Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Torstromes für einen steuerbaren Gleichrichter
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Torstromes für einen steuerbaren Gleichrichter, welcher Torstrom von einem an Eingangsklemmen des Stromkreises angelegten Steuersignal abhängig ist.
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung kennzeichnet sich durch eine parallel zum steuerbaren Gleichrichter geschaltete Serieschaltung eines ersten Kondensators und eines Speicherelementes, an welcher Serieschaltung zwecks Aufladung des Speicherelementes die an den Klemmen des steuerbaren Gleichrichters vorhandene Spannung liegt, sowie ein in Abhängigkeit von dem an den genannten Eingangsklemmen liegenden Steuersignal arbeitendes Schaltelement, um das Speicherelement zwecks Abgabe der darin gespeicherten Ladung mit dem Torstrompfad des steuerbaren Gleichrichters zu verbinden.
Das Speicherelement kann beispielsweise ein Kondensator oder eine Sekundär-Speicherzelle sein.
Es können Mittel vorgesehen sein, die gewährleisten, dass das Schaltelement nur leitend wird, wenn ein bestimmter Spannungswert am Speicherelement vorhanden ist. Dies kann durch die Anordnung einer Zenerdiode in einem Strompfad parallel zum Schaltelement erzielt werden.
Nachstehend wird die Erfindung anhand der Zeichnung beispielsweise erläutert.
Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung mit einem zu steuernden Gleichrichter,
Fig. 2 veranschaulicht in graphischer Form das Arbeiten des Stromkreises gemäss Fig. 1,
Fig. 3 zeigt eine Ausführungsvariante der Schal tungsanordnung nach Fig. 1,
Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung,
Fig. 5 veranschaulicht eine Schaltungsanordung, welche zur Steuerung von mehr als einem steuerbaren Gleichrichter dient, jedoch die Verwendung eines einzigen Speicherelementes ermöglicht,
Fig. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem andern Schaltelement als in den Ausführungsformen nach den Fig. 1, 3, 4 und 5, und die
Fig. 7 und 8 zeigen weitere Ausführungsformen der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1.
In Fig. 1 ist ein steuerbarer Halbleitergleichrichter 1 dargestellt, der in einen Stromweg zwischen einer Wechselstromspeisequelle und einer Last geschaltet ist. Dem steuerbaren Gleichrichter 1 ist eine Serieschaltung parallelgeschaltet, ,die aus einem Widerstand 2, einem Kondensator 3, einer Diode 4 und einem Kondensator 5 besteht, wobei die Verbindungsstelle zwischen der Diode 4 und dem Kondensator 5 über einen weiteren steuerbaren Halbleitergleichrichter 6, der ein Schaltelement Idarstellt, und einen Widerstand 8 an die Steuerelektrode des steuerbaren Gleichrichters 1 angeschlossen ist.
Ferner ist der Diode 4 und dem mit ihr in Reihe liegenden Kondensator 5 eine Zenerdiode 9 parallelgeschaltet. Die Steuerelektrode der Schaltvorrichtung 6 ist über einen Widerstand 7 mit dem Anschluss 10 des positiven Steuereingangs, und der Anschluss 11 des negativen Steuereingangs ist mit der Kathode der Schaltvorrichtung 6 verbunden.
Typische Werte für die Kondensatoren 3 und 5 sind 0,5 ,mF bzw. 2 uF. Unter der Annahme, dass die Lawinendurchbruchspannung der Diode 9 etwa 20 Volt beträgt, wird durch einen positiven Anstieg von 100 Volt an der Anode des steuerbaren Gleichrichters 1 der Kondensator 5 auf eine Spannung von etwa 20 Volt aufgeladen, und ein weiterer Anstieg der Anodenspannung des Gleichrichters 1 ergibt keine weitere Erhöhung der Spannung an dem Kondensator 5 zufolge des nachfolgenden Leitens der Diode 9 im Lawinenzustand.
Wenn daher das Arbeiten der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1 betrachtet und angenommen wird, dass eine Wechselstromspeisespannung von etwa 300 Volt während der positiven Halbwelle einer an dem Gleichrichter 1 angelegten Wechselstrom-Wellenform vorhanden ist, dann fliesst ein Ladestrom über die Elemente 2, 3, 4 und 5, welcher den Kondensator 5 auf einen Wert von etwa 20 Volt innerhalb einer kurzen Anfangsdauer der Halbwelle auflädt. Das nachfolgende Anlegen eines Steuersignals mit den dargestellten Polaritäten an die Anschlüsse 10 und 11 bewirkt das Leitendwerden des Schaltelementes 6, um die Entladung des Kondensators 5 als einen an die Steuerelektrode des Gleichrichters 1 angelegten Impuls einzuleiten.
Wird angenommen, dass der Widerstand 8 einen vergleichsweise niedrigen Wert hat, dann ist der an die Steuerelektrode des Gleichrichters 1 angelegte Impuls ein Impuls mit hoher Amplitude, und der Gleichrichter 1 wird leitend gemacht. Der Augenblick des Anlegens eines Steuersignals an die Anschlüsse 10 und 11 kann beliebig gewählt werden, um den Zündwinkel des Gleichrichters 1 zu ändern, jedoch muss berücksichtigt werden, dass die Schaltvorrichtung 6 nur dann leitend gemacht werden soll, wenn eine ausreichend hohe Spannung an dem Kondensator 5 erreicht worden ist.
