Verfahren und Einrichtung zur Unterdrückung von Störströmen in
Verstärkeranordnungen
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Unterdrückung von Störströmen in abgeschirmten Verstärkeranordnungen mit erdfreiem Eingang, bei denen die an den erdfreien Eingang angeschaltete Signalquelle auf einem Störpotential gegen Erde liegt. Die Erfindung betrifft weiterhin eine zur Durchführung des Verfahrens geeignete Einrichtung.
Die Messung und Verarbeitung kleiner elektrischer Signale mit hohem störenden Gleichtaktanteil in Form überlagerter Brummspannungen ist sehr häufig mit Schwierigkeiten verbunden. Derartige Brummspannungen können das Messresultat verfälschen und damit seinen Informationsgehalt in Frage stellen. Insbesondere wirken sich Brummspannungen nachteilig bei Geräten mit erdfreiem Eingang aus. Sehr ausgeprägt zeigt sich der schädliche Einfluss auf allen Gebieten der Biomedizin, speziell bei der Messung der sogenannten Aktionsspannungen des Körpers (Elektrokardiographie, Elektroenzephalographie usw.), wo neben der strengen Anforderung an die störungsfreie Messung noch besondere Rücksichten auf den Patienten genommen werden müssen. So ist es zum Beispiel notwendig, den gesamten durch den Patienten fliessenden Strom auf extrem niedrige Werte zu begrenzen (z. B. bei Herzsonden).
Bekannte Massnahmen, wie Anwendung von Verstärkern mit Differenzeingang und hoher Gleichtakt-Unterdrükkung, spezielle Abschirmungstechnik (inkl. doppelt angeschirmter Netztransformatoren) oder Batteriespeisung der Geräte führten bislang nicht zu befriedigenden Lösungen.
Vorkehrungen, die auftretenden Störsignale vollständig zu unterdrücken, scheitern entweder aus physikalischen Gründen (z. B. in vielen Anwendungen der Mess- und Regelungstechnik) oder sind kaum realisierbar. So müssten bei biomedizinischen Messungen der Patient, die Apparate und das Bedienungspersonal mittels eines perfekten Faraday-Käfigs vollständig abgeschirmt werden, was in der Praxis sehr aufwendig ist.
Zum besseren Verständnis der bei Abschirmungsmassnahmen auftretenden Probleme sei zunächst die Fig. 1 betrachtet. Das zu messende Signal Us (Quellenausgangswiderstand Rs = k- Rs + (k-1)Rs) befindet sich auf einem Störpotential UBR gegen Erde. Diese Störspannung kann beispielsweise durch einen kapazitiven Strom von der Netzleitung durch die Isolationsimpedanz ZOR hervorgerufen sein.
Der Verstärker V1 samt Speisebatterien Bl+ und Bl und Messeinrichtung M ist völlig abgeschirmt in einem Gehäuse G G untergebracht. Der Verstärker, z. B. ein Operationsverstärker, besitzt zwei Eingänge El und E'l. Die entsprechenden Eingangswiderstände sind RX, und R21. Ein Nulleiter Z verbindet die Punkte mit Bezugspotential innerhalb des Gehäuses G. Zwischen dem Nulleiter Z und dem Gehäuse G liegen ein Leckwiderstand RZG und eine parasitäre Kapazität CZG. Das Gehäuse G hat gegen die Erde einen Widerstand RGO und eine Kapazität CGO. Bei geerdetem Gehäuse sind sie natürlich kurzgeschlossen.
Beide Eingänge des Verstärkers V1 haben eine Spannung UBR gegen Erde. Also fliessen in dem Kreis die Ströme iBR, isl, i2s, ic und iR. Diese Ströme sind in Fig. 1 eingetragen und durch Pfeile angedeutet.
Die genannten Ströme schliessen sich über die parasitären Impedanzen CZG,RZG und CGO, RGo. Während nun die beiden parasitären Widerstände RZG und RGO praktisch beliebig gross gemacht und aus diesem Grunde in den weiteren Überlegungen vernachlässigt werden können, können die parasitären Kapazitäten CZG und CGO nur zum Teil beschränkt werden.#Diese parasitären Kapazitäten zwischen Gehäuse und Nulleiter der Verstärkeranordnung bzw. zwischen Gehäuse und Erde stellen die Hauptursache für die auftretenden Störungen dar.
Zur Berechnung der auftretenden Störspannungen sei nun angenommen, der Systemnullpunkt Z befinde sich auf einem Störpotential Uzo gegen Erde, d. h. Uzo ist der Spannungsabfall, der durch iBR an CZG und CGO entsteht.
Bei einem Verstärker mit unsymmetrischem Eingang (R21 = 0, Eingang E direkt mit Z verbunden) entsteht am Eingang des Verstärkers eine Störspannung
EMI1.1
Dieser Fall betrifft z. B. sogenannte chopperstabilisierte Gleichstromverstärker, die aus konstruktiven Gründen fast ausschliesslich unsymmetrische Eingänge aufweisen.
Bei einem Differenzverstärker (wie in Fig. 1 dargestellt) ist die Eingangsstörspannung bei Us = 0
EMI2.1
aus (2), (3) und (4) ergibt sich
EMI2.2
Die Spannung Uxz Uyz wirkt sich als reine Gleichtaktspannung aus. Ihre Wirkung entspricht einem äquivalenten Differenz-Störsignal
EMI2.3
In dieser Beziehung bedeutet CMRR die Gleichtaktunterdrückung des Differenzverstärkers (common-mode rejection ratio).
Während nun Gleichtaktunterdrückung von mehr als 100 dB zu realisieren sind, kann nun selten ein Verstärker eingesetzt werden, dessen Eingangswiderstand um mehr als fünf Zehnerpotenzen grösser ist als der Signalquellen-Eingangswiderstand. So müsste bei R,=lkOhm.n,,,und R,, grösser oder gleich 108 Ohm betragen. Ausserdem können kleine Unterschiede zwischen den Eingangswiderständen R11 und R2, des Verstärkers ein zusätzliches Differenz-Störsignal verursachen, ebensolche Differenz-Störsignale können aus Un gleichheiten der Widerstände kRs und (k- l)R5, d. h. k X, 'k,re sultieren. Dies kann aus den Beziehungen (3), (4), (5) entnommen werden.
Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung stellt dabei noch einen günstigen Fall dar, da die Speisung des Verstärkers und die der Messeinrichtung über Batterien erfolgt und der Eingang der Messeinrichtung erdfrei sein kann. In der Praxis hingegen wird meist Netzspeisung angewendet. Bei dieser Art der Speisung vergrössert sich die parasitäre Kapazität CZG um die Kapazität zwischen Abschirmungen im Netztransformator. Sobald der Ausgang des Verstärkers V1 mit anderen Geräten verbunden werden soll, entstehen zusätzliche Schwierigkeiten, die nur durch Anwendung von speziellen Abschirmtechniken umgangen werden können, z. B. spezielle abgeschirmte Netztransformatoren, DC/DC-Wandler mit abgeschirmten Trenntransformatoren, optische Kopplung usw. Meist führt jedoch die Verwendung galvanisch trennender Mittel zu einer weiteren Vergrösserung der parasitären Impedanzen.
Ausser den oben aufgezeigten Störungen der eigentlichen Messung kann auch der Störstrom iBR unerwünscht, ja schädlich sein. Dies trifft vor allem bei biomedizinischen Messungen zu, bei denen der Patient selbst die Signalquelle darstellt. Erschwerend kommt hinzu, dass der Patient sich bedingt durch kapazitive Ströme vom Wechselstromnetz auf einem Störpotential gegen Erde befinden kann. Dieses Störpotential kann die Messungen stören oder verunmöglichen. Der genannte Störstrom muss unter allen Umständen unter einem bestimmten, sehr kleinen Wert (z. B. weniger als 1 #A) gehalten werden, um den Patienten vor bleibenden Schäden zu bewahren.
Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, Mittel und Wege anzugeben, die in Verstärkeranordnungen auftretenden Störs#tröme auf unschädliche Werte zu begrenzen und Störsignale weitgehend zu unterdrücken.
Es wird dabei von folgender Überlegung ausgegangen: Gelingt es, die Störströme innerhalb der Verstärkeranordnung zu unterdrücken, so können sie einerseits keinen sto - renden Einfluss auf das Messobjekt ausüben, andererseits entstehen auch keine Störspannungen mehr am Eingang der Verstärkeranordnung. Dies kann erfindungsgemäss dadurch erreicht werden, dass die in der Verstärkeranordnung von der Signalquelle zur Erde fliessenden Störströme durch aktive Schaltungsmittel unterdrückt werden. Die zur Durchführung des genannten Verfahrens vorgesehene Einrichtung weist erfindungsgemäss Schaltungsmittel auf, die dazu dienen, den an den parasitären Impedanzen zwischen Nulleiter und Abschirmung der Verstärkeranordnung durch die Störströme entstehenden Spannungsabfalls zu Null zu machen.
Liegt nämlich zwischen zwei Punkten gleichen Potentials eine beliebige Impedanz, so kann kein Strom durch sie hindurchfliessen, da die den Strom treibende Spannung fehlt Damit wirkt die betreffende Impedanz sich als unendlich hohe aus, d. h. praktisch als Unterbrechung des Stromkreises. Störströme können damit nicht mehr fliessen, und Störspannungen entstehen nicht mehr.
Besondere Ausführungsarten der Erfindung ergeben sich aus den in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Beschreibung. Es zeigt:
Fig. 1 eine Verstärkeranordnung zur Erläuterung des Zustandekommens und Einflusses von Störströmen und Störspannungen,
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild zur Erläuterung der Erfindung,
Fig. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel nach der Erfindung,
Fig. 4 eine erste Verstärkeranordnung mit aktiver Abschirmung,
Fig. 5 ein zweites Ausführungsbeispiel als erste Variante der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung,
Fig. 6 ein drittes Ausführungsbeispiel als zweite Variante der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung,
Fig. 7 ein gegenüber der Schaltungsanordnung der Fig. 6 modifiziertes viertes Ausführungsbeispiel,
Fig. 8 ein besonders vorteilhaftes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung,
Fig.
9 eine zweite Verstärkeranordnung mit aktiver Abschirmung,
Fig. 10 eine mögliche Realisierung der Erfindung bei netzgespeister Verstärkeranordnung.
Zum Verständnis der vorgschlagenen Schaltungsanordnung sei der Beschreibung eines ersten Ausführungsbeispiels zunächst das Prinzipschaltbild der Fig. 2 vorangestellt. Diese Figur zeigt das Ersatzschaltbild für den Störstrom iBR. Der Störstrom fliesst, von der Störstromquelle QOR (Innenimpedanz ZOR) kommend, über den Ersatzwiderstand RE, die parasitäre Impedanz CZG (zwischen Nulleiter Z und Gehäuse G) und über die parasitäre Impedanz CGO (zwischen Gehäuse G und Erde) zur Erde. Der Ersatzwiderstand RE ist dabei die Parallelschaltung je zweier in Reihe geschalteter Widerstände kR5, R11 bzw. (1-k)R5, R21.
In den Fig. 2-10 sind die parasitären Impedanzen als Kondensatoren CZG, Czo, CGO dargestellt. Dies entspricht mehr der Praxis, da bei den auftretenden Impedanzen der kapazitive Anteil überwiegt.
