Schaltungsanordnung zur Steuerung des Stromes eines aus einer Gleichstromquelle gespeisten Verbrauchers
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Steuerung des Stromes eines aus einer Gleichstromquelle gespeisten Verbrauchers, insbesondere einer in einem Fahrzeug eingebauten Wirbelstrombremse, welche Schaltungsanordnung einen ersten Thyristor aufweist, um dem Verbraucher einen impulsförmigen Strom aus dieser Gleichstromquelle zuzuführen, wobei zum Löschen des ersten Thyristors ein zweiter Thyristor und ein Kommutierungskondensator vorgesehen sind und welche ferner zur Steuerung der beiden Thyristoren mindestens einen Impulsgeber aufweist.
Bei derartigen Schaltanordnungen ist es für einen sicheren Betrieb notwendig, vor dem Einschalten des ersten Thyristors den Kommutierungskondensator zu laden, damit es möglich wird, mit Hilfe des zweiten Thyristors den ersten wieder abzuschalten. Ist der Kom mutierungskondensator nämlich nicht geladen, so erhält der Verbraucher einen Dauerstrom, der nur noch durch Öffnen eines mechanischen Schalters wieder abgeschaltet werden kann.
Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei der in einfacher Weise die Bedingung erfüllt ist, dass der Kommutierungskondensator aufgeladen sein muss, ehe der im Laststromkreis liegende Thyristor eingeschaltet wird.
Nach der Erfindung wird dies bei einer eingangs genannten Schaltungsanordnung dadurch erreicht, dass zur Steuerung des ersten Thyristors ein erster Impulsgeber und zur Steuerung des zweiten Thyristors ein zweiter Impulsgeber vorgesehen sind, wobei jedem dieser Impulsgeber ein Stellglied und ein Zeitverzögerungsglied zugeordnet sind, wobei das Zeitverzögerungsglied eine Einschaltverzögerung des zweiten Impulsgebers bewirkt, und dass die Einschaltverzögerung des zweiten Impulsgebers kleiner ist als die Einschaltverzögerung des ersten Impulsgebers.
Beim ersten Einschalten der Schaltanordnung werden beide Zeitverzögerungsglieder gleichzeitig eingeschaltet und laufen sozusagen miteinander um die Wette, welcher Impulsgeber zuerst eingeschaltet wird. Dabei gewinnt stets derjenige Impulsgeber, der das Zeitverzögerungsglied mit der kürzeren Einschaltverzögerung aufweist, und das ist der Impulsgeber des zweiten Thyristors. Dadurch wird der Kommutierungskonden stator aufgeladen und die normale Arbeitsweise der Schaltanordnung kann beginnen. Hierbei kann dank der Einstellbarkeit der beiden Zeitverzögerungsglieder das Verhältnis von Impulszeit und Impulspause, das sogenannte Taktverhältnis, in weiten Grenzen verändert werden, so dass man, falls gewünscht, eine stufenlose Einstellbarkeit des Laststroms in weiten Grenzen erreicht.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus dem im folgenden beschriebenen und in Ider Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiel. Es zeigen
Fig. 1 das Schaltbild einer erfindungsgemässen Schaltanordnung, und
Fig. 2 - 4 Schaubilder zum Erläutern des Schaltbildes nach Fig. 1.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltanordnung ist zum Steuern des Stromes i in einem Verbraucher, und zwar in der Feldwicklung 10 einer Wirbelstrombremse 11, vorgesehen. Solche Wirbelstrombremsen werden z. B.
bei Werkzeugmaschinen oder bei Fahrzeugen zum Abbremsen verwendet. Je grösser Ider Strom i in der Feld- wicklung 10 ist, desto grösser werden die in einer Scheibe 12 bei deren Rotation induzierten Wirbelströme, und desto grösser wird auch die Bremswirkung. Selbstverständlich können an die Stelle der Wirbelstrombrem-- se 11 auch beliebige andere Verbraucher treten, z. B.
eine Magnetkupplung, ein Hubmagnet oder ein Gleichstrommotor.