Die dargestellte Schaltungsanordnung hat gegenüber anderen Formen von Steuerstromkreisen den Vorteil, dass dieZenerdiode 9 mit einem Impuls hoher Amplitude und schnellem Anstieg gezündet werden kann, was die günstigsten Bedingungen zum Verhindern hoher Anodenstrom-Anstiegsgeschwindigkeiten im steuerbaren Gleichrichter 1 ergibt, ohne dass zusätzliche Energiequellen hoher Leistung erforderlich sind. Weiterhin kann, wenn ein zweckentsprechendes Schaltelement 6 gewählt wird, ein befriedigendes Arbeiten mit Steuersignalen niedriger Amplitude erreicht werden, welche keine besonders kurze Anstiegszeit zu haben brauchen.
Daher können die Grösse, die Kosten und der Energiebedarf der Signal-Energiequelle niedrig gehalten werden. Gleichzeitig können die Probleme hinsichtlich der Übertragung von Steuerimpulsen erheblich vermindert werden, ohne ihre Wellenform zu verschlechtern, und gleichzeitig kann eine Isolierung, eventuell sogar eine Hochspannungsisolierung erzielt werden.
In der graphischen Darstellung der Fig. 2 gibt die Wellenform A die Wechselstromspeisespannung, die Wellenform B das an die Anschlüsse 10 und 11 angelegte Steuersignal, die Wellenform C die Spannung an dem steuerbaren Gleichrichter 1, die Wellenform D die an dem Kondensator 5 auftretende Spannung und die Wellenform E den Torstrom in dem steuerbaren Gleichrichter wieder.
Mit Bezug auf Fig. 2 sei daran erinnert, dass in Verbindung mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ausgeführt wurde, dass es nicht erwünscht ist, das Schaltelement 6 bei Fehlen einer ausreichenden Spannung an dem Kondensator 5 zu triggern. Bei der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 3, in der zusätzlich ein Transistor 14 und eine mit ihm in Reihe liegende Zenerdiode 15 vorgesehen sind, wird dieses Ziel dadurch erreicht, indem die Zenerdiode 15 den erforderlichen Strom zum Zünden des Schaltelementes nur leitet, wenn zusätzlich zum Leitendwerden des Transistors 14 die Lawinenenspannung der Zenerdiode 15 überschritten wird. In anderer Hinsicht arbeitet der Stromkreis gemäss Fig. 3 im wesentlichen ebenso wie der Stromkreis gemäss Fig. 1.
Die Schaltungsanordnung weist, wenn eine Kapazität als Speicherelement verwendet wird, den weiteren Vorteil auf, dass die Kapazität als Dämpfungs- und Spannungsausgleichsglied in einem geschlossenen Stromkreis benutzt werden kann, um Einschwing-Spannungen an den bezüglichen steuerbaren Gleichrichtern und dadurch die Anstiegsgeschwindigkeit der Anodenspannung zu begrenzen. Diese kombinierte Funktion der Kapazität kann zu einer beträchtlichen Wirtschaftlichkeit bzw.
Ersparnis in der Ausführung des Stromkreises führen.
Es können verschiedene Anordnungen bzw. Typen von Dioden und Widerständen mit dem kapazitiven Speicherelement verwendet werden, um verschiedene Charakteristiken in bezug auf die Einschwing- und dt -Begrenzung in der Schaltungsanordnung zu erhalten. Beispielsweise liegen in der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 4, in welcher die Zenerdiode 9 direkt parallel zum Kondensator 5 geschaltet und eine weitere Diode 13 eingefügt ist, die Kondensatoren 3 und 5 im dv Hinblick auf einen positiven Wert von dt parallel zum steuerbaren Hauptgleichrichter 1. In Serie zum Kondensator 3 ist ein Widerstand 12 geschaltet, um Entladungsströme, welche vom Kondensator 3 über den steuerbaren Gleichrichter 1 fliessen, wenn letzterer leitend gemacht worden ist, abzuleiten.
Daher kann ein hoher Kapazitätswert für die Kondensatoren 3 und 5 dv vorgesehen werden, um eine wirksame dt Begrenzung und Spannungssteuerung zu erzielen, wenn der steuerbare Gleichrichter 1 in Verbindung mit weitern steuerbaren Gleichrichtern in einem Stromkreis verwendet wird, ohne die Gleichrichter auch übermässiger Spitzenströme zu beschädigen, die beim Triggern eines der steuerbaren Gleichrichter vom Kondensator 3 geliefert werden.
In Fig. 5 ist eine steuerbare Vollweg-Gleichrichterbrückenanordnung dargestellt. Der Brückenstromkreis enthält steuerbare Gleichrichter 1 und la und Dioden 20 und 20a. Die Verbindungen zwischen der Diode 20 und dem Gleichrichter 1 bzw. der Diode 20a und dem Gleichrichter la sind mit Zuleitungen 20 bzw. 23 verbunden, über die eine Wechselstromquelle angeschlossen ist. Die Verbindung zwischen den Dioden 20 und 20a ist mit dem einen Anschluss der Last 24 verbunden, und die Verbindung zwischen den Gleichrichtern 1 und la ist mit dem anderen Anschluss der Last 24 verbunden.
Es sei jetzt der Teil der Schaltungsanordnung betrachtet, der den steuerbaren Gleichrichter 1 enthält.
Dem Gleichrichter 1 ist eine Serieschaltung aus einem Widerstand 2, einem Kondensator 3, einer Diode 4 und einem Kondensator 5 parallel geschaltet. Die Zenerdiode 9 liegt parallel zum Kondensator 5 und da der Rückweg über die Zenerdiode 9 zum Kondensator 3 jetzt getrennt ist, ist zur Diode 4 und dem mit ihr in Reihe liegenden Kondensator 5 eine weitere Diode 21 parallelgeschaltet. Der Kondensator 5 ist wieder über ein Schaltelement 6 in Form eines steuerbaren Gleichrichters an die Triggerelektrode des Gleichrichters 1 über einen Widerstand 8 angeschlossen. Die Torelektrode der Schaltvorrichtung 6 ist weiterhin über einen Widerstand 7 mit dem Steuereingang 10, und der Steuereingang 11 ist mit der Kathode der Schaltvorrichtung 6 verbunden.
