Messanordnung zur Messung von Massenungleichmässigkeiten pro Längeneinheit von
Fadenmaterialien
Die Erfindung betrifft eine Messanordnung zur Messung von Massenungleichmässigkeiten pro Längeneinheit von Fadenmaterialien durch Beeinflussung der Kapazität eines als Messkopf dienenden kapazitiven Elements eines ersten, abstimmbaren Oszillators, wobei der Ausgang des ersten Oszillators sowie der Ausgang eines zweiten Oszillators, dessen Frequenz stabil ist und von derjenigen des ersten Oszillators abweicht, über eine Mischstufe an einem Eingang eines FM-Diskriminators angeschlossen sind.
Bei Messungen, welche auf einer Änderung des Dielektrikums beruhen, gibt es verschiedene Lösungen, bzw. Schaltungen zur Verringerung des Umgebungseinflusses. Dabei sind die Dielektrikumänderungen, beispielsweise beim Messen von Ungleichmässigkeiten bei Fäden aus technischen Gründen schwer zu ermitteln, weil die Kapazität des vom Faden gebildeten Dielektrikums sehr klein ist, und zwar liegt sie in der Grössenordnung von etwa 10-3 pF. Die Kapazität des zum Messen der hier auftretenden Ungleichmässigkeiten dienenden Messkondensators ist aus messtechnischen Gründen begrenzt, weil er zur Messung von Fäden verschiedener Dicke ausgelegt sein muss. Diese Bedingung kann mit einem Messkondensator mit nur einem Messspalt nicht erfüllt werden und deshalb werden Messkondensatorgruppen mit mehreren Messspalten unterschiedlicher Breite verwendet, deren Gesamtkapazität etwa 20 pF beträgt.
Die in einem Messkondensator als Dielektrikum eingebrachte Fadenlänge kann aus theoretischen Erwägungen, d. h. wegen des Auflösungsfaktors nicht mehr als 1 cm betragen.
Die Fadendicke wird von der Breite des Messspaltes begrenzt und der Ausfüllungsfaktor des Messspaltes ist aus Linearitätsgründen möglichst klein zu halten.
Daraus folgt, dass die in den Messkondensator eingebrachte, durch die Änderung der Fadenqualität verursachte Kapazitätsänderung sich in der bereits erwähnten Grössenordnung von 10-3 pF bewegen muss, was messtechnisch eine überaus hohe Anforderung ist.
Bei Messungen nach obigem Verfahren wird in der mit einem Oszillator arbeitenden Messanordnung die stabile Frequenz mittels aus RC- oder LC-Gliedern bestehenden Vierpolen erzeugt, wobei ein C-Glied eine Messelektrode ist. Im abgeglichenen Zustand stimmt die Zeitkonstante der beiden Vierpole miteinander überein.
Das in die Messelektrode eingebrachte Dielektrikum ändert die Zeitkonstante des einen Vierpols, die beispielsweise mit einem Phasendiskriminator gemessen werden kann. Wenn nach den genannten messtechnischen Erwägungen ausgebildete Messkondensatoren venvendet werden, ist die durch das eingebrachte Dielektrikum verursachte Änderung der Zeitkonstante derart gering, dass sie durch den Phasendiskriminator nicht verarbeitet werden kann. Deshalb ist mit dieser Messanordnung ein lineares, zuverlässiges Messen nicht möglich.
Ein ähnliches Problem taucht auch bei herkömmlichen Messanordnungen auf, in welchen die Impulse eines Oszillators mit fester Frequenz zwei Schwingungskreise zugeführt werden, und das kapazitive Glied des einen Schwingungskreises von der Messelektrode gebildet wird. In diesem Falle kann der Einfluss des eingebrachten Dielektrikums auf den Schwingungskreis nicht mit bekannten Phasendetektoren ermittelt werden. Der Grund hierfür liegt in den folgenden Problemen:
Die Stabilität des Oszillators muss eine Grösse von mindestens 10-3 haben, da zur Vergrösserung der Impulse der Q-Wert der Schwingungskreise hoch gewählt werden muss.
