Vorrichtung zur Erzeugung ungedämpfter elektrischer Schwingungen aus einer Gleichstromquelle
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erzeugung ungedämpfter elektrischer Schwingungen aus einer Gleichstromquelle, wobei die Gleichstromquelle, ein steuerbarer Halbleitergleichrichter und ein aus einem Kondensator und einer parallel zu diesem angeordneten Induktivitat bestehender Speicherkreis in Serie zueinander geschaltet sind.
Die erfindungsgemässe Vorrichtung soll als Wechselstromquelle für Verbraucher mit einem kleinen Leistungsfaktor benutzt werden. Solche Verbraucher können zum Beispiel elektromagnetische Pumpen für geschmolzene Metalle, Geräte für die Hochfrequenzhärtung, Geräte für die Einengung von Plasma oder Geräte für die Schwemmaufbereitung sein.
Bei einer bekannten Vorrichtung (Wandler) für Verbraucher mit kleinem Leistungsfaktor wurde dieser Leistungsfaktor mittels eines Kompensationskondensators verbessert. Ein anderer bekannter Wandler enthält einen Speicherkreis, der aus einer parallelen Anordnung zwischen einem Kondensator und einer Induktivität besteht.
Dieser Speicherkreis ist mit der Gleichstromquelle, einem steuerbaren Halbleitergleichrichter und einem Ladekondensator verbunden. Der steuerbare Halbleitergleichrichter wird mit der Frequenz gesteuert, welche in bestimmter Beziehung zu der Resonanzfrequenz des Speicherkreises steht. Hierdurch ist der Durchschaltezustand des Halbleitergleichrichters gleich oder kleiner als eine Halbwelle der Resonanzfrequenz des Speicherkreises. Bei diesem zuletzt erwähnten Wandler liegt der Einschwingvorgang zweckmässig zwischen einer halben und einer ganzen Schwingung während des Startvorganges, wodurch der Strom der Hochspannung eine sehr unterschiedliche Phasenbeziehung zum eingeschwungenen Zustand erhält. Aufgrund dieser Vorgänge ergibt sich ein Fehler beim Start des Wandlers.
Die Erfindung verhindert diesen Fehler und ist dadurch gekennzeichnet, dass ein Hilfsladekreis zum Aufladen des Kondensators des Speicherkreises vor dem Zünden des Halbleitergleichrichters vorgesehen ist, wobei der Hilfsladekreis so mit dem Speicherkreis verbunden oder gekoppelt ist, dass die Kondensatoraufladung mit der gleichen Polarität erfolgt wie diejenige durch den Halbleitergleichrichter.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 die Schaltungsanordnung des Wandlers,
Fig. 2 die graphische Darstellung verschiedener Wellenzüge von Spannungen und Strömen an verschiedenen Stellen der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung,
Fig. 3 einen Zündkreis für den Wandler,
Fig. 4 die graphische Darstellung verschiedener Wellenzüge elektrischer Grössen während des Startvorganges,
Fig. 5 eine graphische Darstellung von Wellenzügen elektrischer Grössen im eingeschwungenen Zustand,
Fig. 6 eine graphische Darstellung zur Erklärung der Arbeitsweise der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung,
Fig. 7 eine Schaltungsanordnung des in Fig. 3 gezeigten Zündkreises mit dem in Fig. 1 gezeigten Wandler,
Fig. 8 eine Modifikation der in Fig. 7 gezeigten Schaltungsanordnung,
Fig.
9 einen Stromkreis als weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, und
Fig. 10 eine graphische Darstellung zur Erklärung der Wirkungsweise des in Fig. 9 gezeigten Ausführungsbeispiels.
Gemäss Fig. list die Gleichstromquelle 1 mit dem Hilfskondensator 2 und dem Speicherkreis 3, welcher in paralleler Anordnung aus dem Kondensator 4 und der Induktivität 5 besteht, über den steuerbaren Halbleitergleichrichter 6 mit der Steuerelektrode 7 sowie über die Ladeinduktivität 8 verbunden. Dieser Stromkreis wird als Hauptkreis 9 bezeichnet.
Die Induktivitäten 5 und 10 sind magnetisch miteinander gekuppelt. Der Startkreis 14 besteht aus der Reihenschaltung des Kondensators 13, des normalerweise geöffneten Schalters 12, der Halbleiterdiode 11 und der Induk- tivitätsspule 10.
Bei der Verwendung dieser Schaltungsanordnung der Fig. 1 für elektromagnetische Pumpen oder für die Hochfrequenzhärtung usw. ist die Induktivität 5 als Spule ausgebildet und in dem betreffenden Gerät angeordnet. Der Kondensator 4 dient zur Verbesserung des Leistungsfak tors. Die Diode 11 ist so in diesem Stromkreis angeordnet, dass sie mit ihrer Kathode am einen Ende der Spule 10 und mit ihrer Anode am Schalter 12 liegt.
Die Arbeitsweise des in Fig. 1 dargestellten Hauptkreises 9 wird anhand der Fig. 2 näher beschrieben. Das Steuersignal A wird auf die Steuerelektrode 7 des Halbleitergleichrichters 6 gegeben, so dass dieser durchgeschaltet wird. Die auf dem Hilfskondensator 2 befindliche Ladung gelangt nun auf den Kondensator 4 des Speicherkreises 3 über den durchgeschalteten Halbleitergleichrichter 6 und die Ladeinduktivität 8.