Der Teil der Schaltungsanordnung, der den zweiten steuerbaren Gleichrichter la enthält, ist gleich wie der Stromkreisteil, welcher den steuerbaren Gleichrichter 1 enthält, aufgebaut. Die entsprechenden Schaltelemente sind mit dem Index a versehen; es ist ersichtlich, dass der Kondensator 5 und die Zenerdiode 9 beiden Abschnitten der Schaltungsanordnung gemeinsam sind.
Bei Betrieb der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 5 fliesst zu Beginn einer positiven Halbwelle der Speise spannung, die an der Klemme liegt, ein Strom über die Serieschaltung der Elemente 2, 3, 4 und 5, bis ein Wert erreicht ist, an dem die Zenerdiode 9 einen Lawinendurchbruchszustand erreicht. Die Spannung am Kondensator 5 wird dann auf diesem Wert gehalten. Das nachfolgende Anlegen eines Steuersignals an die Steuerelektrode des Schaltelementes 6 ermöglicht, dass ein Entladungsimpuls über das Element 6 fliesst, um den Gleichrichter 1 in den leitenden Zustand zu steuern.
Bei der nachfolgenden Umkehr der Polarität der Speisespannung sperrt der Gleichrichter 1 und die Wiederaufladung des Kondensators 5 über den Strompfad mit dem Widerstand 2a, dem Kondensator 3a, der Diode 4a und dem Kondensator 5a erfolgt, bis wieder ein Wert erreicht wird, bei dem die Zenerdiode 9 in den Lawinendurchbruchzustand gelangt. Das nachfolgende Anlegen eines Steuersignals an die Steuerelektrode des Steuerelementes 6a macht dieses leitend, wodurch ein Steuerimpuls an den steuerbaren Gleichrichter la angelegt wird, der dann bis zum Ende der betreffenden Halle welle leitend bleibt. Dadurch wird eine gesteuerte Vollweggleichrichtung der Wechselspannung erreicht.
Die an die Last 24 angelegte Spannung kann dadurch geändert werden, indem der Phasenwinkel, unter welchem die Steuersignale an die Eingänge 10, 11 bzw. 11a während der betreffenden Halbwellen der Speisespannung angelegt werden, vor- oder nacheilend gewählt wird.
Der Stromkreis gemäss Fig. 6 enthält wieder einen einzigen steuerbaren Gleichrichter 1, jedoch ist das vorher durch einen steuerbaren Gleichrichter gebildete Schaltelement 6 durch eine Diode 16 ersetzt. Um das Absaugen der an die Eingänge 10 und 11 angelegten Steuersignale durch den Kondensator 5 zu verhindern, ist eine weitere Diode 17 in die Verbindung des Eingangs 10 mit der Diode 4 und dem Kondensator 5 geschaltet.
Die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 6 arbeitet im wesentlichen gleich der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, jedoch ist erkennbar, dass diese Ausführungsform unter gewissen Umständen den Vorteil hat, dass, wenn die Tyristordiode 16 leitend ist, eine direkte Verbindung vom Steuereingang zur Torelektrode des steuerbaren Hauptgleichrichters 1 vorhanden ist. Daher kann dem Tor des Gleichrichters 1 ein vom Kondensator 5 ausgehender Impuls mit steiler Stirn und langsam abklingendem Rücken zugeführt werden. Ein etwas ähnlicher Effekt kann gewünschtenfalls bei der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1 erhalten werden, wenn der negative Steuereingang, statt wie dargestellt, mit der Kathode des steuerbaren Gleichrichters 1 verbunden wird. Eine solche Schaltungsanordnung ist in Fig. 7 dargestellt.
Es ist ersichtlich, dass die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 7 grundsätzlich derjenigen der Fig. 1 entspricht, mit dem Unterschied, dass der Steuereingang 11 mit der Kathode des steuerbaren Halbleiter-Gleichrichters 1 verbunden ist. Der Steuereingang 10 ist mit der Torelektrode des steuerbaren Gleichrichters 6 über eine Diode 26 und weiterhin mit der Kathode des Gleichrichters 6 über die Diode 26 und einen weiteren Widerstand 27 verbunden. Der Eingang 10 ist ausserdem über eine weitere Diode 28 mit der Anode des Gleichrichters 6 verbunden.
Solange das an die Eingänge 10 und 11 angelegte Gleichstromsteuersignal als solches ausreichend ist, den steuerbaren Gleichrichter 1 zu triggern, kann diese Anordnung ein befriedigendes Arbeiten der Schaltungsanordnung unter allen Bedingungen garantieren, denn, falls die Anodenspannung stark positiv ist, wenn der Steuerimpuls an die Eingänge 10 und 11 angelegt wird, wird die volle Amplitude des Torsteuerimpulses erhalten.
Falls jedoch ein Steuerimpuls angelegt wird, bevor die Anode des Gleichrichters 1 positiv wird, hat der Torstrom bereits einen ausreichenden Pegel erreicht, wenn er wirksam wird.