Der Q-Wert der Schwingungskreise hängt von der verwendeten Frequenz, von der gewählten Kapazität des Messkondensators, sowie schliesslich von der Tatsache ab, dass der Impuls aus den Schwingungskreisen zur Verarbeitung abgeleitet werden muss. Die Kopplung kann aber nicht beliebig lose sein, weil sie von der Eingangsimpedanz des Diskriminators und der Grösse des zur Betätigung erforderlichen Impulses begrenzt wird. Der Q-Wert kann nur bis zu einer gewissen Grenze erhöht werden. Diese Faktoren führen gemeinsam dazu, dass die überaus geringe Kapazitätsänderung keinen verarbeitbaren Impuls ergibt.
In einem von einem Oszillator gespeisten Messkreis in Brückenschaltung entsteht das Problem nicht so sehr wegen der geringen Kapazitätsänderung, sondern wegen der infolge unterschiedlicher Qualität des Fadenmaterials erforderlichen hohen Messfrequenz von z. B. 25 MHZ. Bei solchen Frequenzen ist es schwierig die zur vollständigen Brückenabgleichung erforderlichen selektiven Verstärker mit entsprechender Linearität und Stabilität herzustellen.
Eine bekannte Messeinrichtung arbeitet in der Weise, dass von zwei mit ungleicher Frequenz arbeitenden Oszillatoren der eine ein Signal konstanter Frequenz liefert, während die Frequenz des anderen sich wegen der Kapazitätsänderung des im Schwingungskreis des anderen Oszillators befindlichen Messkondensators ändert. Mit den Frequenzen der beiden Oszillatoren wird eine Differenzfrequenz erzeugt, welche eine mit der Ungleichmässigkeit des Fadens proportionale Anzeige von O bis 10 KHz liefert. Von dieser Anzeige wird mittels eines Diskriminators ein Gleichspannungssigual gebildet und dann seine Amplitudenänderung ausgewertet. Die Auswertung erfolgt dadurch, dass mit der so erhaltenen elektrischen Grösse ein fortlaufendes Diagramm gebildet wird, welches ein elektrisches Bild vom Faden gibt.
Die Nachteile dieser letzteren Einrichtung sind die folgenden:
Trotz des symmetrischen Aufbaus der beiden verwendeten Oszillatoren entsteht wegen der Betriebsfrequenz zwischen ihnen eine sich mit der Zeit ändernde Frequenzabweichung, die das Messresultat verfälscht.
Die Frequenzabweichung führt hauptsächlich dann zu einem nennenswerten Fehler, wenn zur Vorbereitung des Messens keine genügende Anwärmzeit zur Verfügung steht, d. h. wenn sich das thermische Gleichgewicht der Messeinrichtung noch nicht eingestellt hat.
Besonders starke Störungen treten aber auf, wenn sich die Temperatur an der Messstelle ändert, bzw. wenn das Messen in einer von Zugluft durchströmten Zone erfolgt. Bekannte Ausführungen derartiger Messanordnungen sind somit nur unter besonders günstigen klimatischen Verhältnissen zuverlässig.
Ein weiterer Nachteil herkömmlicher Messanordnungen liegt darin, dass die vom Gesichtspunkt der Frequenzstabilität empfindlichen Oszillatoren besonders zu- verlässig sein müssen und somit kostspielige Bestandteile benötigen. Die verlangte hohe Stabilität führt somit zu einem entsprechend hohen Preis.
Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass etwaige Reparaturen wegen der Empfindlichkeit der Bestandteile sehr umständlich sind.
Die letztgenannte, beispielsweise tragbar ausgeführte Messanordnung ist somit für Messungen im Betrieb, z. B. an einer Spinnmaschine, nicht geeignet. Diese Messanordnung eignet sich somit praktisch nur für Laboratoriumszwecke.
Zweck der Erfindung ist somit die Schaffung einer Messanordnung, welche die Nachteile bestehender Ausführungen nicht aufweist.