Es sei nun angenommen, dass die Kondensatoren 2 und 4 die Kapazitätswerte KIlF und CuF aufweisen, wobei K > C ist. Die Induktivitäten 8 und 5 sollen die Werte luHy und LpHy aufweisen, wobei l > L ist. Unter dieser Annahme zündet der Halbleitergleichrichter 6 zur Zeit T1 und wird zur Zeit T2 gesperrt. Zu dieser Zeit ist der Strom über die Ladeinduktivität nicht ausreichend.
Der Kondensator 4 hat jedoch eine Spannung erhalten, welche bereits über der Spannung der Quelle 1 liegt. Zur Zeit T2 ist die elektrische Energie im Speicherkreis 3 vorhanden und im Kondensator 4 nach Sperren des Gleich- richters 6 gespeichert. Diese in dem Kondensator 4 gespeicherte Energie wird auf die Induktivität 5 und wieder zurück zum Kondensator 4 gegeben. Die Frequenz der Schwingungen des Speicherkreises 3 ergibt sich aus den Werten des Kondensators 4 und der Induktivität 5. Unter diesen Umständen besitzt der über den Halbleitergleichrichter 6 fliessende Strom den Wellenzug B. Die Spannung des Kondensators 4 weist den Wellenzug C auf. Der durch den Kondensator 4 fliessende Strom ist mittels des Wellenzuges D der Fig. 2 gezeigt.
Wegen des Ohmschen Anteils in der Induktivität 5, welche zum Beispiel in einem Gerät für die Hochfrequenzhärtung angeordnet ist, ergibt sich eine bestimmte Dämpfung der elektrischen Energie während der Schwingungen des Speicherkreises 3. Daher ist die Spannung am Kondensator 4 zu derjenigen Zeit kleiner, wo die elektrische Energie von Induktivität 5 zum Kondensator 4 fliesst, als zur Zeit T2 (Sperrung des Halbleitergleichrich ters 6).
Zur Verhinderung dieses Spannungsabfalles am Kondensator 4 wird wiederum ein Steuersignal auf die Steuerelektrode 7 des Halbleitergleichrichters 6 gegeben. Hiernach läuft der gleiche Vorgang wie bereits beschrieben ab. Hierbei wird die Spannung am Kondensator 4 zur Zündung des Halbleitergleichrichters 6 verwendet, sobald sie einen vorbestimmten Wert erreicht hat. Durch diese Folgesteuerung ergibt sich die in Fig. 2 gezeigte Schwingung.
Bisher wurde die Abgabe eines einzigen Steuersignales auf den steuerbaren Halbleitergleichrichter 6 in jeder Schwingung des Wellenzuges C der Spannung am Kondensator 4 anhand der Fig. 2 beschrieben. Es wird hier darauf hingewiesen, dass das Steuersignal in jeder anderen Schwingung des Wellenzuges C auf den Halbleitergleichrichter in Übereinstimmung mit dem besonderen Verbraucher gegeben werden kann. Auch kann bei Bedarf die Beziehung K < C anstelle der bisher beschriebenen Beziehung K > C Verwendung finden. Ausserdem kann der Hilfskondensator 2 entfallen, sofern die Stromquelle 1 einen genügend kleinen Innenwiderstand besitzt. Weiterhin kann die Stromquelle 1 über eine entsprechende Impedanz mit dem Hilfskondensator 2 verbunden sein. Diese Impedanz ist nicht gezeigt.
Aus dem Vorhergehenden kann also entnommen werden, dass die elektrische Energie von der Stromquelle 1 in den Speicherkreis 3 nur während der positiven Halbwelle der Spannung am Kondensator 4 fliesst Selbstverständlich kann die Energie während der negativen Halbwelle der Kondensatorspannung oder während jeder positiven und negativen Halbwelle in den Speicherkreis 3 fliessen.
Die Zündung des Halbleitergleichrichters 6 durch das Steuersignal muss synchron zur Resonanzfrequenz des Speicherkreises 3 erfolgen. Die Steuersignale werden von einem bekannten, selbsterregten oder fremderregten Generator erzeugt.
Man ersieht, dass der Speicherkreis eine Frequenzänderung erfährt, je nachdem ob ein Verbraucher oder ein Widerstand als metallisches Werkstück in der Heizspule des Gerätes für die Hochfrequenzhärtung vorhanden ist oder nicht.
In der Fig. 3 ist ein eigenerregter Zündkreis für den Halbleitergleichrichter gezeigt. An der Eingangsquelle 15 wird ein Spannungssignal entsprechend der Spannung am Kondensator 4 angelegt. Der Impulsgenerator 16 erzeugt daraufhin einen Impuls sobald das Spannungssignal an der Eingangsklemme 15 sich dem Werte Null nähert Der Steuersignal-Generator 17 ermittelt die Polarität des Wellenzuges an der Eingangsklemme 15 und erzeugt anhand einer vorbestimmten Polarität das Steuersignal. Der Generator 17 erzeugt in Zusammenarbeit mit dem Hauptkreis 9 der Fig. 1 nur dann ein Steuersignal, wenn die Spannung am Kondensator 4 positiv ist. Dem Generator 17 ist eine Impulsformstufe 18 nachgeschaltet. Am Ausgang der Impulsformstufe 18 befindet sich die Ausgangsklemme 19.