Dieser in dem oben beschriebenen Ersatzschaltbild fliessende Strom iBR kann nun durch den Einsatz aktiver Mittel unterdrückt werden. Dies vollzieht sich dadurch, dass parallel zu der parasitären Impedanz CZG ein als nichtinvertierender Verstärker geschalteter Operationsverstärker V2 geschaltet wird. Dies ist in der Fig. 3 dargestellt. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers V2 ist dem dem Ersatzwiderstand RE zugewandten Belag des Kon densators CZG, der Ausgang und der invertierende Eingang des Operationsverstärkers sind zusammengeschaltet und mit dem anderen Belag des genannten Kondensators CZG verbunden. Die zwischen dem genannten nichtinvertierenden Eingang und Erde liegende Parallelschaltung eines Widerstandes R2 und eines Kondensators C2 stellen die Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers dar.
Der Operationsverstärker V2 arbeitet in dieser Schaltung als Verstärker mit hoher Stromverstärkung, Spannungsverstärkung a2 = 1 und hoher Eingangsimpedanz.
Um die Darstellung zu vereinfachen, werden im folgenden die einzelnen, an verschiedenen Punkten der Schaltungen auftretenden Spannungen ohne Pfeile dargestellt. Alle Spannungen beziehen sich auf Erde.
Wie sich nun mit Hilfe der bekannten Rechenregeln für Operationsverstärker zeigen lässt, muss bei einem idealen Operationsverstärker (unendlich grosse Leerlaufverstärkung, kein Eingangsstrom) die Spannung am nichtinvertierenden Eingang und am Ausgang des Verstärkers gleich sein. Mit der in Fig. 3 gewählten Bezeichnung muss dann U2 = U3 sein. Aus diesem Grunde ist auch der durch die parasitäre Impedanz CZG fliessende Strom i2 ebenfalls gleich Null. Da nun auch i2 = 14 = 0 sind, fliesst auch durch den Ersatzwiderstand RE kein Strom, d. h. U, ist ebenfalls gleich U2. Der Strom i3, durch den der Spannungsabfall U3 an der parasitären Impedanz CGO entsteht, wird vom Operationsverstärker V2, resp. von seiner Speisung (nicht eingezeichnet) geliefert.
Die obigen Ausführungen gelten, wie eingangs erwähnt, in aller Strenge nur für ideale Operationsverstärker. Bei einem realen Verstärker wird ein endlicher (kleiner) Strom i4 durch die nun endliche Eingangsimpedanz Z2 fliessen und die Leerlaufverstärkung endlich sein. Die Spannungsverstärkung weicht dann von 1 ab, nach Massgabe der Beziehung a2 = aO/(l + aO) worin aO der sogenannte Leerlaufverstärkungsfaktor bedeutet. Bei realen Operationsverstärkern liegt der Leerlaufverstärkungsfaktor aO typisch zwischen 104 und 105 bei endlicher Eingangsimpedanz. Dadurch erniedrigt sich die Spannungsverstärkung a2 auf den Wert (1-10-4) bis (1-10-5). Es kommt zu einem, wenn auch kleinen Spannungsabfall an CZG, der wiederum einen entsprechend geringen Strom i2 durch diese zur Folge hat.
Dieser Strom ist um die besagten Grössenordnungen kleiner als der Strom, der fliessen würde, wenn der Operationsverstärker V2 der parasitären Kapazität CZG nicht parallel geschaltet wäre. Mit anderen Worten heisst das, dass sich die parasitäre Kapazität ebenfalls um die besagten Grössenordnungen verkleinert. Auch trägt der durch die endliche Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers abfliessende Störstromanteil in geringem Masse zur Verschlechterung bei.
Anhand der Fig. 4, die eine beispielsweise Ausführungs form einer Verstärkeranordnung mit Mitteln zur Unterdrükkung von Störströmen zeigt, wird nachstehend der mit der
Erfindung erzielbare Effekt erläutert. Diese Figur entspricht im wesentlichen der Schaltungsanordnung der Fig. 1, in die nun ein zusätzlicher Verstärker V2 einbezogen worden ist.
Die gesamte Anordnung ist in einem geerdeten Gehäuse O eingeschlossen, mit Ausnahme der Signalquelle Qs und der Störsignalquelle QBR. In diesem geerdeten Gehäuse -0 ist das den Verstärker Vl, seine Speisebatterien B1 und B1+ und die Messeinrichtung M enthaltende Gehäuse G elek trisch isoliert untergebracht. In der Zeichnung sind beide Gehäuse, die gleichzeitig der Abschirmung dienen, durch stark ausgezogene Linien verdeutlicht. Der Nulleiter Z, der den Verstärker Vl, die Batterie B1# und B1+ und die Messeinrichtung M verbindet, ist ebenfalls elektrisch vom Gehäuse G isoliert.
Die parasitären Kapazitäten zwischen Nullleiter Z und Gehäuse G, zwischen Gehäuse G und Erde (geerdetes Gehäuse 0) und zwischen Nulleiter Z und Erde sind strichliert angedeutet. Die beiden Eingänge des Verstärkers Vl sind derart mit den entsprechenden Anschlüssen der Signalquelle Q5 verbunden, dass keine parasitären Kapazitäten zwischen diesen Verbindungsleitungen und dem geerdeten Gehäuse 0 vorhanden sind. Dies ist ebenfalls in Fig. 4 angedeutet, indem das Gehäuse G isoliert durch das geerdete Gehäuse 0 hindurchgeführt ist.
Der Verstärker V2 ist der parasitären Kapazität CZG parallel geschaltet, d. h. sein nichtinvertierender Eingang ist mit dem Nulleiter Z verbunden, sein nichtinvertierender Eingang ist mit dem Ausgang des Verstärkers V2 zusammengeschaltet und liegt am Gehäuse G. Bezugspotential für diesen Verstärker ist das geerdete Gehäuse 0, gespeist wird er durch die Batterien B2 und B2+. Der zwischen seinem nichtinvertierenden Eingang und geerdetem Gehäuse 0 eingezeichnete Kondensator Czo entspricht dem Kondensator C2 in Fig. 3 und bildet zusammen mit R2 die Eingangsimpedanz für den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers V2. Der Vollständigkeit wegen ist in Fig. 4 auch der Eingangswiderstand des invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers V2 mit eingezeichnet.