Die erfindungsgemässe Messanordnung der eingangs genannten Art ist dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal des FM-Diskriminators durch einen ersten Umschaltkreis abwechselnd an eine Anzeigevorrichtung und an einen Widerstand eines aus dem Widerstand und aus einem Kondensator gebildeten RC Gliedes gelegt wird, dass der gemeinsame Anschluss des Widerstandes und des Kondensators über ein kapazitives Element mit steuerbarer Kapazität mit dem Steuereingang des abstimmbaren Oszillators verbunden ist, dass durch einen zweiten Umschaltkreis abwechselnd je einer von zwei Messkondensatoren gleicher Kapazität, von denen einer den Messkopf bildet, an den Steuereingang des abstimmbaren Oszillators gelegt wird, und dass der erste und der zweite Umschaltkreis durch ein Steuerorgan derart gesteuert werden,
dass abwechselnd einmal der als Messkopf dienende erste Messkondensator am Steuereingang des abstimmbaren Oszillators und das Ausgangssignal des FM-Demodulators an der Anzeigevorrichtung und einmal der zweite Messkondensator am Steuereingang des abstimmbaren Oszillators und das Ausgangssignal des FM-Demodulators am Widerstand des RC-Gliedes liegt.
Nachstehend wird ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Messanordnung anhand der Zeichnung erläutert. Es stellen dar:
Fig. 1 ein Prinzipschaltschema der Messanordnung, und
Fig. 2 ein detailliertes Schaltschema der Messanordnung nach Fig. 1.
In Fig. 1 ist ein abstimmbarer Oszillator 1 mit einem als Messkopf dienenden Kondensator 8, sowie ferner ein Oszillator 2 mit stabiler Frequenz dargestellt. Die Ausgänge der Oszillatoren 1 und 2 sind an Eingänge einer Mischstufe 3 angeschlossen, deren Ausgang mit dem Eingang eines FM-Diskriminators 4 verbunden ist. Der Ausgang des FM-Diskriminators 4 ist an einem Eingang 6a eines ersten Stromkreises angeschlossen, wobei ein weiterer Eingang 6b dieses Stromkreises mit einer Anzeigevorrichtung 5 verbunden ist. Ein Ausgang 6c dieses Stromkreises ist an einem Widerstand 7a angeschlossen, welcher zusammen mit einem Kondensator 7d ein RC Glied bildet. Der gemeinsame Anschluss des Kondensators 7b und des Widerstandes 7c ist z. B. über eine Kapazitätsdiode 7 an einem Eingang 6d eines zweiten Stromkreises sowie am Eingang des Oszillators 1 angeschlossen.
Die Ausgänge 6e und 6f des zweiten Stromkreises sind an je einem Messkondensator 8 und 9 gleicher Kapazität oder einer Kondensatorgruppe angeschlossen, wobei die anderen Klemmen der Messkondensatoren 8, 9 oder der Kondensatorgruppen geerdet sind. Die beiden Stromkreise sind an einem gemeinsamen Steuerorgan 10, z. B. am Ausgang eines Generators für Rechteckimpulse angeschlossen.
In Fig. 2 ist der Eingang 1a des Oszillators 1 erstens mit der einen Seite einer Drosselspule 21, deren andere Seite geerdet ist, sowie mit den Dioden 22 und 23 gleicher Richtung und schliesslich mit einer Kapazitätsdiode 17 verbunden. Die andere Seite der Dioden 22 und 23 sind an den Messkondensatoren 8 und 9 angeschlossen, wobei der erste Messkondensator 8 ferner über eine Reihenschaltung von einer Drosselspule 24 und einem Kondensator 25 mit dem zweiten Messkondensator 9 verbunden ist. Der gemeinsame Anschluss der Drosselspule 24 und des Kondensators 25 ist über eine mit den Dioden 22 und 23 gleichgerichtete Diode 27 mit der nicht geerdeten Seite eines Kondensators 31 und ferner mit einem ersten Ausgang eines Generators 19 für Rechteckimpulse verbunden.