Ein Anschluss der Feldwicklung 10 ist mit Masse verbunden, der andere ist über einen Knotenpunkt 13 mit dem einen Anschluss eines von einem Relais 14 betätigbaren Schliesserkontakts 15 verbunden, dessen anderer Anschluss über die Primärwicklung 16 eines Übertragers 17 mit der Kathode eines ersten Thyristors 18 verbunden ist, dessen Anode an den Pluspol einer Gleichspannungsquelle von z. B. 24 V angeschlossen ist, deren Minuspol an Masse liegt.
Die Anoden einer ersten Diode 19 und einer zweiten Diode 23 sind jeweils mit Masse verbunden; die Kathode der Diode 19 ist über einen Widerstand 24 mit dem Knotenpunkt 13 verbunden, und die Kathode der zweiten Diode 23 ist mit demjenigen Anschluss des Kontakts 15 verbunden, der an die Primärwicklung 16 angeschlossen ist.
Die Kathode des ersten Thyristors 18 ist mit der Kathode eines zweiten Thyristors 25 verbunden; zwischen den Anoden dieser Thyristoren 18 und 25 liegt ein Kommutierungskondensator 26 von z. B. 100,zu.
Die Kathode einer Diode 27 ist mit der Anode des Thyristors 25 verbunden; die Anode dieser Diode 27 ist über die Sekundärwicklung 28 des Übertragers 17 mit den Kathoden der Thyristoren 18 und 25 verbunden.
Zum Einschalten des ersten Thyristors 18 ist ein erster Impulsgeber 29 mit einem Unijunctiontransistor 30 und einem npn-Transistor 31 vorgesehen. Ebenso ist zum Steuern des zweiten Thyristors 25 ein zweiter Impulsgeber 35 mit einem Unijunctiontransistor 36 vorgesehen. Im Betrieb ist jeweils der eine Impulsgeber gesperrt, wenn der andere arbeitet, wie das im folgenden noch erläutert wird.
Die Basis B1 des Transistors 30 ist über die Pri märwicklung 37 eines Übertragers 38 an Masse angeschlossen, dessen Sekundärwicklung 39 zwischen die Kathode und die Steuerelektrode des Thyristors 18 ge schaltet ist. In gleicher Weise ist die Basis B1 des TransisSors 36 über die Primärwicklung 41 eines Über- tragers 42 an Masse angeschlossen, dessen Sekundärwicklung 43 zwischen die Kathode und die Steuerelek trode des Thyristors 25 geschaltet ist.
Die Basen B2 der Transistoren 30 und 36 sind jeweils über einen Widerstand 44 bzw. 45 mit einem Knotenpunkt 46 verbunden. Ein Glättungskondensator 47' ist zwischen Masse und den Knotenpunkt 46 ge schaltet. Der Emitter Em des Transistors 30 ist über einen Kondensator 47 (z. B. 1 ,mF) mit Masse und über einen Widerstand 48 (z. B. 5,6 k Ohm) mit einem Anschluss E eines Potentiometers 49 (z. B. 10 k Ohm) ver bunden. In gleicher Weise ist der Emitter Em des
Transistors 36 über einen Kondensator 52 (z. B. 0,22 IxF) mit Masse und über einen Widerstand 53 (z. B.
5,6 k Ohm) mit dem Anschluss D des Potentiometers
49 verbunden. Letzteres weist zur Stromzufuhr einen
Abgriff 54 auf, der an einen Anschluss C angeschlossen und mit einem Schalter 55 mechanisch gekoppelt ist. In der gezeichneten Lage befindet sich der Abgriff 54 in seiner Nullstellung und der Schalter 55 ist geöffnet. Wird der Abgriff 54 aus seiner Nullstellung in eine Arbeitslage gebracht, so wird zunächst der Schalter 55 geschlos sen, wie dies die Fig. 2 bis 4 zeigen.