Die Wirkungsweise der Schal tungsanordnung geht aus folgendem hervor:
Der Operationsverstärker V2, der parallel zu der parasitären Impedanz CZG zwischen Nulleiter Z und Gehäuse G geschaltet ist, macht den Spannungsabfall über dieser Impedanz zu Null, d. h. er erzwingt Potentialgleichheit an Nulleiter tee Z und Gehäuse G. Aus diesem Grunde fliesst auch kein Störstrom über die Impedanz. Damit fliesst auch kein Störstrom von Störsignalquelle QBR über die Signalquelle Qs in den Verstärker Vl. Da nun kein Störstrom in den Eingang des Verstärkers V1 fliesst, kann weder ein störendes Gleichtaktsignal noch ein störendes Differenzsignal am Verstärkereingang entstehen.
Zwar liegt nun die Signalquelle Qs und der Nulleiter, der Bezugspunkt für das Eingangssignal, auf dem Störpotential, dieses hat nun aber keinen Einfluss auf die Messung und Verarbeitung des Eingangssignals.
Aus den obigen Betrachtungen erhellt, dass es nicht sinnvoll ist, die parasitäre Impedanz CGO zwischen Gehäuse und Erde durch einen Verstärker zu beschalten. Die erforderliche Potentialgleichheit wäre dann nicht mehr gegeben, da der Operationsverstärker dann auf einen Kurzschluss arbeiten würde. Wichtig ist es also, den Nulleiter Z von Verstärker V samt seiner Speisung und die an den Verstärker Vl angeschaltete Messeinrichtung M auf das Potential der Signalquelle Qs zu bringen.
Der Bezugspunkt Zv2 für den Operationsverstärker V2 ist Erde. Da der Nulleiter Z direkt mit dem nichtinvertierenden Eingang dieses Verstärkers verbunden ist, wirkt sich dessen Eingangsimpedanz als parasitäre Impedanz Czo zwischen Nulleiter und Erde aus, über die ein (sehr kleiner) Bruchteil des Störstromes fliesst. Dieser geringe Anteil kann jedoch durch geeignete Auswahl des Operationsverstärkers V2 in engen Grenzen gehalten werden, z. B. durch Verwendung von Operationsverstärkern mit FET-Eingang.
Die Eingansimpedanz des invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers V2 hat keinen nachteiligen Einfluss auf die Schaltungsanordnung, da diese Impedanz der parasitären Impedanz CGO zwischen Gehäuse G und Erde parallel geschaltet ist.
Wie eingangs erwähnt, bringt der in den Eingang des Operationsverstärkers V2 fliessende Strom 14 eine, wenn auch geringe Verschlechterung der Störstromunterdrückung mit sich. Diesem Umstand trägt nun die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 5 Rechnung. Dort wird der besagte Eingangsstrom i4 durch einen von einem weiteren Opera tionsverstärker V3 erzeugten Strom i7 kompensiert.
Die Schaltungsanordnung der Fig. 5 geht dabei von dem grundsätzlichen Aufbau der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung aus und weist eine zusätzliche, an sich bekannte Neutralisationsschaltung auf. Der Operationsverstärker V3 ist mit seinem nichtinvertierenden Eingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers V2 verbunden. Das RC-Glied R3C3 symbolisiert die Eingangsimpedanz dieses Eingangs. Der Ausgang des Operationsverstärkers V3 ist über ein aus einstellbarem Widerstand R7 und einstellbarem Kondensator C7 bestehendes RC-Glied auf den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers V2 geführt Die Widerstände R'3 und R"3 dienen in bekannter Weise zum Einstellen des Verstärkungsgrades. Mit R7 und C7 lässt sich die gewünschte Neutralisation, d. h. die Kompensation von 14 durch i7, optimal einstellen.
Es sei an dieser Stelle vermerkt, dass sich sowohl in der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 als auch in der nach Fig. 5 am Eingang des Operationsverstärkers V2 ein Gleichtaktsig nal der Grösse (U2 + U3)12 einstellt. Dieses Gleichtaktsignal zu unterdrücken ist Aufgabe der nachstehend beschriebenen Schaltungsanordnung gemäss Fig. 6. Mit dieser wird sowohl der Eingangsstrom 14 des Operationsverstärkers V2 als auch das Gleichtaktsignal (U2 + U3)/2 unterdrückt. Es handelt sich dabei um eine modifizierte Bootstrapschaltung. Der Nulleiter (Bezugspunkt) ZV2 des Operationsverstärkers V2 ist hier, im Gegensatz zu den Anordnungen der Fig. 3 und 5, nicht mehr die Erde, sondern das Gehäuse G, an das auch der Ausgang des Operationsverstärkers V4 - dieser hat die Erde als Bezugspunkt - angeschaltet ist.
Im Gegensatz zu der Schaltungsanordnung von Fig. 5 wird hier der Strom 13 durch die parasitäre Impedanz CGO vom Operationsverstärker V4 aufgebracht. Der Operationsverstärker V2 liefert nur den Eingangsstrom 16 von V4.
Die Fig. 7 zeigt eine Modifikation der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 6. Hier wird ebenso der Strom 14 und die Gleichtaktspannung (U2 +U3)12 unterdrückt. Der Strom fliesst jetzt über die Operationsverstärker V2 und V5 sowie die Impedanz CGO-
Als besonders vorteilhaft muss die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 8 angesehen werden. Sie wird nachstehdend näher erläutert.