Der Messkondensator 9 ist über den gemeinsamen Anschluss eines Kondensators 28 und der Drosselspule 29, sowie über eine mit den Dioden 22 und 23 gleichgerichtete Diode 26 mit dem geerdeten Kondensator 30 und mit einem zweiten Ausgang des Generators 19 verbunden. Die zweite Seite der Kapazitätsdiode 17 ist an einem Kondensator 33 angeschlossen und über einen Widerstand 32 mit dem Kollektor eines Transistors 34 verbunden, dessen Emitter geerdet ist, wobei der Kondensator 33 und der Widerstand 32 ein RC-Glied eines Regelkreises bildet. Die Basis des Transistors 34 ist am Ausgang des Generators 19 angeschlossen. Der Kollektor ist einerseits über einen Widerstand 36 mit dem FM-Diskriminator 4 verbunden, welcher über einen Widerstand 37 mit dem Kollektor eines zweiten Transistors 35, dessen Emitter geerdet ist, sowie mit dem Eingang der Anzeigevorrichtung 5 angeschlossen ist.
Die Basis des Transistors 35 ist an einem weiteren Ausgang des Generators 19 angeschlossen.
Nachfolgend wird die Wirkungsweise der Messanordnung erläutert.
Die Messkondensatoren 8, 9 sind im LC-Schwingkreis des Oszillators 1 in den Kreisen der Dioden 22 bzw. 23 angeordnet. Der Oszillator 2 schwingt mit einer Frequenz, welche mit derjenigen des Oszillators 1 zusammen eine Misch- bzw. Trägerfrequenz von z. B.
450 kHz bildet. Diese Trägerfrequenz wird in der Mischstufe 3 erzeugt und im FM-Diskriminator 4 gleichgerichtet. Das so entstandene Signal wird zunächst dem Transistor 34 zugeführt und dann zur Kapazitätsdiode
17 zurückgeleitet. Vom FM-Diskriminator 4 gelangt das
Signal ferner durch einen zweiten Transistor 35 zur An zeigevorrichtung 5. Die Dioden 22, 23, 26 und 27 sowie die Transistoren 34 und 35 werden vom Generator 19 gesteuert und zwar derart, dass die Dioden 23 und 26 sperren, wenn die Dioden 22 und 27 leiten. In diesem
Fall sperrt ferner der Transistor 34, während der Tran sistor 35 leitet, wodurch der Messkondensator 9 mit dem Kreis des Oszillators 1 verbunden und das Aus gangssignal des FM-Diskriminators 4 der Kapazitäts diode 17 zugeleitet wird.
Dadurch entsteht eine auto matische Frequenzsteuerung, welche die Mischfrequenz sowie die vom FM-Diskriminator 4 bestimmte Nenn frequenz innerhalb der festgelegten Bandbreite hält.
Während der folgenden Periode des Generators 19 sind die Dioden 22 und 27 sowie der Transistor 35 ge sperrt während die Dioden 23 und 26 sowie der Tran sistor 34 leiten, wobei der Messkondensator 8 im Kreis des Oszillators 1 eingeschaltet ist. Das am Messkonden sator 8 liegende Signal erscheint am Ausgang 16b und gelangt somit zur Anzeigevorrichtung 5.
Die Frequenz des Generators 19 ist derart gewählt, dass die Schaltfrequenz die Übertragung der durch den
Faden geleiteten Information bezüglich der Ungleich mässigkeiten des Fadens nicht beeinträchtigen. Da die vom Faden bewirkte Frequenzänderung zwischen 0,2 bis 20 Hz liegt, beträgt die Schaltfrequenz des Genera tors zweckmässig einige Hundert Hz. Mit dieser mit periodischen Prüfungen arbeitenden Schaltungsanord nung mit automatisch stabilisierter Frequenz wird eine sehr hohe Stabilität erreicht, da nur eine zeitliche Asym metrie der beiden Messkondensatoren 8 und 9 einen Fehler verursachen kann, was aber vernachlässigbar ist.
