistoren und Wider stände; demgemäss sind. auch die Funktionen dieselben.
Über den Transistor TRI1 ist auch der Steueranschluss des Feldeffekt-Transistors TR13 mit. der Korrekturspannung d verbunden, so dass dessen Potential e11 mit dem Korrek turpotential übereinstimmt. Dieser Transistor ist gleich .ge schaltet wie der Transistor TR3, und somit liegt eine der Spannung d proportionale Spannung an dem aus den beiden Widerständen R14 und R15 bestehenden Spannungsteiler. Der Transistor TR13 und der Spannungsteiler stellen die ge nannten zusätzlichen Schaltungsmittel dar, welche in später erklärter Weise die Frequenzablage des Schwingungserzeu gers<B>0</B> beeinflussen.
Der erste Anschluss eines ersten Speicherkondensators C2 ist an die erste die Frequenz des Schwingungserzeugers O beeinflussende Spannung e1 gelegt, während sein zweiter Anschluss an den Abgriff des aus den Widerständen R14 und R15 bestehenden Spannungsteilers angeschlossen ist. Ein zweiter Speicherkondensator C12 liegt am Eingang der genannten zusätzlichen Schaltungsmittel und ist über den Transistor TRl l mit der Korrekturspannung verbunden. So fern die beiden Transistoren TRl und TRl l leitend sind, ist somit der Kondensator C12 mit der vollen und der Konden sator C2 mit einem Teil der Korrekturspannung d aufgela den. Diese Teilspannung entspricht ungefähr der über dem Widerstand R14 liegenden Spannung.
Im Zustande, in welchem die beiden Schalter S1 und S11 umgelegt haben und somit die beiden Transistoren TR1 und TRl l gesperrt sind, sind die Verbindungen zwischen dem Transistor TRl und TR3 bzw. TR11 und TR13 beidseitig hochohmig von weitern Stromkreisen abgetrennt. Damit können sich die Ladungen der beiden Speicherkondensato ren C2 und C12 nicht mehr verändern. Infolgedessen bleibt auch das Potential e11 am Steueranschluss des Transistors TR13 unverändert, so dass sich auch der im Spannungsteiler 1114, R15 fliessenden Strom nicht ändert und das Potential an seinem Abgriff gleich bleibt.
Ebenso bleibt die erste Re gelspannung e1 erhalten.
Infolge der zwischen dem Steueranschluss des Transi stors TRl und seiner Quellen- bzw. Senkenelektrode vorhan denen Kapazität fliesst bei der Einleitung der Sperrung die ses Transistors, d. h. beim Anlegen von Sperrpotential an seinen Steueranschluss, ein Verschiebungsstrom von Masse über den Widerstand R15, den Speicherkondensator C2, den Transistor TRl, Kollektor und Emitter des Transistors TR2 an den negativen Pol der Spannungsquelle. Durch diesen Impuls wird die Ladung des Speicherkondensators C2 und damit das Potential am Eingang e1 verändert, und zwar hängt das Mass dieser Änderung vom Verhältnis der beiden in Serie liegenden Kapazitäten ab.
Nach der Sperrung des Transistors TRl kann zwar die Ladung des Kondensators C2 und damit die Frequenz des Schwingungserzeugers über diesen Transistor nicht mehr beeinflusst werden, aber der während der Einleitung des Sperrzustandes auftretende Po tentialsprung zerstört die vorherige genaue Übereinstim mung zwischen dem Potential d und dem Potential e1. Durch die Anordnung der in der Grössenordnung der ge nannten Transistor-Kapazität liegenden Kapazität<B>Cl</B> ist nun die Auswirkung der störenden Transistor-Kapazität minde stens angenähert kompensiert. Bei der Umlegung des Schal ters S1 von der dargestellten Ruhe- in die Arbeitsstellung wechselt das zwischen dem Schalter S1 und dem Wider stand R3 auftretende Potential
e3 im positiven, d. h. in dem der Änderung am Steueranschluss des Transistors TRI ent gegengesetzten Sinne. Dieser positive Spannungssprung wird nun mittels des Kondensators Cl auf den ersten Ein gang des Schwingungserzeugers O übertragen, wobei die dabei auftretende Polarität derjenigen des durch die Kapazi tät des Transistors TRl erzeugten Potentialsprungs entge- gengerichtet ist. Da die Kapazität des Transistors TRl keine feste Grösse ist, sondern von Spannung und Temperatur ab hängt, gelingt die Kompensation allerdings nicht vollkom men.