Eine mögliche Ursache einer fehlerhaften Arbeitsweise der Schaltungsanordnung besteht darin, dass ein direkter Zugang vom Eingang 10 über die Diode 26, den Tor-Kathoden-Pfad des Elementes 6 und den Widerstand 8 zur Steuerelektrode des Gleichrichters 1 vorhanden ist. Theoretisch kann ein sehr leicht ansprechender steuerbarer Gleichrichter 1 bereits gesteuert werden, bevor das Element 6 leitend wird. Wenn man jedoch berücksichtigt, dass ein Element hoher Empfindlichkeit als Schaltelement 6 mit einer hohen Schaltgeschwindigkeit verwendet werden kann, ist die Möglichkeit des Auftretens dieser falschen Arbeitsweise in der Praxis so fernliegend, dass sie vernachlässigbar ist. Es ist daher möglich, vliese Schaltungsanordnung ohne wesentliche Rücksicht auf die an die Eingänge 10 und 11 angelegte Impulsform zu verwenden.
In dem vorstehenden Absatz wurde angedeutet, dass die Schaltungsanordnung nach Fig. 7 für praktisch alle Steuerimpulsformen anwendbar ist. Ausgeschlossen sind jedoch pulsierende Steuersignale, wie sie von Sperroszillatoren geliefert werden. Der Grund liegt darin, dass solche Signale zur Steuerung eines steuerbaren Halbleitergleichrichters, wie er als Schaltelement 6 eingesetzt wird, nicht verwendbar sind. Dies ergibt sich aus der Betrachtung, dass falls der erste Versuch zum Triggern des steuerbaren Hauptgleichrichters 1 nicht erfolgreich sein sollte, die Schaltvorrichtung 6 sich über den Kondensator 3 in ihrem leitenden Zustand zu halten sucht, wenn das Anodenpotential des steuerbaren Hauptgleichrichters 1 weiter ansteigt.
Falls das an die Eingänge 10 und 11 angelegte Steuersignal eine Folge von kurzen Impulsen ist, dann kann sich die Situation ergeben, dass nach dem ersten möglicherweise unwirksamen, vom Kondensator 5 stammenden Entladeimpuls der Hauptgleichrichter 1 nur die kurzen Impulse der Steuereingänge 10 und 11 empfängt, zwischen denen der Ladestrom des Kondensators 3 liegt. In einem Fall, in welchem das Anodenpotential des Hauptgleichrichters steil ansteigt, und auf diesen Anstieg ein flacher Abstieg gegen Null erfolgt, wie es der Fall sein kann, wenn der Stromkreis in einem Wechselstromregler mit einer induktiven Last verwendet wird, ist es durchaus möglich, dass der etwas unbestimmte Triggerzustand zu einem unbefriedigenden Steuern des steuerbaren Gleichrichters 1 mit einer nachfolgenden Beschädigung führt.
Die Schwierigkeit, die im vorstehenden Absatz in Verbindung mit einem an die Eingänge 10 und 11 angelegten pulsierenden Signal angedeutet wurde, kann dadurch vermieden werden, dass eine abgewandelte Form der Schaltungsanordnung, beispielsweise die in Fig. 8 dargestellte, verwendet wird. In der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 8 ist der Steuereingang 11 wieder mit der Kathode des steuerbaren Gleichrichters 1 verbunden, jedoch ist der Eingang 10 über Widerstände 29 und 30 mit der Basis eines Transistors 31 verbunden, der parallel zu einer aus dem Schaltelement 6 und der Diode 32 gebildeten Serieschaltung geschaltet ist. Der Eingang 10 ist weiterhin über einen Widerstand 33 und eine Diode 28, welche der Diode 28 der Fig. 7 entspricht, an den Kollektor des Transistors 31 angeschlossen.
Die Steuerspannung des Schaltelementes 6 wird an der Verbindungsstelle der Widerstände 29 und 30 über einen Kondensator 35 abgegriffen. Die Steuerelektrode des Schaltelementes 6 ist ferner über einen Widerstand 36 mit dessen Kathode verbunden.
Im Betrieb der Schaltung gemäss Fig. 8 arbeitet der Stromkreis, der die Kondensatoren 3 und 5 und die Zenerdiode 9 enthält, wie oben erläutert, um über das Schaltelement 6 einen verhältnismässig starken Steuerimpuls für den Gleichrichter 1 zu liefern. Um die Schaltung auch für den Fall verwenden zu können, dass ein pulsierendes Signal an den Eingängen 10 und 11 liegt, überbrückt der Transistor 31 während einer Steuerimpulsfolge das Schaltelement 6, damit es nach jeder Impulsfolge in seinen sperrenden Zustand zurückkehren kann. Wenn daher das Anodenpotential des Gleichrichters 1 weiter ansteigt, kann sich der Kondensator 5 wenigstens in einem gewissen Ausmass wieder aufladen, bevor die nächste Impulsfolge angelegt wird.
Der Triggerimpuls für das Schaltelement 6 wird über den Kondensator 35 angelegt, damit das Element nicht bis zum Ende des Triggerimpulses durch den Torstrom gehalten wird. Der Kondensator 35 dient weiterhin dem Zweck, die Basisanspeisung des Transistors 31 länger zu halten, um zu gewährleisten, dass der Transistor 31 nicht durch einen übermässig hohen Kollektorstrom beschädigt wird, sondern erst zu leiten anfängt, wenn der Kondensator 5 praktisch entladen ist. Wenn der Transistor 31 leitet, fliesst über den Widerstand 33 ein Strom zusammen mit einem allfälligen, über den Widerstand 8 von den Kondensatoren 3 und 5 abfliessenden Reststrom zum Schaltelement 6, welches in einem Zeitraum von z.B. 10 bis 20 Mikrosekunden einschaltet. Der Abschaltvorgang wird durch den zusätzlichen Spannungsabfall unterstützt, der an der oben erwähnten zusätzlichen Diode 32 erzeugt wird.