Die Messanordnung ist auch unter extremen Bedingungen stabil und das am Ausgang 16b auftretende Signal gibt mittels eines Tiefpasses von den dielektrischen Schwankungen ein elektrisches Bild, welches durch Verwendung eines Registriergerätes oder eines Integrators analysierbar ist. Die Kapazitäten der Messkondensatoren 9, 8 sind gleich und wegen ihrer Symmetrie werden ihre Werte infolge Temperaturänderungen gleich stark beeinflusst. Diese Änderungen oder Verstimmungen werden von der automatischen Frequenzsteuerung in jeder Periode kompensiert und deshalb tritt am Ausgang 16b, sofern sich kein Faden im Messkondensator 8 befindet und somit der Messkondensator 8 keine Information erhält, kein verwertbares Signal auf. Am Ausgang 16b wird in diesem Falle immer der Nullpegel angezeigt.
Aus der obigen Beschreibung geht hervor, dass nur mittels des Messkondensators 8, und zwar durch Einführung eines Fadens eine Information erhältlich ist, weil beim Messkondensator 9 nur eine automatische Frequenzsteuerung bzw. Rückregelung stattfindet. Die Messkondensatoren 8 und 9 bestehen aus je einer Messkondensatorengruppe, deren einzelne Glieder zum Messen von Fäden verschiedener Durchmesser dienen. Bei der beschriebenen Ausführungsform besteht jede Messkondensatorgruppe aus zwei Kondensatoren von je etwa 20 pF. Da das Messen immer nur in einem, d. h. in irgendeinem Messspalt stattfindet, wird auch bei Ände- rung der Reihenfolge des Prüfens der in den Messkondensatorgruppen eingebrachten Fäden am Ausgang eine Information mit richtigen Vorzeichen erhalten.
Bei der beschriebenen Ausführung dient der Messkondensator 8 als Messkopf. Es ist aber gemäss einer weiteren Ausführung möglich, den Messkondensator 9 als Messkopf zu verwenden.
Im Frequenzsteuerkreis findet eine automatische Abstimmung der Kapazität mittels der Kapazitätsdiode 17 statt, deren Kapazität bei diesem Vorgang abnimmt.
Während einer Halbperiode, in welcher eine Prüfung stattfindet, ist der Messkondensator 8 eingeschaltet, der bezüglich der Nullstellung der Steuervorrichtung einen Kapazitätsmangel aufweist. In diesem Fall tritt am Ausgang 16a ein Signal von entgegengesetzter Polarität auf, welches zum, dem Messkondensator 9 zugeleiteten Signal proportional ist. Das im Rückregelungskreis befindliche RC-Glied 32, 33 dient während der Prüfperiode als Zeitkonstante für die Fehlersignalinformation der Frequenzsteuerung und überträgt den dynamischen Frequenzbereich.
Die beschriebene Messanordnung besitzt gegenüber herkömmlichen Ausführungen mehrere Vorteile.
Erstens konnte unter allen vorkommenden Betriebsverhältnissen, einschliesslich Temperaturschwankungen und Zuglufteinflüssen eine hohe Stabilität erreicht werden. Ferner können bei dieser Messanordnung auch die Oszillatoren in den Messkopf eingebaut werden. Zwischen dem Messkopf und der Messanordnung besteht deshalb nur eine Niederfrequenzverbindung, welche keine Messfehler verursacht. Die Messanordnung ist der art ausgebildet, dass der Messkopf unabhängig vom Betriebszustand unmittelbar an der Spinnmaschine angebracht werden kann.
Die bei der beschriebenen Ausführung erreichte ho he Stabilität ermöglicht die Verwendung von Transisto ren, welche gegenüber Elektronenröhren eine sehr kurze Anwärmzeit haben. Die neuartige Messanordnung ist somit praktisch sofort betriebsbereit.
Measurement arrangement for measuring mass irregularities per unit length of
Thread materials
The invention relates to a measuring arrangement for measuring mass irregularities per unit length of thread materials by influencing the capacitance of a capacitive element serving as a measuring head of a first, tunable oscillator, the output of the first oscillator and the output of a second oscillator whose frequency is stable and different from that of the first oscillator differs, are connected via a mixer to an input of an FM discriminator.