Wie man sieht, ist bei den angegebenen Zahlenwerten für die Werte des Potentiometers 49, der Widerstände 48 und 53 und der Kondensatoren 47 und 52 in jeder Lage des Abgriffs 54 gewährleistet, dass das Produkt aus dem Wert des Kondensators 52 und dem Wert des Widerstandes zwischen dem Emitter des Transistors 36 und dem Abgriff 54 einerseits kleiner ist als das Produkt aus dem Wert des Kondensators 47 und dem Wert des Widerstands zwischen dem Emitter des Transistors 30 und dem Abgriff 54. In der in Fig. 1 dargestellten Lage des Abgriffs 54 ist z. B. 0,22 ,czF X 5,6 k Ohm kleiner als 1 1tF X 15,6 k Ohm. In der in Fig. 4 dargestellten
Lage des Abgriffs 54 ist ebenfalls 0,22 ,uF X 15,6 k Ohm kleiner als 1,uF X 5,6 k Ohm.
Es ist wichtig, diese Bemessungsregel einzuhalten, da der Kondensator 47 und der Widerstand 48 als Zeitverzögerungsglied 47, 48 für den ersten Impulsgeber 29 dienen und der Widerstand 53 sowie der Kondensator 52 als Zeitverzögerungsglied 52, 53 für den zweiten Impulsgeber dienen.
Die genannten Produkte sind ein Mass für die Zeitverzögerung durch das jeweilige Zeitverzögerungsglied; diese Zeitverzögerung muss beim Impulsgeber 35 beim Einschalten kleiner sein als beim Impulsgeber 29.
Der Emitter Em des Transistors 36 ist an die Kathode einer Diode 56 und die Anode einer Diode 57 angeschlossen. Die Anode der Diode 56 ist mit Masse, die Kathode der Diode 57 mit der Anode des Thyristors 25 verbunden. Der Emitter Em des Transistors 30 ist mit dem Kollektor des Transistors 31 verbunden, dessen Emitter an Masse liegt. Die Basis des Transistors 31 ist über einen Widerstand 58 (z.B. 4,7 k Ohm) mit Masse und über einen Widerstand 58 (z. B. 22 k Ohm) mit der Kathode der Diode 23 verbunden.
Ein Relais 60 ist mit seinem einen Anschluss mit Masse und mit seinem anderen Anschluss mit einem Verbindungspunkt A verbunden. Es weist einen Um schaltkontakt 63 auf, der bei stromlosem Relais in einer Lage 64 liegt und dabei eine Verbindung vom Anschluss C zum Knotenpunkt 46 herstellt. Wird das Relais 60 erregt, so schaltet der Umschaltkontakt 63 in eine Lage 65, in der er eine Verbindung vom Knotenpunkt 46 zu einem Schaltarm 66 eines Belastungs-Wahl schalters 67 herstellt. Der Wahlschalter 67 hat drei Schaltstellungen: a=Viertellast, b=Halblast, c=Voll last. In der Schaltstellung c stellt der Schaltarm 66 eine direkte Verbindung zum Anschluss E her; in den Schalt stellungen a und b stellt er jeweils eine Verbindung zu einem Abgriff des Potentiometers 49 her.
Der Wahl schalter 67 wird entsprechend der Belastung des Fahrzeugs eingestellt, das mit der Wirbelstrombremse 11 ge bremst werden muss: bei stark beladenem Fahrzeug in die Stellung c, bei schwach beladenem in die Stel iung a. Die Einstellung kann manuell oder - abhängig von der Belastung des Fahrzeugs - automatisch erfolgen.
Der Anschluss A ist über einen Knotenpunkt 68, einen fussbetätigten Schalter 69, einen Knotenpunkt 71 und eine Sicherung 70 mit dem Pluspol der Spannungs quelle und damit der Anode des Thyristors 18 verbun den. Das Potentiometer 49 mit seinem Abgriff 54 dient als erstes Stellglied 74, während der Fussschalter 69 als zweites Stellglied 75 dient.
Mit dem Knotenpunkt 68 ist die Anode einer Diode
76 verbunden, deren Kathode über einen Anschluss B mit dem einen Anschluss des Relais 14 verbunden ist, dessen anderer Anschluss an Masse liegt und zu dem eine Diode 77 parallelgeschaltet ist. Ausserdem ist der
Knotenpunkt 46 über einen Widerstand 78 (z. B. 150
Ohm) mit dem Anschluss B verbunden. Der eine Kon takt des Schalters 55 ist mit dem Anschluss B, der an dere mit dem Knotenpunkt 71 verbunden.