Wenn daher bei der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 8 der steuerbare Gleichrichter 1 von einem besonderen Steuerimpuls, der an die Eingänge 10 und 11 angelegt wird, nicht in den leitenden Zustand gesteuert wird, kann die im Kondensator 5 vorhandene Ladung zu dem Zeitpunkt, zu welchem der nächste Impuls abge- geben wird, ihren vollen Wert haben, falls das Anodenpotential des Gleichrichters 1 merklich angestiegen ist.
Falls anderseits das Anodenpotential des Gleichrichters 1 sich nicht merklich erhöht hat, ist die Tatsache, dass der Triggerimpuls eine begrenzte Amplitude hat, an nehmbar, weil der Wert di im Anodenkreis des Gleichdt richters notwendigerweise entsprechend begrenzt und wegen der niedrigen Anodenspannung weniger bedeutend ist.
Für das richtige Arbeiten der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 8 darf die Anstiegszeit der an die Eingänge 10 und 11 angelegten Steuerimpulse nicht so lang sein, dass der über den Kondensator 35 fliessende Impulsstrom nicht ausreicht, um das Schaltelement 6 zu triggern. Dies ergibt in der Praxis jedoch keine erhebliche Schwierigkeit, da Antriebsvorrichtungen zur Verfügung stehen, die eine vollkommen zufriedenstellende Anstiegszeit haben. Falls die Schaltungsanordnung in einer Gleichstromanlage verwendet wird, in welcher die Anode des Gleichrichters 1 während einer ausgedehnten Periode auf einem gleichbleibenden Potential gehalten wird, ohne dass irgendwelche Triggerimpulse angelegt werden, kann die Möglichkeit bestehen, dass die Ladung des Kondensators 5 über verschiedene Leckwege abfliesst.
Unter diesen Umständen kann es wünschenswert sein, dem Kondensator 3 einen sehr hohen Widerstand parallelzuschalten. Bei Wechselstromkreisen ist dies nicht notwenig, da die Wechselspannung an dem Gleichrichter 1 gewährleistet, dass der Kondensator 5 trotz minimaler Leckverluste in dem voll aufgeladenen Zustand gehalten wird.
Das Schaltelement 6, das in den Fig. 1, 3, 4 und 7 in der Form eines Thyristors vorgesehen ist, kann gewünschtenfalls durch einen Schalttransistor, der eine ausreichende hohe Schaltgeschwindigkeit hat, eine durch Licht betätigte Vorrichtung oder irgendein anderes zweckentsprechendes Element ersetzt werden.
In den oben beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Schaltungsanordnungen kann der Kondensator, der das Speicherelement bildet, bei entsprechender Abänderung durch eine geeignete Sekundärzelle ersetzt werden.
Weiterhin können Schaltungsanordnungen gemäss den Fig. 1, 3, 4, 6, 7 und 8 in einem steuerbaren Vollweg-Gleichrichterstromkreis der allgemein Art, wie er mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben wurde, verwendet werden.
PATENTANSPRUCH 1
Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Torstromes für einen steuerbaren Gleichrichter (1), welcher Torstrom von einem an Eingangsklemmen (10, 11) des Stromkreises angelegten Steuersignal abhängig ist, gekennzeichnet durch eine parallel zum steuerbaren Gleichrichter (1) geschaltete Serieschaltung eines ersten Kondensators (3) und eines Speicherelementes (5), an welcher Serieschaltung zwecks Aufladung des Speicherelementes (5) die an den Klemmen des steuerbaren Gleichrichters (1) vorhandene Spannung liegt, sowie ein in Abhängigkeit von dem an den genannten Eingangsklemmen (10, 11) liegenden Steuersignal arbeitendes Schaltelement (6 oder 16), um das Speicherelement (5) zwecks Abgabe der darin gespeicherten Ladung mit dem Torstrompfad des steuerbaren Gleichrichters zu verbinden.
UNTERANSPRÜCHE
1. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Speicherelement (5) ein zweiter Kondensator ist.
2. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch I und Unteranspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Serieschaltung ein nur in einer Richtung leitendes Element (4) enthält, um einen Stromfluss nur vom ersten zum zweiten Kondensator zu erlauben.
3. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch I oder Unteranspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in einem parallel zum Speicherelement (5) geschalteten Pfad Mittel (9) vorgesehen sind, welche die Spannung am Speicherelement (5) auf einen bestimmten Wert begrenzen (Fig. 1, 4).
4. Schaltungsanordnung nach Unteranspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel (9) eine Zenerdiode enthalten.
5. Schaltungsanordnung nach Unteranspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel (9) in einen Parallelpfad zum Speicherelement (5) und dem nur in einer Richtung leitenden Element (4) geschaltet sind.
6. Schaltungsanordnung nach Unteranspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweites, nur in einer
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Circuit arrangement for generating a gate current for a controllable rectifier
The invention relates to a circuit arrangement for generating a gate current for a controllable rectifier, which gate current is dependent on a control signal applied to input terminals of the circuit.
The circuit arrangement according to the invention is characterized by a series circuit of a first capacitor and a storage element connected in parallel to the controllable rectifier, on which series circuit the voltage present at the terminals of the controllable rectifier is applied for the purpose of charging the storage element, as well as a control signal depending on the control signal applied to the named input terminals working switching element to connect the storage element to the gate current path of the controllable rectifier for the purpose of releasing the charge stored therein.
The storage element can be, for example, a capacitor or a secondary storage cell.
Means can be provided which ensure that the switching element only becomes conductive when a certain voltage value is present on the storage element. This can be achieved by arranging a Zener diode in a current path parallel to the switching element.
The invention is explained below with reference to the drawing, for example.