Nach dem Start des Wandlers gelangt ein Startsignal, welches von einer nicht gezeigten Signalquelle über die Startklemme 20 gegeben wird, auf die Impulsformstufe 18.
Wenn der Wandler der Fig. 1, welcher mit dem Zündkreis der Fig. 3 verbunden ist, gestartet werden soll, wird das Startsignal an die Startklemme 20 gegeben, so dass die Impulsformstufe 18 angesteuert werden kann. An der Ausgangsklemme 19 erscheint zur Zeit T1 (Fig. 2) das Steuersignal.
Uber die Steuerelektrode 7 steuert das Steuersignal den Halbleitergleichrichter 6 in seinen leitenden Zustand.
Der Strom mit dem Wellenzug B der Fig. 2 fliesst durch den gezündeten Halbleitergleichrichter 6. Am Kondensator 4 ergibt sich die Spannung mit dem Wellenzug C der Fig. 2.
Der Wellenzug C gelangt nun auf die Eingangsklemme 15 zum Impulsgenerator 16, welcher auf den Teil des Wellenzuges C anspricht, der sich dem Werte Null nähert.
Hierdurch wird ein Impuls im Generator 16 erzeugt Der Steuersignalgenerator 17 ermittelt die Polarität der Spannung am Kondensator 4 und gibt ein Steuersignal bei positiver Spannung ab. Das Steuersignal wird in der Impulsformstufe 18 in die entsprechende Signalform gesetzt. Zur Zeit T2 ergibt sich an der Ausgangsklemme 19 das entsprechend geformte Signal.
Der in Fig. 3 gezeigte Zündkreis wird im Zusammenhang mit der Fig. 7 später noch näher beschrieben.
Beim Start des Hauptkreises 9 ohne den Zündkreis 14 ergibt sich am Kondensator 4 eine Spannung V mit dem Wellenzug A. Dies ist in Fig. 4 gezeigt. Durch die Induktivität 5 fliesst der Strom i mit dem Wellenzug B. Die Spannung mit dem Wellenzug C ergibt sich zwischen der Anode und der Kathode des Hauptleitergleichrichters 6. Im eingeschwungenen Zustand haben der Kondensator 4, die Induktivität 5 und der Halbleitergleichrichter 6 die Wellenzüge, wie sie in der Fig. 5 gezeigt sind. Die Bezeichnungen der graphischen Darstellung der Fig. 5 sind die gleichen wie in der graphischen Darstellung der Fig. 4.
Es ist bekannt, dass der Halbleitergleichrichter 6 im Hauptkreis 9 während eines vorbestimmten Zeitintervalles eine Umkehrspannung aufweist. Dieses Zeitintervall liegt nach der Sperrung des Halbleitergleichrichters bzw. nach dem in den Fig. 4 und 5 gezeigten Punkt b. Die Fig. 5 zeigt, dass im eingeschwungenen Zustand am Halbleiter gleichrichter während einer längeren Zeit T die Umkehr spannung angelegt ist. Beim Start wird infolge des Nicht vorhandenseins der elektrischen Energie für den Speicher kreis 3 die Dauer der an den Halbleitergleichrichter ange legten Umkehrspannung auf das extrem kurze Intervall Ts der Fig. 4 begrenzt. Dies lässt sich durch die Betrachtung der Phasenbeziehung zwischen dem Strom und der Span nung erklären, welche an den Halbleitergleichrichter ge legt werden.
Die Fig. 4, welche den Start graphisch darstellt, zeigt, dass nach der Zeit b ein Strom von ausreichendem, gros sem und positivem Wert über die Induktivität 5 fliesst.
Dies bedeutet, dass die elektrische Energie des Kondensa tors 4 sehr rasch in die Induktivität 5 fliesst. Andererseits zeigt die Fig. 5, welche den eingeschwungenen Zustand graphisch darstellt, dass nach der Zeit b die Induktivität 5 weiterhin zusätzliche elektrische Energie zum Kondensator 4 gibt, wodurch die Spannung am Kondensator 4 weiterhin ansteigt. Dies erlaubt das Anlegen einer hohen Umkehrspannung VR an den Halbleitergleichrichter 6 während einer langen Zeit.
Aus dem bisher Gesagten ergibt sich, dass der Hauptkreis 9 der Fig. 1 eine kürzere Zeit für die Umkehrspannung während des Startens besitzt, als während des eingeschwungenen Zustandes. Dies kann sich nachteilig auf den gesamten Betrieb auswirken.
Gemäss Fig. 1 sei nun angenommen, dass der Schalter.
12 des Zündkreises 14 geschlossen wird bevor das Steuersignal auf den Halbleitergleichrichter 6 gegeben wird. In diesem Falle fliesst durch die Spule 10 der Strom iS nur während der in Fig. 6 mit A bezeichneten Halbwelle. Sobald der Halbleitergleichrichter 6 zur Zeit ts gezündet wurde oder nachdem das gesamte System sich dem eingeschwungenen Zustand genähert hat, kann der Halbleitergleichrichter 6 gezündet werden. Hierdurch kann die Umkehrspannung an den Halbleitergleichrichter während einer genügend langen Zeit T gemäss Fig. 6, D angelegt werden.