Die Genauigkeit der Kompensation kann immerhin durch genaue Einstellung gesteigert werden, wenn entweder ein einstellbarer Kondensator Cl verwendet wird oder sein nach der Spannung e3 führender Anschluss mit dem Abgriff eines verstellbaren, an der Spannung e3 liegenden Span- nungsteilers verbunden ist.
Durch die Betätigung des Umschalters S11 entsteht in gleicher Weise wie bei der Betätigung des Schalters S1 ein Potentialsprung auf der Verbindung zwischen dem Transi- stor TR11 und dem Steueranschluss des Transistors TR13, welcher mit Hilfe des Kondensators C11 ebenfalls angenä hert kompensiert wird.
Beim Ablauf des Programms mit abwechslungsweiser Frequenzeinstellung und Modulation schaltet nun die nicht dargestellte Programmsteuerung in einer ersten Phase die beiden Schalter S1, S11 in die dargestellte Stellung, so dass die Korrekturspannung d einerseits am Regeleingang des Schwingungserzeugers O und damit am ersten Anschluss des Kondensators C2 und andererseits am Steueranschluss des Transistors TR13 und damit am Kondensator C12 liegt.
Damit liegt auch eine der Korrekturspannung proportionale und angenähert deren Wert erreichende Spannung an dem aus den Widerständen R14 und R15 bestehenden Spannungs- teiler. Durch die Spannung e1 wird die Frequenz des Schwingungserzeugers O im Sinne ihrer Angleichung an eine Sollfrequenz beeinflusst, wobei am Ende der ersten Phase ein stabiler Zustand erreicht wird und die beiden Kondensatoren C2 und C12 einen bestimmten Ladezustand aufweisen. Nach Ablauf der ersten Phase wird eine Zwi schenphase eingeleitet, indem der Schalter S1 umgelegt und damit der Transistor TRl gesperrt wird.
Wie bereits kurz erwähnt, wird dabei die Spannung e1 und damit die Ladung des Kondensators C2 trotz der kompensierenden Wirkung des Kondensators Cl leicht geändert, was sich auch auf die vom Schwingungserzeuger abgegebene Frequenz auswirkt. Infolge des sich in dieser Zwischenphase noch in der Ruhe stellung befindlichen Umschalters S11 ist die an dem aus den Widerständen R14 und R15 bestehenden Spannungstei- ler liegende Spannung immer noch von der Korrekturspan nung abhängig. Die beschriebene, beim Übergang zwischen erster Phase und Zwischenphase auftretende leichte Ver stimmung der erzeugten Frequenz bewirkt nun auch die Än derung der Korrekturspannung und damit des Potentials am Abgriff des Spannungsteilers.
Da der Kondensator C2 in folge des gesperrten Transistors TR1 seine Ladung nicht verändern kann, werden die Änderungen des Potentials am Abgriff des Spannungsteilers als Änderungen auf das Poten tial e1 übertragen, welches somit weiterhin von Änderungen der Korrekturspannung abhängig ist, so dass eine erneute Einstellung der vom Schwingungserzeuger erzeugten Fre quenz auf die Sollfrequenz erfolgen kann. Bei dieser neuen Einstellung ist jedoch infolge der Wirkung des Spannungstei- lers die Steilheit der Beeinflussung der Frequenzablage durch die Korrekturspannung kleiner als während der ersten Phase.
Gegen das Ende der Zwischenphase hat sich die vom Schwingungserzeuger erzeugte Frequenz wiederum der Soll frequenz angeglichen. Die Ladung des Kondensators C2 ent spricht dann einer Grobkorrektur der erzeugten Frequenz und der Unterschied der Ladungen der Kondensatoren C2 und C12 einer Feinkorrektur.
Nach Beendigung der Zwischenphase wird durch Umle gen des Schalters S11 die zweite Phase eingeleitet, wodurch der Steuereingang des Transistors TR13 von der Korrektur spannung getrennt ist, so dass sein Potential und damit das Potential am Abgriff des Spannungsteilers nur noch durch die Ladung des Kondensators C12 bestimmt ist. Der durch die Wirkung der Kapazität des Transistors TR11 erzeugte Spannungssprung wird durch den Kondensator C11 zum Teil kompensiert. Infolge der Wirkung des Spannungsteilers ist nun aber der Einfluss des verbleibenden Spannungs sprungs auf die erzeugte Frequenz in einem durch das Ver hältnis der Regelsteilheiten bestimmten Masse kleiner als bei dem durch die Kapazität des Transistors TRl hervorge rufenen Spannungssprung.