For measurements that are based on a change in the dielectric, there are various solutions or circuits to reduce the influence of the environment. The dielectric changes, for example when measuring irregularities in threads, are difficult to determine for technical reasons because the capacitance of the dielectric formed by the thread is very small, in the order of magnitude of about 10-3 pF. The capacitance of the measuring capacitor used to measure the irregularities occurring here is limited for metrological reasons because it must be designed to measure threads of different thicknesses. This condition cannot be met with a measuring capacitor with only one measuring gap and therefore measuring capacitor groups with several measuring gaps of different widths are used, the total capacitance of which is about 20 pF.
The thread length introduced as a dielectric in a measuring capacitor can be calculated from theoretical considerations, i.e. H. due to the resolution factor should not be more than 1 cm.
The thread thickness is limited by the width of the measuring gap and the filling factor of the measuring gap must be kept as small as possible for reasons of linearity.
It follows from this that the change in capacitance introduced into the measuring capacitor and caused by the change in thread quality must be in the order of magnitude of 10-3 pF already mentioned, which is an extremely high requirement in terms of measurement technology.
In measurements according to the above method, the stable frequency is generated in the measuring arrangement working with an oscillator by means of four-pole connections consisting of RC or LC elements, with a C element being a measuring electrode. In the balanced state, the time constants of the two four-pole terminals match each other.
The dielectric introduced into the measuring electrode changes the time constant of one quadrupole, which can be measured with a phase discriminator, for example. If measuring capacitors designed according to the mentioned metrological considerations are used, the change in the time constant caused by the introduced dielectric is so small that it cannot be processed by the phase discriminator. Therefore, a linear, reliable measurement is not possible with this measuring arrangement.
A similar problem also arises with conventional measuring arrangements in which the pulses of an oscillator with a fixed frequency are fed to two oscillation circuits and the capacitive element of one oscillation circuit is formed by the measuring electrode. In this case, the influence of the introduced dielectric on the resonant circuit cannot be determined with known phase detectors. This is because of the following problems:
The stability of the oscillator must have a size of at least 10-3, since the Q value of the oscillation circles must be selected to be high in order to increase the pulses.
The Q-value of the oscillation circuits depends on the frequency used, on the selected capacitance of the measuring capacitor, and finally on the fact that the impulse has to be derived from the oscillation circuits for processing. The coupling cannot, however, be loosely because it is limited by the input impedance of the discriminator and the size of the impulse required for actuation. The Q value can only be increased up to a certain limit. These factors together mean that the extremely small change in capacitance does not result in a processable pulse.
In a measuring circuit fed by an oscillator in a bridge circuit, the problem arises not so much because of the small change in capacitance, but because of the high measuring frequency of z. B. 25 MHz. At such frequencies it is difficult to produce the selective amplifiers required for complete bridge balancing with the corresponding linearity and stability.
A known measuring device works in such a way that one of two oscillators operating at a different frequency delivers a signal of constant frequency, while the frequency of the other changes due to the change in capacitance of the measuring capacitor located in the oscillator circuit of the other oscillator. With the frequencies of the two oscillators, a difference frequency is generated, which supplies a display of 0 to 10 KHz proportional to the unevenness of the thread. A direct voltage signal is generated from this display by means of a discriminator and its amplitude change is then evaluated. The evaluation is carried out in that a continuous diagram is formed with the electrical quantity obtained in this way, which gives an electrical picture of the thread.
The disadvantages of this latter device are as follows:
Despite the symmetrical structure of the two oscillators used, the operating frequency between them results in a frequency deviation which changes over time and which falsifies the measurement result.
The frequency deviation mainly leads to an error worth mentioning if there is insufficient warm-up time available to prepare for the measurement; H. if the thermal equilibrium of the measuring device has not yet been established.
Particularly strong disturbances occur, however, when the temperature changes at the measuring point or when the measurement is carried out in a zone through which drafts flow. Known designs of such measuring arrangements are therefore only reliable under particularly favorable climatic conditions.
Another disadvantage of conventional measuring arrangements is that the oscillators, which are sensitive from the point of view of frequency stability, have to be particularly reliable and therefore require expensive components. The required high stability therefore leads to a correspondingly high price.