Die Störsignalquelle QBR ist über den Ersatzwiderstand RE mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers V2 und mit dem einen Belag des die parasitäre Impedanz CZG darstellenden Kondensators verbunden. Der andere Belag liegt am invertierenden Eingang des genannten Verstärkers V2. Die mit den beiden Eingängen verbundenen RC-Glieder R2C2 bzw. R'2C'2 symbolisieren die Eingangsimpedanzen der genannten Eingänge, liegen demnach zwischen diesen und dem Nulleiter ZV2 des Operationsverstärkers V2. Der Ausgang des Operationsverstärkers V2 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang eines weiteren Operationsverstärkers V6 verbunden. Der invertierende Eingang von V6 liegt an Erde, er kann aber auch vorteilhaft mit dem Ausgang von V6 verbunden sein. Zwischen dem genannten nicht invertierenden Eingang und Erde liegt ein RC-Glied R6C6.
Es stellt die Eingangsimpedanz für diesen Eingang dar. Der Ausgang des Operationsverstärkers V6 ist einerseits mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers V2, andererseits mit der parasitären Impedanz CGO verbunden.
Es handelt sich bei dieser Schaltungsanordnung wiederum um eine modifizierte Bootstrapschaltung. Der Strom 13 durch die parasitäre Impedanz CGO wird nur vom Operationsverstärker V5 geliefert, der vorteilhafterweise eine Spannungsverstärkung von a6 = 1 haben soll. Dann ist nämlich Spannungsgleichheit zwischen U6 (Einagangsspannung am nichtinvertierenden Eingang von V6) und U3 (Spannungsabfall an der parasitären Kapazität CGO). Dies wiederum hat zur Folge, dass kein kapazitiver Strom zwischen den entsprechenden Klenimen fliessen kann. Der Eingangsstrom 16 des Operationsverstärkers V6 wird vom Operationsverstärker V2 aufgebracht.
Wie sich durch eine einfache Rechnung zeigen lässt, wirken alle Impedanzen, zwischen denen die Spannung (U2 - U3) anliegt, als solche aus, die um den Faktor aO grösser sind. Dies betrifft also nicht nur die parasitäre Impedanz CZG, sondern auch die Eingangsimpedanz R2C2 des Verstärkers V2. Eine effektive Verkleinerung von CZG und C4 um einen Faktor von 10+4 bis 10+5 lässt sich somit erreichen, wenn auch die (passiven) Abschirmungsmittel richtig eingesetzt werden.
Die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 8 weist noch einen weiteren Vorteil auf. Der Operationsverstärker V2 kann einen unsymmetrischen Eingang besitzen, da sein Nullleiter (Bezugspunkt) ebenso wle sein invertierender Eingang auf U3-Potential liegt. Am Eingang von V2 kann demnach auch kein störendes Gleichtaktsignal anliegen.
Fig. 9 zeigt, in welcher Weise die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 8 in eine Verstärkeranordnung eingegliedert werden kann.
Während bei den im vorstehenden beschriebenen Schal tungsanordnungen die Speisung der einzelnen Verstärker durch Batterien erfolgte, zeigt nun die Anordnung der Fig.
10, auf welche Weise sich die vorgeschlagene Störstromunterdrückung bei netzgespeisten Geräten verwirklichen lässt. Sie entspricht im wesentlichen der Fig. 4, weist jedoch neben der genannten Netzspeisung eine zusätzliche Einrichtung zur galvanischen Entkopplung des Ausgangssignals von Verstärker V, auf. Die letzgenannte Massnahme kann für manche Anwendungen von Vorteil sein.
So sind neben dem Netztransformator TN, der mit dreifacher Abschirmung ausgeführt ist, ein Trenntransformator TT vorgesehen. Der Trenntransformator wird gespeist von einem Modulator MOD, der beispielsweise ein Chopper sein kann. Das Ausgangssignal des Trenntransformators wird einem Demodulator DEMOD zugeführt, der aus dem Ausgangssignal das ursprüngliche Ausgangssignal des Verstärkers V, ableitet. Statt einer Anordnung mit Modulator, Trenntransformator und Demodulator kann auch ein optoelektronisches Kopplungselement vorgesehen sein.
Anordnungen zur galvanischen Entkopplung sind bekannt und werden aus diesem Grunde nicht näher erläutert.
Ebenso wird hier nicht auf Einzelheiten der Abschirmtechnik eingegangen. Es sei lediglich auf Morrison R.: Grounding an Shielding Techniques in Instrumentation , John Wiley and Sons Inc., 1967, verwiesen, wo spezielle Abschirmungstechniken und Erdungsprobleme eingehend erörtert worden sind.
Abschliessend sei noch darauf hingewiesen, dass die vorgeschlagenen Schaltmittel zur Unterdrückung von Stör strömen nicht nur auf Verstärkeranordnungen mit symmetri schen Eingängen beschränkt werden, da aufgrund der Eigen schaften der aktiven Abschirmung keine störenden Gleich taktsignale am Eingang der Verstärkeranordnung auftreten.
Method and device for suppressing interference currents in
Amplifier arrangements
The invention relates to a method for suppressing interference currents in shielded amplifier arrangements with a floating input, in which the signal source connected to the floating input is at an interference potential to earth. The invention also relates to a device suitable for carrying out the method.
The measurement and processing of small electrical signals with a high disruptive common mode component in the form of superimposed ripple voltages is very often associated with difficulties. Such ripple voltages can falsify the measurement result and thus question its information content. In particular, ripple voltages have a detrimental effect on devices with a floating input. The harmful influence is very pronounced in all areas of biomedicine, especially when measuring the so-called action voltages of the body (electrocardiography, electroencephalography, etc.), where in addition to the strict requirements for interference-free measurement, special consideration must be given to the patient. For example, it is necessary to limit the total current flowing through the patient to extremely low values (e.g. with cardiac probes).
Well-known measures, such as the use of amplifiers with differential input and high common-mode suppression, special shielding technology (including double-shielded mains transformers) or battery supply of the devices have so far not led to satisfactory solutions.
Precautions to completely suppress the interfering signals that occur either fail for physical reasons (e.g. in many measurement and control technology applications) or can hardly be implemented. In the case of biomedical measurements, the patient, the apparatus and the operating personnel would have to be completely shielded by means of a perfect Faraday cage, which in practice is very complex.