Der verbleibende Frequenzfehler kann auf diese Weise sehr klein gehalten werden. Die wäh rend der zweiten Phase erzeugte Frequenz richtet sich nun einerseits nach der Spannung e1 am Regeleingang und an- derseits nach der während dieser Phase am Modulations- eingang angelegten Spannung e2.
Der Vorteil der Einschaltung einer Zwischenphase zwi schen die erste und- die zweite Phase liegt darin, dass einer seits durch die grosse Steilheit in der ersten Phase auch ein ziemlich stark von der Sollfrequenz abgewichener Schwin gungserzeuger mit einer verhältnismässig kleinen Korrektur spannung auf die Sollfrequenz zurückgeführt wird, wodurch der Fangbereich gross ist, während durch die kleine Steilheit in der Zwischenphase die Auswirkung der Abschaltung die ser Phase stark vermindert werden kann. Der damit verbun dene kleine Fangbereich genügt, indem beim Beginn der Zwischenphase die erzeugte Frequenz sehr wenig von der Sollfrequenz abweicht. Sofern die Regelung phasenstarr durchgeführt ist, hat die verminderte Steilheit auch keinen Einfluss auf die Regelgenauigkeit.
Es ist natürlich grundsätzlich auch möglich, die Regelung in mehr als zwei Phasen durchzuführen, wodurch die Ge nauigkeit fast beliebig hoch gesteigert werden kann.
Additional patent to the main patent 518 031 Circuit arrangement for generating a frequency-modulated high-frequency oscillation of high frequency accuracy_ The main patent relates to a circuit arrangement for generating a high-frequency oscillation modulated in its frequency with high frequency accuracy, with at least one vibration generator, whose frequency is transferred to it by a first and a second applied voltage can be influenced independently of each other.
That circuit arrangement also contains a test circuit which compares the frequency of the generated oscillation with a target frequency and generates a correction voltage dependent on the relevant deviation from. In addition, that circuit arrangement contains switches controlled according to a program, which in a first phase for the purpose of aligning the frequency generated by the vibration generator with the setpoint frequency, feed the correction voltage as the first voltage mentioned to the vibration generator and a storage capacity in parallel Apply a fixed reference potential to the vibration generator as said second voltage.
In a second phase, while leaving the connection between the vibration generator and storage capacity, these switches separate the output of the test circuit from the vibration generator and apply a modulation signal instead of the reference potential mentioned. The entire switching program runs in such a way that the two phases alternate with one another without interruption.
In the first phase mentioned, the vibration generator is thus set with great accuracy to a certain average frequency and at the same time the correction voltage necessary to achieve the setpoint frequency is stored in the mentioned storage capacity. In the second phase, on the other hand, the frequency of the vibration generator is influenced by a modulation voltage, its center frequency being determined by the voltage applied to the storage capacity and being kept unchanged during the modulation phase.
Provided that as a switch to apply the correction voltage to the vibration generator and to separate from a transistor such. B. a field effect transistor is used ver, acts there between the control connection and the source or sink connection existing capacity disruptive by ity when locking the transistor on this capacity the charge of the storage capacity and thus the first, d. H. the voltage controlling the oscillation generator to the said central frequency is influenced, so that the frequency accuracy which is possible in itself cannot be achieved during the second phase.
From the interrelationships outlined, it can be seen that this influence can be reduced by increasing the storage capacity, since the change in potential depends on the relationship between the transistor capacity and the storage capacity. However, an increase in this storage capacity causes an increase in the control time, since the switching transistor has a certain resistance in the on state. Since the permissible control time depends on the system, there are limits to an increase in storage capacity.
The present invention now allows, despite the disturbing influence of the capacitance of a switching transistor, preferably used as a switch, to bring the mean frequency of the oscillation generator to a value during the said second phase which deviates extremely little from the setpoint. It relates to a further development of the circuit arrangement according to the main patent, which is characterized by an additional switch and additional, the frequency of the vibration generator depending on said correction voltage influencing scarf processing means with a storage capacity parallel to its input.
The steepness of the regulation of the frequency offset caused by these additional circuit means is smaller than that achieved by the effect of the said first voltage on the vibration generator. A further characteristic of this circuit arrangement consists in such a design of the program mentioned that an intermediate phase is inserted between the first and second phases mentioned, during which the additional switch mentioned exclusively brings the additional switching means into effect, and that the additional switch in the second phase, the additional circuit means, leaving the storage capacity connected to its input, separates from the correction voltage.