Another disadvantage is that repairs are very cumbersome because of the sensitivity of the components.
The last-mentioned, for example portable measuring arrangement is therefore suitable for measurements during operation, e.g. B. on a spinning machine, not suitable. This measuring arrangement is therefore practically only suitable for laboratory purposes.
The purpose of the invention is therefore to create a measuring arrangement which does not have the disadvantages of existing designs.
The inventive measuring arrangement of the type mentioned at the beginning is characterized in that the output signal of the FM discriminator is alternately applied to a display device and to a resistor of an RC element formed from the resistor and a capacitor through a first switching circuit and the capacitor is connected to the control input of the tunable oscillator via a capacitive element with controllable capacitance, so that one of two measuring capacitors of the same capacitance, one of which forms the measuring head, is applied to the control input of the tunable oscillator by a second switching circuit, and that the first and the second switching circuit are controlled by a control element in such a way that
that the first measuring capacitor serving as a measuring head is alternately connected to the control input of the tunable oscillator and the output signal of the FM demodulator to the display device and the second measuring capacitor to the control input of the tunable oscillator and the output signal of the FM demodulator to the resistor of the RC element.
An exemplary embodiment of the measuring arrangement according to the invention is explained below with reference to the drawing. They represent:
1 shows a basic circuit diagram of the measuring arrangement, and
FIG. 2 shows a detailed circuit diagram of the measuring arrangement according to FIG. 1.
1 shows a tunable oscillator 1 with a capacitor 8 serving as a measuring head, as well as an oscillator 2 with a stable frequency. The outputs of the oscillators 1 and 2 are connected to inputs of a mixer 3, the output of which is connected to the input of an FM discriminator 4. The output of the FM discriminator 4 is connected to an input 6a of a first circuit, a further input 6b of this circuit being connected to a display device 5. An output 6c of this circuit is connected to a resistor 7a which, together with a capacitor 7d, forms an RC element. The common connection of the capacitor 7b and the resistor 7c is z. B. connected via a capacitance diode 7 to an input 6d of a second circuit and to the input of the oscillator 1.
The outputs 6e and 6f of the second circuit are each connected to a measuring capacitor 8 and 9 of the same capacitance or a capacitor group, the other terminals of the measuring capacitors 8, 9 or the capacitor groups being grounded. The two circuits are connected to a common control element 10, e.g. B. connected to the output of a generator for square-wave pulses.
In FIG. 2, the input 1a of the oscillator 1 is firstly connected to one side of a choke coil 21, the other side of which is grounded, as well as to the diodes 22 and 23 in the same direction and finally to a capacitance diode 17. The other side of the diodes 22 and 23 are connected to the measuring capacitors 8 and 9, the first measuring capacitor 8 also being connected to the second measuring capacitor 9 via a series circuit of a choke coil 24 and a capacitor 25. The common connection of the choke coil 24 and the capacitor 25 is connected via a diode 27 rectified with the diodes 22 and 23 to the ungrounded side of a capacitor 31 and also to a first output of a generator 19 for square-wave pulses.
The measuring capacitor 9 is connected to the grounded capacitor 30 and to a second output of the generator 19 via the common connection of a capacitor 28 and the choke coil 29, and via a diode 26 rectified with the diodes 22 and 23. The second side of the capacitance diode 17 is connected to a capacitor 33 and connected via a resistor 32 to the collector of a transistor 34, the emitter of which is grounded, the capacitor 33 and the resistor 32 forming an RC element of a control circuit. The base of the transistor 34 is connected to the output of the generator 19. The collector is connected to the FM discriminator 4 via a resistor 36, which is connected via a resistor 37 to the collector of a second transistor 35, the emitter of which is grounded, and to the input of the display device 5.
The base of the transistor 35 is connected to a further output of the generator 19.
The mode of operation of the measuring arrangement is explained below.
The measuring capacitors 8, 9 are arranged in the LC resonant circuit of the oscillator 1 in the circles of the diodes 22 and 23, respectively. The oscillator 2 oscillates at a frequency which, together with that of the oscillator 1, has a mixed or carrier frequency of z. B.