1 shows a first embodiment of the circuit arrangement according to the invention with a rectifier to be controlled,
Fig. 2 illustrates in graphic form the operation of the circuit according to Fig. 1,
Fig. 3 shows an embodiment of the scarf processing arrangement according to Fig. 1,
4 shows a further embodiment of the circuit arrangement according to the invention,
Fig. 5 illustrates a circuit arrangement which is used to control more than one controllable rectifier, but allows the use of a single storage element,
Fig. 6 shows a circuit arrangement with a different switching element than in the embodiments according to FIGS. 1, 3, 4 and 5, and the
FIGS. 7 and 8 show further embodiments of the circuit arrangement according to FIG. 1.
In Fig. 1, a controllable semiconductor rectifier 1 is shown, which is connected in a current path between an alternating current supply source and a load. The controllable rectifier 1 is connected in parallel with a series circuit, which consists of a resistor 2, a capacitor 3, a diode 4 and a capacitor 5, the connection point between the diode 4 and the capacitor 5 via a further controllable semiconductor rectifier 6, which is a switching element I represents, and a resistor 8 is connected to the control electrode of the controllable rectifier 1.
Furthermore, a Zener diode 9 is connected in parallel to the diode 4 and the capacitor 5 in series with it. The control electrode of the switching device 6 is connected to the connection 10 of the positive control input via a resistor 7, and the connection 11 of the negative control input is connected to the cathode of the switching device 6.
Typical values for capacitors 3 and 5 are 0.5, mF and 2 uF, respectively. Assuming that the avalanche breakdown voltage of the diode 9 is about 20 volts, a positive increase of 100 volts at the anode of the controllable rectifier 1 charges the capacitor 5 to a voltage of about 20 volts, and a further increase in the anode voltage of the rectifier 1 results in no further increase in the voltage across the capacitor 5 as a result of the subsequent conduction of the diode 9 in the avalanche state.
If, therefore, the operation of the circuit arrangement according to FIG. 1 is considered and it is assumed that an alternating current supply voltage of about 300 volts is present during the positive half-cycle of an alternating current waveform applied to the rectifier 1, then a charging current flows through the elements 2, 3, 4 and 5, which charges the capacitor 5 to a value of about 20 volts within a short initial period of the half-cycle. The subsequent application of a control signal with the polarities shown to the connections 10 and 11 causes the switching element 6 to become conductive in order to initiate the discharge of the capacitor 5 as a pulse applied to the control electrode of the rectifier 1.
If it is assumed that the resistor 8 has a comparatively low value, then the pulse applied to the control electrode of the rectifier 1 is a pulse with a high amplitude, and the rectifier 1 is made conductive. The moment at which a control signal is applied to the terminals 10 and 11 can be chosen arbitrarily in order to change the ignition angle of the rectifier 1, however, it must be taken into account that the switching device 6 should only be made conductive when a sufficiently high voltage on the capacitor 5 has been achieved.
The circuit arrangement shown has the advantage over other forms of control circuits that the Zener diode 9 can be ignited with a pulse of high amplitude and rapid rise, which results in the most favorable conditions for preventing high anode current rise rates in the controllable rectifier 1 without the need for additional high-power energy sources are. Furthermore, if an appropriate switching element 6 is selected, satisfactory operation can be achieved with control signals of low amplitude, which do not need to have a particularly short rise time.
Therefore, the size, cost and power consumption of the signal power source can be kept low. At the same time, the problems related to the transmission of control pulses can be reduced considerably without deteriorating their waveform, and at the same time insulation, possibly even high-voltage insulation, can be achieved.
In the graph of FIG. 2, waveform A gives the AC supply voltage, waveform B the control signal applied to terminals 10 and 11, waveform C the voltage across controllable rectifier 1, waveform D the voltage across capacitor 5 and the waveform E represents the gate current in the controllable rectifier.
With reference to FIG. 2, it should be recalled that in connection with the circuit arrangement according to FIG. 1 it was stated that it is not desirable to trigger the switching element 6 in the absence of a sufficient voltage on the capacitor 5. In the circuit arrangement according to FIG. 3, in which a transistor 14 and a Zener diode 15 in series with it are also provided, this goal is achieved in that the Zener diode 15 only conducts the current required to ignite the switching element when in addition to becoming conductive of the transistor 14, the avalanche voltage of the Zener diode 15 is exceeded. In other respects, the circuit according to FIG. 3 works essentially in the same way as the circuit according to FIG. 1.
If a capacitance is used as a storage element, the circuit arrangement has the further advantage that the capacitance can be used as an attenuation and voltage compensation element in a closed circuit in order to limit transient voltages at the relevant controllable rectifiers and thereby limit the rate of increase of the anode voltage . This combined function of capacity can lead to considerable profitability or
Lead to savings in the execution of the circuit.
Different arrangements or types of diodes and resistors can be used with the capacitive storage element in order to obtain different characteristics with regard to the transient and dt limitation in the circuit arrangement. For example, in the circuit arrangement according to FIG. 4, in which the Zener diode 9 is connected directly in parallel to the capacitor 5 and a further diode 13 is inserted, the capacitors 3 and 5 are parallel to the controllable main rectifier 1. In with regard to a positive value of dt A resistor 12 is connected in series with the capacitor 3 in order to divert discharge currents which flow from the capacitor 3 via the controllable rectifier 1 when the latter has been made conductive.
Therefore, a high capacitance value can be provided for the capacitors 3 and 5 dv in order to achieve an effective dt limitation and voltage control, if the controllable rectifier 1 is used in connection with further controllable rectifiers in a circuit without damaging the rectifiers also with excessive peak currents which are supplied by the capacitor 3 when one of the controllable rectifiers is triggered.