Vor Schliessen des Schalters 12 bekommt der Kondensator 13 eine ausreichende Spannung. Das Schliessen des Schalters 12 bewirkt einen Strom is (Fig. 6, A) durch die Spule 10. Der Strom fliesst während einer Halbwelle vorerst über die Spule 5 in derjenigen Richtung, dass ein durch die Induktivität 5 fliessender Strom, der mit dem Strom iS induziert wird, in der gleichen Richtung fliesst wie der durch die Induktivität entsprechend der Leitfähigkeit des Halbleitergleichrichters 6 fliessende Strom.
Wenn der Schalter 12 als steuerbarer Halbleitergleichrichter ausgebildet ist, kann die Diode 11 entfallen. Der Schalter 12 kann auch mechanisch ausgebildet sein, sofern der Strom iS über die Spule 10 während einer kleinen Zeit nach dem Start fliessen kann. Ausserdem entfällt auch die Diode 11.
Die Fig. 7 zeigt eine Ausführung mit dem Zündkreis der Fig. 3 und der Schaltungsanordnung der Fig. 1. Der obere Teil der Fig. 7 ist mit der Schaltungsanordnung der Fig. 1 identisch. Die einzige Ausnahme besteht darin, dass der Verbraucher als Widerstand 21 gezeigt ist und parallel zum Kondensator 4 des Speicherkreises 3 angeordnet ist. Ferner ist der Kondensator 13 über einen Ladewiderstand 22 mit der Gleichstromquelle 23 verbunden.
Gemäss der Fig. 7 ist der Widerstand 21 am Widerstand 24, an der Halbleiterdiode 25 und am Kondensator 26 angeschlossen. Die Diode 25 ist so gepolt, dass der Strom vom Widerstand 24 zum Kondensator 26 fliessen kann. Am Kondensator 26 ist eine spannungsbegrenzende Zenerdiode 27 vorgesehen, welche die Spannung am Kondensator 26 auf einem vorbestimmten Wert hält und somit diesen vor zu hohen Spannungen schützt. Der Kondensator 26 wird von einem normalerweise offenen Schalter 28 überbrückt. Dieser Schalter wird während einer Betriebsunterbrechung des Wandlers geschlossen.
Die Anode des steuerbaren Halbleitergleichrichters 29 liegt am Verbindungspunkt der Diode 25 und des Kondensators 26. Seine Kathode liegt an der Anode der Halbleiterdiode 30, deren Kathode wiederum an der Anode der Diode 25 liegt. Die Steuerelektrode des Halbleitergleichrichters39 liegt an der Kathode der Halbleiterdiode 31. Die Anode der Diode 31 ist am Verbindungspunkt des Kondensators 26 und des Verbrauchers 21 über den Widerstand 32 angeschlossen. Die Kathode des steuerbaren Halbleitergleichrichters 29 ist mit der Halbleiterdiode 33 an deren Anode angeordnet. Anschliessend folgt der Impulstransformator 34. Der Impulstransformator 34 enthält die Primärwicklung 35, welche mit der Diode 33 und dem Verbraucher 21 verbunden ist, und die Sekundärwicklung 36, welche mit der Steuerelektrode und der Kathode des steuerbaren Halbleitergleichrichters 6 verbunden ist.
Die Bauteile 24 bis 36 bilden einen Stromkreis für die Selbsterregung und für die Betriebsunterbrechung des Wandlers. Dieser Stromkreis dient zur Ansteuerung des steuerbaren Halbleitergleichrichters 6 mit einem niedrigen Energiepegel, so dass der Halbleitergleichrichter 6 zu der Zeit gezündet wird, in welcher die Spannung V am Kondensator 4 positiv wird. Aus der Fig. 6 kann gesehen werden, dass einmal der Schalter 12 geschlossen ist und die selbsterregte Schwingung ungedämpft ist.
Es sei nun angenommen, dass der Schalter 12 zur Aufladung des Kondensators 4 im Speicherkreis 3 geschlossen ist. Der Kondensator 4 ladet sich mit der Polarität auf, welche oben links des Kondensators 4 dargestellt ist (Fig. 7 > . Die obere Kondensatorplatte ist positiv gegen über der unteren Kondensatorplatte. Die Kondensatorspannung wird nun auf die Induktivität 5 gegeben. Die Polarität am Kondensator 4 kehrt sich nun um. Dies ist in der Fig. 7 in Klammern gezeigt. Die obere Kondensatorplatte ist nun negativ gegenüber der unteren Kondensatorplatte. Dieser Polaritätswechsel bewirkt, dass der Kondensator 26 über den Widerstand 24 und die Diode 25 aufgeladen wird.
Wenn der Kondensator 4 eine positive Spannung aufweist oder wenn er wieder zu seiner ursprünglichen Spannung zurückkehrt, fliesst ein Strom über den Widerstand 32, die Diode 31, die Steuerelektrode und Kathode des Halbleitergleichrichters 29, die Diode 30 und den Widerstand-24-und zündet den Halbleitergleichrichter 29. Dieser beschriebene Vorgang wiederholt sich, so dass die selbsterregte Schwingung ungedämpft ist.