450 kHz. This carrier frequency is generated in mixer 3 and rectified in FM discriminator 4. The resulting signal is first fed to transistor 34 and then to the capacitance diode
17 returned. This comes from the FM discriminator 4
Signal also through a second transistor 35 to the display device 5. The diodes 22, 23, 26 and 27 and the transistors 34 and 35 are controlled by the generator 19 in such a way that the diodes 23 and 26 block when the diodes 22 and 27 conduct. In this
Case also blocks the transistor 34, while the Tran sistor 35 conducts, whereby the measuring capacitor 9 is connected to the circuit of the oscillator 1 and the output signal of the FM discriminator 4 of the capacitance diode 17 is fed.
This creates an automatic frequency control that keeps the mixed frequency and the nominal frequency determined by the FM discriminator 4 within the specified bandwidth.
During the following period of the generator 19, the diodes 22 and 27 and the transistor 35 are blocked while the diodes 23 and 26 and the Tran sistor 34 conduct, the measuring capacitor 8 in the circuit of the oscillator 1 is switched on. The signal on the measuring capacitor 8 appears at the output 16b and thus reaches the display device 5.
The frequency of the generator 19 is chosen such that the switching frequency facilitates the transmission of the through the
Do not interfere with the thread-guided information regarding the unevenness of the thread. Since the frequency change caused by the thread is between 0.2 and 20 Hz, the switching frequency of the generator is usefully a few hundred Hz. With this circuit arrangement, which operates with periodic tests and has an automatically stabilized frequency, very high stability is achieved, since only a temporal asymmetry metry of the two measuring capacitors 8 and 9 can cause an error, but this is negligible.
The measuring arrangement is stable even under extreme conditions and the signal appearing at the output 16b provides an electrical image of the dielectric fluctuations by means of a low-pass filter, which can be analyzed using a recording device or an integrator. The capacitances of the measuring capacitors 9, 8 are the same and because of their symmetry, their values are influenced to the same extent as a result of temperature changes. These changes or detunings are compensated for by the automatic frequency control in each period and therefore no usable signal occurs at output 16b if there is no thread in the measuring capacitor 8 and the measuring capacitor 8 therefore receives no information. In this case, the zero level is always displayed at output 16b.
The above description shows that information can only be obtained by means of the measuring capacitor 8, specifically by inserting a thread, because the measuring capacitor 9 only has an automatic frequency control or reverse regulation. The measuring capacitors 8 and 9 each consist of a measuring capacitor group, the individual members of which are used to measure threads of different diameters. In the embodiment described, each measuring capacitor group consists of two capacitors of approximately 20 pF each. Since measuring is only ever done in one, i. H. takes place in any measuring gap, information with the correct sign is obtained at the output even if the sequence of testing of the threads introduced into the measuring capacitor groups is changed.
In the embodiment described, the measuring capacitor 8 serves as a measuring head. According to a further embodiment, however, it is possible to use the measuring capacitor 9 as a measuring head.
In the frequency control circuit, the capacitance is automatically tuned by means of the capacitance diode 17, the capacitance of which decreases during this process.
During a half-cycle in which a test takes place, the measuring capacitor 8 is switched on, which has a capacitance deficiency with respect to the zero position of the control device. In this case, a signal of opposite polarity occurs at the output 16a, which signal is proportional to the signal fed to the measuring capacitor 9. The RC element 32, 33 located in the feedback loop is used during the test period as a time constant for the error signal information of the frequency control and transmits the dynamic frequency range.
The measuring arrangement described has several advantages over conventional designs.
Firstly, a high level of stability could be achieved under all operating conditions, including temperature fluctuations and drafts. Furthermore, with this measuring arrangement, the oscillators can also be built into the measuring head. There is therefore only a low frequency connection between the measuring head and the measuring arrangement, which does not cause any measuring errors. The measuring arrangement is designed in such a way that the measuring head can be attached directly to the spinning machine regardless of the operating state.
The high stability achieved in the embodiment described enables the use of transistors, which have a very short warm-up time compared to electron tubes. The new measuring arrangement is therefore ready for operation practically immediately.