A controllable full-wave rectifier bridge arrangement is shown in FIG. The bridge circuit contains controllable rectifiers 1 and la and diodes 20 and 20a. The connections between the diode 20 and the rectifier 1 or the diode 20a and the rectifier la are connected to leads 20 and 23, via which an alternating current source is connected. The connection between the diodes 20 and 20a is connected to one connection of the load 24, and the connection between the rectifiers 1 and 1 a is connected to the other connection of the load 24.
Let us now consider the part of the circuit arrangement which contains the controllable rectifier 1.
A series circuit comprising a resistor 2, a capacitor 3, a diode 4 and a capacitor 5 is connected in parallel to the rectifier 1. The Zener diode 9 is parallel to the capacitor 5 and since the return path via the Zener diode 9 to the capacitor 3 is now separated, a further diode 21 is connected in parallel to the diode 4 and the capacitor 5 in series with it. The capacitor 5 is again connected via a switching element 6 in the form of a controllable rectifier to the trigger electrode of the rectifier 1 via a resistor 8. The gate electrode of the switching device 6 is also connected to the control input 10 via a resistor 7, and the control input 11 is connected to the cathode of the switching device 6.
The part of the circuit arrangement which contains the second controllable rectifier 1 a is constructed in the same way as the circuit part which contains the controllable rectifier 1. The corresponding switching elements are provided with the index a; it can be seen that the capacitor 5 and the Zener diode 9 are common to both sections of the circuit arrangement.
When operating the circuit arrangement according to FIG. 5, at the beginning of a positive half-wave of the supply voltage applied to the terminal, a current flows through the series circuit of elements 2, 3, 4 and 5 until a value is reached at which the Zener diode 9 reached an avalanche breakdown state. The voltage across the capacitor 5 is then held at this value. The subsequent application of a control signal to the control electrode of the switching element 6 enables a discharge pulse to flow over the element 6 in order to control the rectifier 1 into the conductive state.
When the polarity of the supply voltage is subsequently reversed, the rectifier 1 blocks and the capacitor 5 is recharged via the current path with the resistor 2a, the capacitor 3a, the diode 4a and the capacitor 5a until a value at which the Zener diode is reached again 9 enters the avalanche breakdown state. The subsequent application of a control signal to the control electrode of the control element 6a makes it conductive, whereby a control pulse is applied to the controllable rectifier la, which then remains conductive until the end of the hall in question. A controlled full-wave rectification of the alternating voltage is thereby achieved.
The voltage applied to the load 24 can be changed in that the phase angle at which the control signals are applied to the inputs 10, 11 or 11a during the relevant half-waves of the supply voltage is selected to lead or lag.
The circuit according to FIG. 6 again contains a single controllable rectifier 1, but the switching element 6 previously formed by a controllable rectifier is replaced by a diode 16. In order to prevent the control signals applied to inputs 10 and 11 from being sucked away by capacitor 5, a further diode 17 is connected to the connection between input 10 and diode 4 and capacitor 5.
The circuit arrangement according to FIG. 6 works essentially the same as the circuit arrangement according to FIG. 1, but it can be seen that this embodiment has the advantage under certain circumstances that, when the thyristor diode 16 is conductive, a direct connection from the control input to the gate electrode of the controllable main rectifier 1 is present. Therefore, a pulse emanating from the capacitor 5 with a steep forehead and slowly decaying back can be fed to the gate of the rectifier 1. A somewhat similar effect can, if desired, be obtained in the circuit arrangement according to FIG. 1 if the negative control input is connected to the cathode of the controllable rectifier 1 instead of as shown. Such a circuit arrangement is shown in FIG.
It can be seen that the circuit arrangement according to FIG. 7 basically corresponds to that of FIG. 1, with the difference that the control input 11 is connected to the cathode of the controllable semiconductor rectifier 1. The control input 10 is connected to the gate electrode of the controllable rectifier 6 via a diode 26 and also to the cathode of the rectifier 6 via the diode 26 and a further resistor 27. The input 10 is also connected to the anode of the rectifier 6 via a further diode 28.
As long as the DC control signal applied to inputs 10 and 11 is sufficient as such to trigger the controllable rectifier 1, this arrangement can guarantee that the circuit arrangement will work satisfactorily under all conditions, because if the anode voltage is strongly positive when the control pulse is sent to the inputs 10 and 11 is applied, the full amplitude of the gating pulse is obtained.
However, if a control pulse is applied before the anode of rectifier 1 becomes positive, the gate current has already reached a sufficient level when it becomes effective.
One possible cause of a faulty operation of the circuit arrangement is that there is direct access from the input 10 via the diode 26, the gate-cathode path of the element 6 and the resistor 8 to the control electrode of the rectifier 1. Theoretically, a controllable rectifier 1 which is very responsive can already be controlled before the element 6 becomes conductive. However, considering that a high sensitivity element can be used as the switching element 6 with a high switching speed, the possibility of this wrong operation occurring in practice is so remote that it is negligible. It is therefore possible to use fleece circuitry without any significant consideration of the pulse shape applied to inputs 10 and 11.
In the preceding paragraph it was indicated that the circuit arrangement according to FIG. 7 can be used for practically all control pulse shapes. However, pulsating control signals such as those supplied by blocking oscillators are excluded. The reason is that such signals cannot be used to control a controllable semiconductor rectifier such as that used as switching element 6. This results from the consideration that if the first attempt to trigger the controllable main rectifier 1 should not be successful, the switching device 6 tries to keep itself in its conductive state via the capacitor 3 when the anode potential of the controllable main rectifier 1 continues to rise.