Das Schliessen des Schalters 28 schützt den Kondensator 26 vor dem Aufladen durch die Energie, welche zum Zünden des Halbleitergleichrichters 6 dient.
Die Fig. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des Stromkreises für das Zünden und für die Betriebsunterbrechung gemäss Fig. 7. Für die gleichen -Bauteile sind auch die gleichen Bezugszahlen gewählt worden. Die Diode 30 liegt am Verbindungspunkt P des Halbleitergleichrichters 29 und der Diode 33 über den Vorspannwiderstand 37.
Die Diode 31 ist durch die Quelle 38 mit veränderlichem Gleichstrom vorgespannt. Ansonsten ist diese Anordnung identisch mit derjenigen in der Fig. 7. In der Fig. 8 sind die Klemmen a und ss am in Fig. 7 gezeigten Verbraucher bzw. Widerstand 21 angeschlossen. Die beiden anderen Klemmen 8 und y sind mit der Steuerelektrode und der Kathode des Halbleitergleichrichters 6 der Fig. 7 verbunden. Die Quelle 38 kann, sofern es gewünscht wird, zwischen dem Widerstand 37 und dem Verbindungspunkt P vorgesehen werden.
Zur Verhinderung eines übermässigen Stromflusses über den.steuerbaren Gleichrichter 29 sind Strombegrenzungskreise zwischen dem Verbindungspunkt X der Diode 25 und des Kondensators 26 und dem Verbindungspunkt Y des Widerstandes 24 und der Diode 25 sowie zwischen dem Verbindungspunkt X und dem Verbindungspunkt Z des Kondensators 26 und der Klemme ss vorgesehen. Ausserdem ist im Nebenschluss ein PNPN-Halbleiter zwischen dem Verbindungspunkt P und dem Verbindungspunkt der Quelle 38 und des Widerstandes 32 vorgesehen.
Dieser Halbleiter ist nicht dargestellt.
Aus dem Vorhergehenden ist ersichtlich, dass mit der Erfindung ein Wandler geschaffen worden ist, welcher besonders gute Starteigenschaften infolge der induktiven Kupplung zwischen der Spule 10 und der Induktivität 5 aufweist und fernerhin die elektrische Energie auf den Speicherkreis 3 über die Spule 10 vor dem Startvorgang des Wandlers gibt
Die Fig. 9 zeigt eine weitere Modifikation, welche für eine bessere Stabilisierung des Startvorganges geschaffen wurde. Der Speicherkreis 3 liegt an der Diode 11 über einer Spule 39, anstelle der Spule 10, welche gemäss Fig. 1 mit dem Speicherkreis induktiv gekoppelt ist. Für die anderen Teile ist die Anordnung der Fig. 9 identisch mit der Schaltungsanordnung der Fig. 1. Daher sind die Bezugszahlen der Fig. 9 gleich wie in Fig. 1.
Die Anordnung der Fig. 9 wird anhand der Fig. 10 beschrieben. Wie bereits in Fig. 1 gezeigt, ist der Schalter 12 vor dem Startvorgang geschlossen. Hierdurch fliesst der Strom iS über die Spule 39 nur in der einen in Fig. 10 mit D bezeichneten Halbwelle, und zwar zur Zeit ts bzw.
nachdem der Wandler sich seinem eingeschwungenen Zustand genähert hat. Dies ist in der Fig. 5 gezeigt. Der Halb leitergleichrichter 6 wird gezündet, so dass die Umkehrspannung an den Halbleitergleichrichter 6 während einer hinreichend langen Zeit T gemäss Fig. 10, B gelegt werden kann.
Unter diesen Umständen wird der Kondensator 13 mit einer entsprechenden Spannung vor dem Schliessen des Schalters 12 geladen. Der Strom iS (Fig. 10, D) fliesst über die Spule 39 in der gleichen Richtung wie der Strom über die Induktivität 5 (Fig. 10, C) entsprechend der Zündung des gesteuerten Gleichrichters 6.
Wenn die Verbindungsleitung zwischen dem Kondensator 13 und dem Speicherkreis 3 eine genügend hohe, verteilte Induktivität aufweist, kann die Spule 39 entfallen.
Device for generating undamped electrical oscillations from a direct current source
The invention relates to a device for generating undamped electrical oscillations from a direct current source, the direct current source, a controllable semiconductor rectifier and a storage circuit consisting of a capacitor and an inductance arranged parallel to it being connected in series with one another.
The device according to the invention is intended to be used as an alternating current source for consumers with a small power factor. Such consumers can be, for example, electromagnetic pumps for molten metals, devices for high-frequency hardening, devices for the concentration of plasma or devices for flood treatment.
In a known device (converter) for consumers with a small power factor, this power factor was improved by means of a compensation capacitor. Another known converter includes a storage circuit consisting of a parallel arrangement between a capacitor and an inductor.