Die beschriebene Schaltanordnung arbeitet wie folgt:
Es sei angenommen, dass der Kondensator 26 ent laden ist und dass das erste Stellglied 74 betätigt wird.
Hierbei wird zunächst der Schalter 55 geschlossen, wo dadurch ein Strom zum Relais 14 fliesst und dieses den
Kontakt 15 schliesst. Gleichzeitig fliesst über den Wider stand 78, den Knotenpunkt 46, den Umschaltkontakt
63 (in seiner Lage 64) und den Anschluss C ein Strom zum Abgriff 54 und über diesen einmal zum Konden- sator 47 und einmal zum Kondensator 52 und lädt diese auf. Dies ist möglich, weil die Basis des Transistors 31 spannungslos ist und dieser deshalb sperrt und weil die beiden Elektroden des Kondensators 26 zunächst das gleiche, positive Potential haben, so dass die Diode 57 gesperrt ist.
Der Kondensator 52 lädt sich dank der oben angegebenen Bemessungsregel beim Einschalten schneller auf als der Kondensator 47, so dass der Unijunctiontransistor 36 schneller seine Durchbruchsspannung erreicht und bei der Entladung des Kondensators 52 einen Zündimpuls über den Übertrager 42 zur Steuerelektrode des zweiten Thyristors 25 gibt, so dass dieser leitend wird und ein Ladestrom von + über den Kondensator 26, den Thyristor 25, die Primärwicklung 16, den Kontakt 15 und die Feldwicklung 10 fliesst. Dieser Ladestrom lädt den Kondensator 26 so auf, wie das in Fig. 1 unter a) angegeben ist. Hierbei wird durch den Spannungsabfall an der Feldwicklung 10 der Transistor 31 zunächst leitend und verhindert eine weitere Aufladung des Kondensators 47.
Wenn der Kondensator 26 geladen ist, wird der Thyristor 25 nichtleitend, während der Transistor 31 wieder sperrt und der Kondensator 47 aufgeladen wird.
Der Kondensator 52 kann nun nicht mehr aufgeladen werden, da sein Ladestrom über die Diode 57 zum Kondensator 26 fliesst. Ist der Kondensator 47 aufgeladen, so wird im Zeitpunkt tj (vgl. Fig. 2) der Unijunctiontransistor 30 leitend und der Kondensator 47 entlädt sich über die Primärwicklung 37. Hierdurch erhält der erste Thyristor 18 einen Zündimpuls und wird leitend, so dass ein Strom von + über diesen Thyristor 18 und die Primärwicklung 16 zur Feldwicklung 10 fliesst. Dieser Laststrom i steigt exponentiell mit der Zeit an, und zwar bis zum Zeitpunkt t2 (Fig. 2).
Er induziert eine Spannung in der Sekundärwicklung des Übertragers 28, die über die Diode 27 und den Thyristor 18 den Kondensator 26 umlädt, und zwar entsteht in dem Serienkreis aus Kondensator 26 und Sekundärwicklung 28 eine Resonanzschwingung, bei der sich der Kondensator 26 umlädt, so dass seine Elektroden die unter b) gezeigten Potentiale haben, d. h. seine mit der Anode des Thyristors 25 verbundene Elektrode ist um beispielsweise 20 Volt positiver als seine andere Elektrode. Hierdurch wird die Diode 57 gesperrt, so dass der Kondensator 52 aufgeladen werden kann, während der Kondensator 47 durch den Transistor 31 kurzgeschlossen ist, dessen Basis eine positive Vorspannung erhält, solange der Thyristor 18 leitend ist. Während der Thyristor 18 leitet, ist also der erste Impulsgeber 29 blockiert, während der zweite Impulsgeber 35 nicht blockiert ist.