For a better understanding of the problems that arise with shielding measures, FIG. 1 should first be considered. The signal Us to be measured (source output resistance Rs = k- Rs + (k-1) Rs) is at an interference potential UBR to earth. This interference voltage can be caused, for example, by a capacitive current from the power line through the insulation impedance ZOR.
The amplifier V1 together with the supply batteries Bl + and Bl and measuring device M is accommodated in a housing G G, completely shielded. The amplifier, e.g. B. an operational amplifier has two inputs El and E'l. The corresponding input resistances are RX, and R21. A neutral conductor Z connects the points with reference potential within the housing G. A leakage resistance RZG and a parasitic capacitance CZG are located between the neutral conductor Z and the housing G. The housing G has a resistance RGO and a capacitance CGO to earth. If the housing is earthed, they are of course short-circuited.
Both inputs of the amplifier V1 have a voltage UBR to ground. So the currents iBR, isl, i2s, ic and iR flow in the circle. These currents are entered in FIG. 1 and indicated by arrows.
The currents mentioned are closed via the parasitic impedances CZG, RZG and CGO, RGo. While the two parasitic resistances RZG and RGO can be made practically any size and for this reason can be neglected in further considerations, the parasitic capacitances CZG and CGO can only be limited in part. # These parasitic capacitances between the housing and the neutral conductor of the amplifier arrangement or between the housing and earth are the main cause of the malfunctions that occur.
To calculate the interference voltages that occur, it is now assumed that the system zero point Z is at an interference potential Uzo to earth, i.e. H. Uzo is the voltage drop caused by iBR at CZG and CGO.
In the case of an amplifier with an asymmetrical input (R21 = 0, input E connected directly to Z), an interference voltage occurs at the input of the amplifier
EMI1.1
This case concerns e.g. B. so-called chopper-stabilized DC amplifiers, which for structural reasons almost exclusively have unbalanced inputs.
In the case of a differential amplifier (as shown in FIG. 1) the input interference voltage is at Us = 0
EMI2.1
from (2), (3) and (4) results
EMI2.2
The voltage Uxz Uyz acts as a pure common-mode voltage. Their effect corresponds to an equivalent differential interference signal
EMI2.3
In this context, CMRR means the common-mode rejection of the differential amplifier (common-mode rejection ratio).
While common-mode rejection of more than 100 dB can now be achieved, an amplifier can rarely be used whose input resistance is more than five powers of ten greater than the signal source input resistance. So with R, = lkOhm.n ,,, and R ,, should be greater than or equal to 108 Ohm. In addition, small differences between the input resistances R11 and R2 of the amplifier can cause an additional differential interference signal. Differential interference signals of the same kind can result from inequalities in the resistances kRs and (k-l) R5, i. H. k X, 'k, result. This can be seen from the relationships (3), (4), (5).
The arrangement shown in FIG. 1 still represents a favorable case, since the amplifier and the measuring device are fed via batteries and the input of the measuring device can be floating. In practice, however, mains supply is mostly used. With this type of supply, the parasitic capacitance CZG is increased by the capacitance between the shields in the network transformer. As soon as the output of the amplifier V1 is to be connected to other devices, additional difficulties arise which can only be circumvented by using special shielding techniques, e.g. B. special shielded power transformers, DC / DC converters with shielded isolating transformers, optical coupling, etc. Usually, however, the use of galvanically isolating means leads to a further increase in the parasitic impedances.
Apart from the disturbances of the actual measurement mentioned above, the disturbance current iBR can also be undesirable, even harmful. This is especially true for biomedical measurements in which the patient himself is the signal source. To make matters worse, the patient may be at an interference potential to earth due to capacitive currents from the alternating current network. This interference potential can disrupt the measurements or make them impossible. The mentioned interference current must under all circumstances be kept below a certain, very small value (e.g. less than 1 #A) in order to protect the patient from permanent damage.
It is therefore the object of the invention to provide ways and means to limit the interference currents occurring in amplifier arrangements to harmless values and to largely suppress interference signals.
It is based on the following consideration: If it is possible to suppress the interference currents within the amplifier arrangement, then on the one hand they cannot have a disruptive influence on the device under test, and on the other hand no interference voltages arise at the input of the amplifier arrangement. According to the invention, this can be achieved in that the interference currents flowing in the amplifier arrangement from the signal source to earth are suppressed by active switching means. According to the invention, the device provided for carrying out the mentioned method has circuit means which serve to make the voltage drop resulting from the interference currents at the parasitic impedances between the neutral conductor and the shielding of the amplifier arrangement to zero.
If there is any impedance between two points of the same potential, no current can flow through it, since the voltage driving the current is missing. The impedance in question has an infinitely high effect, i.e. H. practically as an interruption of the circuit. Interference currents can no longer flow and interference voltages no longer arise.
Special embodiments of the invention emerge from the exemplary embodiments shown in the drawings in conjunction with the description. It shows:
1 shows an amplifier arrangement to explain the occurrence and influence of interference currents and interference voltages,
2 shows a basic circuit diagram to explain the invention,
3 shows a first embodiment according to the invention,
4 shows a first amplifier arrangement with active shielding,
FIG. 5 shows a second exemplary embodiment as a first variant of the circuit arrangement shown in FIG. 3,
FIG. 6 shows a third exemplary embodiment as a second variant of the circuit arrangement shown in FIG. 3,
FIG. 7 shows a fourth exemplary embodiment which is modified compared to the circuit arrangement in FIG. 6,
8 shows a particularly advantageous embodiment of a circuit arrangement according to the invention,
Fig.
9 a second amplifier arrangement with active shielding,
10 shows a possible implementation of the invention with a mains-fed amplifier arrangement.