This storage circuit is connected to the direct current source, a controllable semiconductor rectifier and a charging capacitor. The controllable semiconductor rectifier is controlled with the frequency, which is related to the resonance frequency of the storage circuit. As a result, the switched-on state of the semiconductor rectifier is equal to or less than a half-cycle of the resonance frequency of the storage circuit. In this last-mentioned converter, the transient process is expediently between a half and a full oscillation during the starting process, whereby the high voltage current has a very different phase relationship to the steady state. As a result of these processes, an error occurs when the converter is started.
The invention prevents this error and is characterized in that an auxiliary charging circuit is provided for charging the capacitor of the storage circuit before the semiconductor rectifier is ignited, the auxiliary charging circuit being connected or coupled to the storage circuit in such a way that the capacitor is charged with the same polarity as that through the semiconductor rectifier.
Embodiments of the invention are explained in more detail with reference to the drawings. Show it:
1 shows the circuit arrangement of the converter,
FIG. 2 shows the graphic representation of various wave trains of voltages and currents at various points in the circuit arrangement shown in FIG. 1,
3 shows an ignition circuit for the converter,
4 shows the graphic representation of various wave trains of electrical quantities during the starting process,
5 shows a graphical representation of wave trains of electrical quantities in the steady state,
FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the circuit arrangement shown in FIG. 1;
7 shows a circuit arrangement of the ignition circuit shown in FIG. 3 with the converter shown in FIG. 1,
FIG. 8 shows a modification of the circuit arrangement shown in FIG. 7,
Fig.
9 shows a circuit as a further exemplary embodiment of the invention, and
FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIG.
According to FIG. 1, the direct current source 1 with the auxiliary capacitor 2 and the storage circuit 3, which consists of the capacitor 4 and the inductance 5 in a parallel arrangement, are connected via the controllable semiconductor rectifier 6 to the control electrode 7 and via the charging inductance 8. This circuit is referred to as main circuit 9.
The inductors 5 and 10 are magnetically coupled to one another. The start circuit 14 consists of the series connection of the capacitor 13, the normally open switch 12, the semiconductor diode 11 and the inductance coil 10.
When using this circuit arrangement of FIG. 1 for electromagnetic pumps or for high-frequency hardening, etc., the inductance 5 is designed as a coil and is arranged in the relevant device. The capacitor 4 is used to improve the Leistungsfak sector. The diode 11 is arranged in this circuit in such a way that its cathode is at one end of the coil 10 and its anode is at the switch 12.
The mode of operation of the main circuit 9 shown in FIG. 1 is described in more detail with reference to FIG. The control signal A is applied to the control electrode 7 of the semiconductor rectifier 6 so that it is switched through. The charge on the auxiliary capacitor 2 now reaches the capacitor 4 of the storage circuit 3 via the semiconductor rectifier 6 and the charging inductance 8 that are connected through.
It is now assumed that the capacitors 2 and 4 have the capacitance values KIIF and CuF, where K> C. The inductances 8 and 5 should have the values luHy and LpHy, where l> L. With this assumption, the semiconductor rectifier 6 ignites at time T1 and is blocked at time T2. At this time, the current through the charging inductance is insufficient.
However, the capacitor 4 has received a voltage which is already above the voltage of the source 1. At time T2, the electrical energy is present in storage circuit 3 and stored in capacitor 4 after rectifier 6 has been blocked. This energy stored in the capacitor 4 is passed to the inductance 5 and back to the capacitor 4 again. The frequency of the oscillations of the storage circuit 3 results from the values of the capacitor 4 and the inductance 5. Under these circumstances, the current flowing through the semiconductor rectifier 6 has wave train B. The voltage of capacitor 4 has wave train C. The current flowing through the capacitor 4 is shown by means of the wave train D in FIG.
Because of the ohmic component in the inductance 5, which is arranged, for example, in a device for high-frequency hardening, there is a certain damping of the electrical energy during the oscillations of the storage circuit 3 electrical energy flows from inductance 5 to capacitor 4 than at time T2 (blocking of the semiconductor rectifier 6).
To prevent this voltage drop across the capacitor 4, a control signal is again sent to the control electrode 7 of the semiconductor rectifier 6. The same process then takes place as already described. Here, the voltage across the capacitor 4 is used to ignite the semiconductor rectifier 6 as soon as it has reached a predetermined value. This sequence control results in the oscillation shown in FIG. 2.
So far, the output of a single control signal to the controllable semiconductor rectifier 6 in each oscillation of the wave train C of the voltage on the capacitor 4 has been described with reference to FIG. It is pointed out here that the control signal in every other oscillation of the wave train C can be given to the semiconductor rectifier in accordance with the particular consumer. If necessary, the relationship K <C can also be used instead of the relationship K> C described above. In addition, the auxiliary capacitor 2 can be omitted if the power source 1 has a sufficiently small internal resistance. Furthermore, the current source 1 can be connected to the auxiliary capacitor 2 via a corresponding impedance. This impedance is not shown.
From the above, it can be seen that the electrical energy from the power source 1 flows into the storage circuit 3 only during the positive half-cycle of the voltage on the capacitor 4. Of course, the energy can flow into the Storage circuit 3 flow.
The ignition of the semiconductor rectifier 6 by the control signal must take place synchronously with the resonance frequency of the storage circuit 3. The control signals are generated by a known, self-excited or separately excited generator.