The invention will now be explained using an exemplary embodiment in which a single switching state prevails during the intermediate phase and in which a total of two storage capacitors are thus present. The figure shows a section from the circuit diagram of an arrangement according to aem 11aur>; pstent, this section showing the switches, the storage capacitors and the additional circuit means for influencing the frequency offset of the vibration generator. The circuit parts of the vibration generator causing such a frequency offset are also shown.
The oscillation generator O has two inputs, the control voltage e1 (also called the first voltage) being applied to one input and the voltage e2 used for modulation being applied to the other input during said second phase. This oscillator contains an oscillating circuit consisting of the inductance L and the capacitance C34, which forms part of a Clapp oscillator, the other switching elements of which are connected at V, but are not shown. A voltage-dependent capacitance SK1 and SK31 is connected in parallel to the resonant circuit via the capacitors C3 and C33.
The switching element SK31 lies between the modulation voltage e2 supplied via the counter R36 and a positive voltage, which changes its capacitance and thus the resonance frequency of the resonant circuit with the supplied voltage e2. When the generated frequency is influenced by the voltage ei, the ratios are basically the same as for the described influence by the voltage e2.
The only difference is that between the input and the voltage-dependent capacitance SK1, in addition to the resistor R6, the field effect transistor TR3 is also arranged in a source-follower circuit (source-follower). This transistor acts as a direct current amplifier with a high-impedance input and causes a significant increase in the resistance of the control input compared to that formed by the voltage-dependent capacitance SKl. A voltage which is proportional to the voltage e1 and which almost reaches this voltage arises across the resistor R4.
The field effect transistor TRl serves as a switch between tween the correction voltage d supplied through the resistor R1 and the described control input of the oscillation generator O. In the illustrated position of the symbolically illustrated switch S1, the base of the Tran sistor TR2 is connected to negative potential via the resistor R3 so that this transistor is blocked. The control connection of the transistor TR1 is then connected to the potential of the correction voltage via the resistor R2, so that this transistor is conductive.
If, on the other hand, the switch S1 applies ground to the base of the transistor TR2, this transistor becomes conductive, the control connection of the transistor TR1 becomes negative and this transistor is thus blocked. The Tran sistor Trl1, which is used as an additional switch mentioned earlier, and the transistor TR12 with the resistors R11, R12, R13 and the switch S11 are switched the same as the previously described transistors and resistors; are accordingly. also the functions the same.
The control connection of the field effect transistor TR13 is also connected via the transistor TRI1. the correction voltage d connected so that its potential e11 corresponds to the correction potential. This transistor is switched in the same way as the transistor TR3, and thus a voltage proportional to the voltage d is applied to the voltage divider consisting of the two resistors R14 and R15. The transistor TR13 and the voltage divider represent the additional circuit means mentioned, which influence the frequency deviation of the vibration generator <B> 0 </B> in a manner explained later.
The first connection of a first storage capacitor C2 is connected to the first voltage e1 influencing the frequency of the oscillation generator O, while its second connection is connected to the tap of the voltage divider consisting of the resistors R14 and R15. A second storage capacitor C12 is connected to the input of the additional circuit means mentioned and is connected to the correction voltage via the transistor TR11. As far as the two transistors TRl and TRl l are conductive, the capacitor C12 is thus charged with the full and the capacitor C2 with a portion of the correction voltage d. This partial voltage corresponds approximately to the voltage across resistor R14.
In the state in which the two switches S1 and S11 have thrown and thus the two transistors TR1 and TRl l are blocked, the connections between the transistor TRl and TR3 or TR11 and TR13 are separated from other circuits on both sides with high resistance. This means that the charges in the two storage capacitors C2 and C12 can no longer change. As a result, the potential e11 at the control terminal of the transistor TR13 also remains unchanged, so that the current flowing in the voltage divider 1114, R15 does not change and the potential at its tap remains the same.
The first control voltage e1 is also retained.
As a result of the existing between the control connection of the transistor TRl and its source or sink electrode which capacitance flows when the blocking is initiated, this transistor, d. H. when blocking potential is applied to its control terminal, a displacement current from ground via resistor R15, storage capacitor C2, transistor TR1, collector and emitter of transistor TR2 to the negative pole of the voltage source. This pulse changes the charge of the storage capacitor C2 and thus the potential at the input e1, and the extent of this change depends on the ratio of the two capacitances in series.