In order to understand the proposed circuit arrangement, the description of a first exemplary embodiment should first be preceded by the basic circuit diagram of FIG. This figure shows the equivalent circuit diagram for the interference current iBR. The interference current flows, coming from the interference current source QOR (internal impedance ZOR), via the equivalent resistance RE, the parasitic impedance CZG (between neutral conductor Z and housing G) and via the parasitic impedance CGO (between housing G and earth) to earth. The equivalent resistor RE is the parallel connection of two resistors kR5, R11 or (1-k) R5, R21 connected in series.
In FIGS. 2-10, the parasitic impedances are shown as capacitors CZG, Czo, CGO. This corresponds more to practice, since the capacitive component predominates in the impedances that occur.
This current iBR flowing in the equivalent circuit diagram described above can now be suppressed by using active means. This takes place in that an operational amplifier V2 connected as a non-inverting amplifier is connected in parallel with the parasitic impedance CZG. This is shown in FIG. 3. The non-inverting input of the operational amplifier V2 is the coating of the capacitor CZG facing the equivalent resistor RE, the output and the inverting input of the operational amplifier are interconnected and connected to the other layer of said capacitor CZG. The parallel connection of a resistor R2 and a capacitor C2, which lies between the aforementioned non-inverting input and earth, represents the input impedance of the operational amplifier.
The operational amplifier V2 works in this circuit as an amplifier with high current gain, voltage gain a2 = 1 and high input impedance.
In order to simplify the illustration, the individual voltages occurring at different points in the circuits are shown without arrows in the following. All tensions are related to earth.
As can now be shown with the help of the known calculation rules for operational amplifiers, in an ideal operational amplifier (infinitely large open loop gain, no input current), the voltage at the non-inverting input and at the output of the amplifier must be the same. With the designation chosen in FIG. 3, U2 = U3 must then be. For this reason, the current i2 flowing through the parasitic impedance CZG is also equal to zero. Since i2 = 14 = 0, no current flows through the equivalent resistor RE either, i.e. H. U, is also equal to U2. The current i3, through which the voltage drop U3 occurs at the parasitic impedance CGO, is supplied by the operational amplifier V2, respectively. supplied by its feed (not shown).
As mentioned at the beginning, the above statements apply strictly only to ideal operational amplifiers. In a real amplifier, a finite (small) current i4 will flow through the now finite input impedance Z2 and the no-load gain will be finite. The voltage gain then deviates from 1, in accordance with the relationship a2 = aO / (l + aO) where aO means the so-called open-loop gain factor. In real operational amplifiers, the no-load gain factor aO is typically between 104 and 105 with a finite input impedance. This reduces the voltage gain a2 to the value (1-10-4) to (1-10-5). There is a voltage drop across CZG, albeit a small one, which in turn results in a correspondingly low current i2 through it.
This current is smaller by the order of magnitude mentioned than the current that would flow if the operational amplifier V2 were not connected in parallel to the parasitic capacitance CZG. In other words, this means that the parasitic capacitance is also reduced by the aforementioned orders of magnitude. The interference current component flowing off due to the finite input impedance of the operational amplifier also contributes to a small extent to the deterioration.
With reference to Fig. 4, which shows an example embodiment form of an amplifier arrangement with means for suppressing interference currents, the following with the
Invention achievable effect explained. This figure corresponds essentially to the circuit arrangement of FIG. 1, in which an additional amplifier V2 has now been included.
The entire arrangement is enclosed in a grounded housing O, with the exception of the signal source Qs and the interference signal source QBR. In this grounded housing -0 the amplifier Vl, its supply batteries B1 and B1 + and the measuring device M containing the housing G is housed electrically isolated. In the drawing, both housings, which are used for shielding at the same time, are indicated by strong lines. The neutral conductor Z, which connects the amplifier V1, the battery B1 # and B1 + and the measuring device M, is also electrically isolated from the housing G.
The parasitic capacitances between neutral conductor Z and housing G, between housing G and earth (earthed housing 0) and between neutral conductor Z and earth are indicated by dashed lines. The two inputs of the amplifier V1 are connected to the corresponding connections of the signal source Q5 in such a way that there are no parasitic capacitances between these connecting lines and the earthed housing 0. This is also indicated in FIG. 4 in that the housing G is passed through the earthed housing 0 in an isolated manner.
The amplifier V2 is connected in parallel to the parasitic capacitance CZG, i. H. its non-inverting input is connected to the neutral conductor Z, its non-inverting input is connected to the output of the amplifier V2 and is connected to the housing G. The reference potential for this amplifier is the grounded housing 0, it is fed by the batteries B2 and B2 +. The capacitor Czo drawn between its non-inverting input and grounded housing 0 corresponds to the capacitor C2 in FIG. 3 and, together with R2, forms the input impedance for the non-inverting input of the amplifier V2. For the sake of completeness, the input resistance of the inverting input of the operational amplifier V2 is also shown in FIG.
The mode of operation of the circuit arrangement can be seen from the following:
The operational amplifier V2, which is connected in parallel to the parasitic impedance CZG between the neutral conductor Z and the housing G, makes the voltage drop across this impedance zero, i. H. it forces equipotentiality at the neutral conductor tee Z and housing G. For this reason, no interference current flows through the impedance. This means that no interference current flows from the interference signal source QBR via the signal source Qs into the amplifier V1. Since no interference current flows into the input of the amplifier V1, neither a disruptive common mode signal nor a disruptive differential signal can arise at the amplifier input.
The signal source Qs and the neutral conductor, the reference point for the input signal, are now at the interference potential, but this has no influence on the measurement and processing of the input signal.
From the above considerations it is clear that it does not make sense to connect the parasitic impedance CGO between the housing and earth to an amplifier. The required equipotentiality would then no longer exist, since the operational amplifier would then work on a short circuit. It is therefore important to bring the neutral conductor Z of the amplifier V together with its supply and the measuring device M connected to the amplifier V1 to the potential of the signal source Qs.