It can be seen that the storage circuit experiences a change in frequency, depending on whether a consumer or a resistor is present as a metallic workpiece in the heating coil of the device for high-frequency hardening or not.
A self-excited ignition circuit for the semiconductor rectifier is shown in FIG. 3. A voltage signal corresponding to the voltage on the capacitor 4 is applied to the input source 15. The pulse generator 16 then generates a pulse as soon as the voltage signal at the input terminal 15 approaches zero. The control signal generator 17 determines the polarity of the wave train at the input terminal 15 and generates the control signal based on a predetermined polarity. The generator 17 generates, in cooperation with the main circuit 9 of FIG. 1, a control signal only when the voltage on the capacitor 4 is positive. A pulse shaping stage 18 is connected downstream of the generator 17. Output terminal 19 is located at the output of pulse shaping stage 18.
After the converter has started, a start signal, which is given by a signal source (not shown) via the start terminal 20, reaches the pulse shaping stage 18.
When the converter in FIG. 1, which is connected to the ignition circuit in FIG. 3, is to be started, the start signal is sent to the start terminal 20 so that the pulse shaping stage 18 can be activated. The control signal appears at the output terminal 19 at time T1 (FIG. 2).
Via the control electrode 7, the control signal controls the semiconductor rectifier 6 in its conductive state.
The current with the wave train B in FIG. 2 flows through the ignited semiconductor rectifier 6. The voltage with the wave train C in FIG. 2 results at the capacitor 4.
The wave train C now reaches the input terminal 15 to the pulse generator 16, which responds to the part of the wave train C which approaches the value zero.
This generates a pulse in the generator 16. The control signal generator 17 determines the polarity of the voltage on the capacitor 4 and outputs a control signal when the voltage is positive. The control signal is set into the corresponding signal form in the pulse shaping stage 18. At time T2, the correspondingly shaped signal is produced at output terminal 19.
The ignition circuit shown in FIG. 3 will be described in more detail later in connection with FIG.
When the main circuit 9 is started without the ignition circuit 14, a voltage V with the wave train A results across the capacitor 4. This is shown in FIG. The current i flows through the inductance 5 with the wave train B. The voltage with the wave train C results between the anode and the cathode of the main conductor rectifier 6. In the steady state, the capacitor 4, the inductance 5 and the semiconductor rectifier 6 have the wave trains, as they are shown in FIG. The designations of the graphic representation of FIG. 5 are the same as in the graphic representation of FIG. 4.
It is known that the semiconductor rectifier 6 in the main circuit 9 has a reverse voltage during a predetermined time interval. This time interval lies after the semiconductor rectifier has been blocked or after point b shown in FIGS. 4 and 5. Fig. 5 shows that in the steady state at the semiconductor rectifier for a longer time T, the reverse voltage is applied. When starting, the duration of the reverse voltage applied to the semiconductor rectifier is limited to the extremely short interval Ts of FIG. 4 due to the absence of electrical energy for the storage circuit 3. This can be explained by considering the phase relationship between the current and the voltage which are applied to the semiconductor rectifier.
4, which graphically shows the start, shows that after time b a current of sufficient, large and positive value flows through the inductance 5.
This means that the electrical energy of the capacitor 4 flows very quickly into the inductance 5. On the other hand, FIG. 5, which graphically shows the steady state, shows that after time b the inductance 5 continues to provide additional electrical energy to the capacitor 4, as a result of which the voltage on the capacitor 4 continues to rise. This allows a high reverse voltage VR to be applied to the semiconductor rectifier 6 for a long time.
From what has been said so far, it follows that the main circuit 9 of FIG. 1 has a shorter time for the reverse voltage during starting than during the steady state. This can have a detrimental effect on the entire operation.
According to FIG. 1, it is now assumed that the switch.
12 of the ignition circuit 14 is closed before the control signal is sent to the semiconductor rectifier 6. In this case, the current iS flows through the coil 10 only during the half-wave designated by A in FIG. As soon as the semiconductor rectifier 6 has been ignited at time ts or after the entire system has approached the steady state, the semiconductor rectifier 6 can be ignited. As a result, the reverse voltage can be applied to the semiconductor rectifier for a sufficiently long time T according to FIG. 6, D.
Before the switch 12 is closed, the capacitor 13 receives a sufficient voltage. Closing the switch 12 causes a current is (FIG. 6, A) through the coil 10. During a half-wave, the current initially flows through the coil 5 in the direction that a current flowing through the inductance 5 corresponds to the current iS is induced, flows in the same direction as the current flowing through the inductance according to the conductivity of the semiconductor rectifier 6.
If the switch 12 is designed as a controllable semiconductor rectifier, the diode 11 can be omitted. The switch 12 can also be designed mechanically, provided that the current iS can flow through the coil 10 for a short time after the start. In addition, the diode 11 is also omitted.
FIG. 7 shows an embodiment with the ignition circuit of FIG. 3 and the circuit arrangement of FIG. 1. The upper part of FIG. 7 is identical to the circuit arrangement of FIG. The only exception is that the consumer is shown as a resistor 21 and is arranged parallel to the capacitor 4 of the storage circuit 3. Furthermore, the capacitor 13 is connected to the direct current source 23 via a charging resistor 22.