After the transistor TRl is blocked, the charge of the capacitor C2 and thus the frequency of the oscillation generator can no longer be influenced via this transistor, but the potential jump occurring during the initiation of the blocking state destroys the previous exact correspondence between the potential d and the potential e1. By arranging the capacitance <B> Cl </B> which is in the order of magnitude of the transistor capacitance mentioned, the effect of the disruptive transistor capacitance is now at least approximately compensated. When switching the switch S1 from the illustrated rest to the working position, the potential occurring between the switch S1 and the resistance R3 changes
e3 in the positive, i.e. H. in the opposite sense to the change at the control terminal of the transistor TRI. This positive voltage jump is now transferred to the first input of the oscillation generator O by means of the capacitor C1, the polarity occurring in the process opposing that of the potential jump generated by the capacitance of the transistor TR1. Since the capacitance of the transistor TR1 is not a fixed value, but depends on the voltage and temperature, the compensation is not entirely successful.
The accuracy of the compensation can at least be increased by precise setting if either an adjustable capacitor C1 is used or its terminal leading to voltage e3 is connected to the tap of an adjustable voltage divider connected to voltage e3.
By operating the switch S11, in the same way as when the switch S1 is operated, a potential jump occurs on the connection between the transistor TR11 and the control terminal of the transistor TR13, which is also approximately compensated with the aid of the capacitor C11.
When the program is running with alternating frequency setting and modulation, the program control (not shown) now switches the two switches S1, S11 to the position shown in a first phase, so that the correction voltage d is on the one hand at the control input of the oscillation generator O and thus at the first connection of the capacitor C2 and on the other hand at the control connection of the transistor TR13 and thus at the capacitor C12.
A voltage which is proportional to the correction voltage and approximately reaches its value is thus also present at the voltage divider consisting of the resistors R14 and R15. The voltage e1 influences the frequency of the oscillation generator O in terms of its adjustment to a desired frequency, with a stable state being reached at the end of the first phase and the two capacitors C2 and C12 having a certain state of charge. After the first phase has elapsed, an inter mediate phase is initiated by throwing the switch S1 and thus blocking the transistor TRl.
As already briefly mentioned, the voltage e1 and thus the charge of the capacitor C2 is slightly changed in spite of the compensating effect of the capacitor C1, which also has an effect on the frequency emitted by the vibration generator. As a result of the switch S11, which is still in the rest position in this intermediate phase, the voltage across the voltage divider consisting of the resistors R14 and R15 is still dependent on the correction voltage. The described, occurring during the transition between the first phase and the intermediate phase, the slight Ver tuning of the generated frequency now also causes the change in the correction voltage and thus the potential at the tap of the voltage divider.
Since the capacitor C2 cannot change its charge as a result of the blocked transistor TR1, the changes in the potential at the tap of the voltage divider are transferred as changes to the potential e1, which thus continues to depend on changes in the correction voltage, so that the Frequency generated by the vibration generator can be carried out to the setpoint frequency. With this new setting, however, due to the effect of the voltage divider, the steepness of the influence on the frequency deviation by the correction voltage is smaller than during the first phase.
Towards the end of the intermediate phase, the frequency generated by the vibration generator has again adjusted to the setpoint frequency. The charge of the capacitor C2 then corresponds to a coarse correction of the generated frequency and the difference in the charges of the capacitors C2 and C12 to a fine correction.
After the end of the intermediate phase, the second phase is initiated by flipping the switch S11, whereby the control input of the transistor TR13 is separated from the correction voltage, so that its potential and thus the potential at the tap of the voltage divider is only determined by the charge on the capacitor C12 is. The voltage jump generated by the effect of the capacitance of the transistor TR11 is partially compensated for by the capacitor C11. As a result of the effect of the voltage divider, however, the influence of the remaining voltage jump on the generated frequency is smaller than the voltage jump caused by the capacitance of the transistor TRl in a mass determined by the ratio of the control steepnesses.
The remaining frequency error can be kept very small in this way. The frequency generated during the second phase is based on the one hand on the voltage e1 at the control input and on the other hand on the voltage e2 applied to the modulation input during this phase.
The advantage of including an intermediate phase between the first and the second phase is that, on the one hand, due to the steepness in the first phase, a vibration generator that deviates considerably from the target frequency is returned to the target frequency with a relatively small correction voltage , whereby the capture range is large, while the effect of the shutdown of this phase can be greatly reduced by the small steepness in the intermediate phase. The associated small capture range is sufficient because the generated frequency deviates very little from the target frequency at the beginning of the intermediate phase. If the control is carried out in a phase-locked manner, the reduced slope also has no influence on the control accuracy.
It is of course also possible in principle to carry out the regulation in more than two phases, whereby the accuracy can be increased to almost any level.