The reference point Zv2 for the operational amplifier V2 is earth. Since the neutral conductor Z is directly connected to the non-inverting input of this amplifier, its input impedance acts as a parasitic impedance Czo between the neutral conductor and earth, through which a (very small) fraction of the interference current flows. However, this small proportion can be kept within narrow limits by suitable selection of the operational amplifier V2, e.g. B. by using operational amplifiers with FET input.
The input impedance of the inverting input of the operational amplifier V2 has no disadvantageous influence on the circuit arrangement, since this impedance of the parasitic impedance CGO is connected in parallel between housing G and ground.
As mentioned at the beginning, the current 14 flowing into the input of the operational amplifier V2 brings about a deterioration in the interference current suppression, albeit a slight one. The circuit arrangement according to FIG. 5 takes this fact into account. There said input current i4 is compensated by a current i7 generated by a further operational amplifier V3.
The circuit arrangement of FIG. 5 is based on the basic structure of the circuit arrangement shown in FIG. 3 and has an additional neutralization circuit known per se. The operational amplifier V3 has its non-inverting input connected to the output of the operational amplifier V2. The RC element R3C3 symbolizes the input impedance of this input. The output of the operational amplifier V3 is fed to the non-inverting input of the operational amplifier V2 via an RC element consisting of an adjustable resistor R7 and an adjustable capacitor C7. The resistors R'3 and R "3 are used in a known manner to adjust the gain. With R7 and C7 the desired neutralization, ie the compensation of 14 by i7, can be optimally set.
It should be noted at this point that a common mode signal of the size (U2 + U3) 12 is established both in the circuit arrangement according to FIG. 3 and in that according to FIG. 5 at the input of the operational amplifier V2. The purpose of the circuit arrangement according to FIG. 6 described below is to suppress this common-mode signal. With this, both the input current 14 of the operational amplifier V2 and the common-mode signal (U2 + U3) / 2 are suppressed. It is a modified bootstrap circuit. The neutral conductor (reference point) ZV2 of the operational amplifier V2 is here, in contrast to the arrangements of FIGS. 3 and 5, no longer the earth, but the housing G, to which the output of the operational amplifier V4 - this has the earth as a reference point - is turned on.
In contrast to the circuit arrangement of FIG. 5, here the current I3 is applied by the operational amplifier V4 through the parasitic impedance CGO. The operational amplifier V2 only supplies the input current 16 from V4.
FIG. 7 shows a modification of the circuit arrangement according to FIG. 6. Here, the current 14 and the common-mode voltage (U2 + U3) 12 are also suppressed. The current now flows through the operational amplifiers V2 and V5 and the impedance CGO-
The circuit arrangement according to FIG. 8 must be regarded as particularly advantageous. It is explained in more detail below.
The interference signal source QBR is connected via the equivalent resistor RE to the non-inverting input of the operational amplifier V2 and to one layer of the capacitor representing the parasitic impedance CZG. The other coating is at the inverting input of the aforementioned amplifier V2. The RC elements R2C2 and R'2C'2 connected to the two inputs symbolize the input impedances of the inputs mentioned and are accordingly between these and the neutral conductor ZV2 of the operational amplifier V2. The output of the operational amplifier V2 is connected to the non-inverting input of a further operational amplifier V6. The inverting input of V6 is connected to ground, but it can also advantageously be connected to the output of V6. An RC element R6C6 is located between the aforementioned non-inverting input and earth.
It represents the input impedance for this input. The output of the operational amplifier V6 is connected on the one hand to the inverting input of the operational amplifier V2 and on the other hand to the parasitic impedance CGO.
This circuit arrangement is again a modified bootstrap circuit. The current I3 through the parasitic impedance CGO is only supplied by the operational amplifier V5, which should advantageously have a voltage gain of a6 = 1. Then there is a voltage equality between U6 (input voltage at the non-inverting input of V6) and U3 (voltage drop at the parasitic capacitance CGO). This in turn has the consequence that no capacitive current can flow between the corresponding climes. The input current 16 of the operational amplifier V6 is applied by the operational amplifier V2.
As can be shown by a simple calculation, all impedances between which the voltage (U2 - U3) is applied act as those that are greater by a factor of aO. This therefore not only affects the parasitic impedance CZG, but also the input impedance R2C2 of the amplifier V2. An effective reduction of CZG and C4 by a factor of 10 + 4 to 10 + 5 can thus be achieved if the (passive) shielding means are also used correctly.
The circuit arrangement according to FIG. 8 has a further advantage. The operational amplifier V2 can have an asymmetrical input, since its neutral conductor (reference point) as well as its inverting input is at U3 potential. Accordingly, no interfering common-mode signal can be present at the input of V2.
FIG. 9 shows the way in which the circuit arrangement according to FIG. 8 can be incorporated into an amplifier arrangement.
While in the circuit arrangements described above, the individual amplifiers were fed by batteries, the arrangement of FIG.
10, how the proposed interference current suppression can be implemented for mains-powered devices. It essentially corresponds to FIG. 4, but has an additional device for galvanic decoupling of the output signal from amplifier V in addition to the aforementioned mains supply. The last-mentioned measure can be advantageous for some applications.
In addition to the mains transformer TN, which is designed with triple shielding, an isolating transformer TT is provided. The isolating transformer is fed by a modulator MOD, which can be a chopper, for example. The output signal of the isolating transformer is fed to a demodulator DEMOD, which derives the original output signal of the amplifier V from the output signal. Instead of an arrangement with a modulator, isolating transformer and demodulator, an optoelectronic coupling element can also be provided.
Arrangements for galvanic decoupling are known and are therefore not explained in more detail.
Details of the shielding technology are also not discussed here. See Morrison R .: Grounding an Shielding Techniques in Instrumentation, John Wiley and Sons Inc., 1967, where specific shielding techniques and grounding problems have been discussed in detail.
Finally, it should be noted that the proposed switching means for suppressing interference currents are not limited to amplifier arrangements with symmetrical inputs, since no disruptive synchronous signals occur at the input of the amplifier arrangement due to the properties of the active shielding.