According to FIG. 7, the resistor 21 is connected to the resistor 24, to the semiconductor diode 25 and to the capacitor 26. The diode 25 is polarized such that the current can flow from the resistor 24 to the capacitor 26. A voltage-limiting Zener diode 27 is provided on the capacitor 26, which keeps the voltage on the capacitor 26 at a predetermined value and thus protects it from excessively high voltages. The capacitor 26 is bridged by a normally open switch 28. This switch is closed during a shutdown of the converter.
The anode of the controllable semiconductor rectifier 29 lies at the connection point of the diode 25 and the capacitor 26. Its cathode lies at the anode of the semiconductor diode 30, the cathode of which in turn lies at the anode of the diode 25. The control electrode of the semiconductor rectifier 39 is connected to the cathode of the semiconductor diode 31. The anode of the diode 31 is connected to the connection point of the capacitor 26 and the consumer 21 via the resistor 32. The cathode of the controllable semiconductor rectifier 29 is arranged with the semiconductor diode 33 at its anode. The pulse transformer 34 then follows. The pulse transformer 34 contains the primary winding 35, which is connected to the diode 33 and the consumer 21, and the secondary winding 36, which is connected to the control electrode and the cathode of the controllable semiconductor rectifier 6.
The components 24 to 36 form a circuit for the self-excitation and for the interruption of operation of the converter. This circuit is used to control the controllable semiconductor rectifier 6 with a low energy level, so that the semiconductor rectifier 6 is ignited at the time in which the voltage V on the capacitor 4 becomes positive. From FIG. 6 it can be seen that once the switch 12 is closed and the self-excited oscillation is undamped.
It is now assumed that the switch 12 for charging the capacitor 4 in the storage circuit 3 is closed. The capacitor 4 is charged with the polarity shown at the top left of the capacitor 4 (Fig. 7>. The upper capacitor plate is positive compared to the lower capacitor plate. The capacitor voltage is now applied to the inductance 5. The polarity on the capacitor 4 This is shown in brackets in Fig. 7. The upper capacitor plate is now negative compared to the lower capacitor plate. This polarity change has the effect that the capacitor 26 via the resistor 24 and the diode 25 is charged.
When the capacitor 4 has a positive voltage or when it returns to its original voltage, a current flows through the resistor 32, the diode 31, the control electrode and cathode of the semiconductor rectifier 29, the diode 30 and the resistor 24 and ignites the Semiconductor rectifier 29. This described process is repeated so that the self-excited oscillation is undamped.
Closing the switch 28 protects the capacitor 26 from being charged by the energy which is used to ignite the semiconductor rectifier 6.
FIG. 8 shows a further embodiment of the circuit for the ignition and for the interruption of operation according to FIG. 7. The same reference numbers have also been chosen for the same components. The diode 30 is connected to the connection point P of the semiconductor rectifier 29 and the diode 33 via the bias resistor 37.
The diode 31 is biased by the variable direct current source 38. Otherwise this arrangement is identical to that in FIG. 7. In FIG. 8, the terminals a and ss are connected to the consumer or resistor 21 shown in FIG. The other two terminals 8 and y are connected to the control electrode and the cathode of the semiconductor rectifier 6 of FIG. The source 38 can be provided between the resistor 37 and the connection point P if desired.
To prevent excessive current flow through the controllable rectifier 29, there are current limiting circuits between the connection point X of the diode 25 and the capacitor 26 and the connection point Y of the resistor 24 and the diode 25 and between the connection point X and the connection point Z of the capacitor 26 and the terminal ss provided. In addition, a PNPN semiconductor is provided between the connection point P and the connection point of the source 38 and the resistor 32 in the shunt.
This semiconductor is not shown.
From the foregoing it can be seen that a converter has been created with the invention, which has particularly good starting properties due to the inductive coupling between the coil 10 and the inductance 5 and furthermore the electrical energy to the storage circuit 3 via the coil 10 before the starting process of Converter there
FIG. 9 shows a further modification which was created for better stabilization of the starting process. The storage circuit 3 is connected to the diode 11 via a coil 39, instead of the coil 10, which is inductively coupled to the storage circuit according to FIG. 1. For the other parts, the arrangement of FIG. 9 is identical to the circuit arrangement of FIG. 1. Therefore, the reference numerals in FIG. 9 are the same as in FIG. 1.
The arrangement of FIG. 9 is described with reference to FIG. As already shown in Fig. 1, the switch 12 is closed before the starting process. As a result, the current iS flows through the coil 39 only in the one half-wave designated by D in FIG. 10, namely at time ts or
after the converter has approached its steady state. This is shown in FIG. 5. The semiconductor rectifier 6 is ignited so that the reverse voltage can be applied to the semiconductor rectifier 6 for a sufficiently long time T according to FIG. 10, B.
Under these circumstances, the capacitor 13 is charged with a corresponding voltage before the switch 12 is closed. The current iS (FIG. 10, D) flows via the coil 39 in the same direction as the current via the inductance 5 (FIG. 10, C) corresponding to the ignition of the controlled rectifier 6.
If the connecting line between the capacitor 13 and the storage circuit 3 has a sufficiently high, distributed inductance, the coil 39 can be omitted.