If the control signal applied to inputs 10 and 11 is a series of short pulses, the situation can arise that after the first possibly ineffective discharge pulse from capacitor 5, main rectifier 1 only receives the short pulses from control inputs 10 and 11, between which the charging current of the capacitor 3 lies. In a case where the anode potential of the main rectifier rises steeply, and upon this rise there is a shallow decline towards zero, as may be the case when the circuit is used in an AC regulator with an inductive load, it is entirely possible that the somewhat indeterminate trigger state leads to unsatisfactory control of the controllable rectifier 1 with subsequent damage.
The difficulty that was indicated in the preceding paragraph in connection with a pulsating signal applied to the inputs 10 and 11 can be avoided by using a modified form of the circuit arrangement, for example that shown in FIG. 8. In the circuit arrangement according to FIG. 8, the control input 11 is again connected to the cathode of the controllable rectifier 1, but the input 10 is connected via resistors 29 and 30 to the base of a transistor 31, which is parallel to one of the switching element 6 and the diode 32 formed series circuit is connected. The input 10 is also connected to the collector of the transistor 31 via a resistor 33 and a diode 28, which corresponds to the diode 28 in FIG.
The control voltage of the switching element 6 is tapped at the junction of the resistors 29 and 30 via a capacitor 35. The control electrode of the switching element 6 is also connected to its cathode via a resistor 36.
During operation of the circuit according to FIG. 8, the circuit containing the capacitors 3 and 5 and the Zener diode 9 operates as explained above in order to supply a comparatively strong control pulse for the rectifier 1 via the switching element 6. In order to also be able to use the circuit in the event that a pulsating signal is present at the inputs 10 and 11, the transistor 31 bridges the switching element 6 during a control pulse sequence so that it can return to its blocking state after each pulse sequence. If, therefore, the anode potential of the rectifier 1 rises further, the capacitor 5 can be charged again at least to a certain extent before the next pulse sequence is applied.
The trigger pulse for the switching element 6 is applied via the capacitor 35 so that the element is not held by the gate current until the end of the trigger pulse. The capacitor 35 also serves the purpose of keeping the base supply of the transistor 31 longer in order to ensure that the transistor 31 is not damaged by an excessively high collector current, but only begins to conduct when the capacitor 5 is practically discharged. When the transistor 31 conducts, a current flows through the resistor 33 together with any residual current flowing from the capacitors 3 and 5 through the resistor 8 to the switching element 6, which occurs over a period of e.g. Turns on for 10 to 20 microseconds. The shutdown process is supported by the additional voltage drop that is generated across the additional diode 32 mentioned above.
If, therefore, in the circuit arrangement according to FIG. 8, the controllable rectifier 1 is not controlled into the conductive state by a special control pulse which is applied to the inputs 10 and 11, the charge present in the capacitor 5 at the time at which the The next pulse is emitted, have their full value if the anode potential of the rectifier 1 has increased noticeably.
If, on the other hand, the anode potential of the rectifier 1 has not increased noticeably, the fact that the trigger pulse has a limited amplitude is acceptable because the value di in the anode circuit of the rectifier is necessarily limited accordingly and is less important because of the low anode voltage.
For the circuit arrangement according to FIG. 8 to work correctly, the rise time of the control pulses applied to inputs 10 and 11 must not be so long that the pulse current flowing through capacitor 35 is insufficient to trigger switching element 6. In practice, however, this does not pose any significant difficulty, since drive devices are available which have a perfectly satisfactory rise time. If the circuit arrangement is used in a direct current system in which the anode of the rectifier 1 is kept at a constant potential for an extended period without any trigger pulses being applied, there may be the possibility that the charge on the capacitor 5 will flow away via various leakage paths.
Under these circumstances it may be desirable to connect a very high resistance across the capacitor 3. In the case of alternating current circuits, this is not necessary, since the alternating voltage at the rectifier 1 ensures that the capacitor 5 is kept in the fully charged state despite minimal leakage losses.
The switching element 6, which is provided in the form of a thyristor in Figs. 1, 3, 4 and 7, may, if desired, be replaced by a switching transistor having a sufficiently high switching speed, a light-operated device or any other suitable element.
In the circuit arrangements described above and shown in the drawing, the capacitor which forms the storage element can be replaced by a suitable secondary cell if modified accordingly.
Furthermore, circuit arrangements according to FIGS. 1, 3, 4, 6, 7 and 8 can be used in a controllable full-wave rectifier circuit of the general type as described with reference to FIG.
PATENT CLAIM 1
Circuit arrangement for generating a gate current for a controllable rectifier (1), which gate current is dependent on a control signal applied to input terminals (10, 11) of the circuit, characterized by a series connection of a first capacitor (3) and connected in parallel to the controllable rectifier (1) a storage element (5), on which the series circuit for charging the storage element (5) the voltage present at the terminals of the controllable rectifier (1) is applied, and a switching element ( 6 or 16) to connect the storage element (5) to the gate current path of the controllable rectifier for the purpose of releasing the charge stored therein.
SUBCLAIMS
1. Circuit arrangement according to claim I, characterized in that said storage element (5) is a second capacitor.
2. Circuit arrangement according to claim I and dependent claim 1, characterized in that said series circuit contains an element (4) which is conductive only in one direction, in order to allow a current to flow only from the first to the second capacitor.
3. Circuit arrangement according to claim I or dependent claim 1, characterized in that means (9) are provided in a path connected in parallel to the storage element (5) which limit the voltage on the storage element (5) to a certain value (Fig. 1, 4 ).
4. Circuit arrangement according to dependent claim 3, characterized in that said means (9) contain a Zener diode.
5. Circuit arrangement according to dependent claim 3, characterized in that said means (9) are connected in a parallel path to the storage element (5) and the element (4) which is conductive in only one direction.
6. Circuit arrangement according to dependent claim 2, characterized in that a second, only in one
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