Im Zeitpunkt t ist der Kondensator 52 so weit aufgeladen, dass der Transistor 36 leitend wird und über den Übertrager 42 ein Zündimpuls an die Steuerelektrode des zweiten Thyristors 25 gegeben wird. Dieser wird leitend, und da wegen der Ladung des Kondensators 26 der Thyristor 25 eine höhere Anoden-Kathoden-Spannung hat als der Thyristor 18, kommutiert der Strom auf den Thyristor 25 und der Thyristor 18 sperrt.
- Der Kondensator 26 entlädt sich innerhalb kurzer Zeit über den Thyristor 25 und die Feldwicklung 10 und lädt sich dann wieder, wie unter a) angegeben, umgekehrt auf. Nach dieser Aufladung fliesst kein Strom mehr im Thyristor 25 und dieser sperrt wieder.
Gleichzeitig wird über die Diode 57 der zweite Impulsgeber 35 gesperrt, wie das oben beschrieben wurde.
Die Feldwicklung 11 hat bei einer Wirbelstrombremse eine sehr beträchtliche Induktivität. Durch den Strom i ist in dieser Induktivität zum Zeitpunkt t magnetische Energie gespeichert, die nach dem Sperren der Thyristoren 18 und 25 weiterhin einen Strom i induziert, der über die Dioden 19 und 23 fliesst. Dieser Strom nimmt exponentiell ab, und zwar bis zum Zeitpunkt t, (Fig. 2). Da die Spannung an der Feldwicklung 10 während der Zeit t2 bis t3 nur wenig grösser als Null ist, erhält der Transistor 31 keine ausreichende Basisspannung und ist gesperrt, so dass sich in diesem Zeitraum der Kondensator 47 aufladen kann.
Im Zeitpunkt:, ist seine Ladespannung so gross geworden, dass beim Transistor 30 die Em-B1-Strecke durchbricht und der Kondensator 47 über die Primärwicklung 37 entladen wird, wobei in der Sekundärwicklung 39 erneut ein Zündimpuls für den Thyristor 18 induziert wird und dieser wieder leitend wird. Das beschriebene Schaltspiel wiederholt sich dann von neuem.
Die beschriebenen Vorgänge laufen sehr schnell ab, z. B. 50mal in der Sekunde. Dabei ist, wie beschrieben, die Länge der Einschaltzeit tE des Thyristors 18, also die Zeit zwischen t1 und t,, im wesentlichen von der Zeitkonstante des Zeitverzögerungsgliedes aus dem Widerstand 53 (+ Anteil des Potentiometers 49) und dem Kondensator 52 abhängig. Die Länge der Ausschaltzeit tA dagegen, also die Zeit zwischen t, und t3, ist im wesentlichen abhängig von der Zeitkonstante des Zeitverzögerungsgliedes aus dem Widerstand 48 (+ Anteil des Potentiometers 49) und dem Kondensator 47.
Die Fig. 2 bis 4 zeigen, dass man durch Verändern der Stellung des Abgriffs 54 in Richtung vom Anschluss D zum Anschluss E die Zeit tE verlängert und die Zcit tA verkürzt, wodurch der Mittelwert des Stromes i zunimmt, da der Strom i dabei zwischen immer höheren Werten schwankt. Das Einschaltverhältnis m (auch Taktverhältnis genannt), das als tE je + tE tE + tA definiert ist, nimmt dabei von beispielsweise 11 /o auf 48 o/o zu, wobei sich die Periodendauer tE + tA verkürzt, da tE nicht im gleichen Masse zunimmt wie tA abnimmt.
Dies ist eine Folge der ungleichen Bemessung der Zeitverzögerungsglieder 53, 52 und 48, 47.
Befindet sich der Schaltarm 66 des Belastungs Wahlschalters 67 wie dargestellt in seiner Schaltstellung c, so wird beim Betätigen des zweiten Stellgliedes 75, also dem Durchtreten des Fussschalters 69, zunächst ebenfalls wie oben beschrieben der Schliesserkontakt 15 eingeschaltet und gleichzeitig durch das Relais 60 der Umschaltkontakt 63 in seine Lage 65 gebracht, so dass der Knotenpunkt 46 nicht mit dem Abgriff 54, sondern direkt mit dem Anschluss E verbunden ist. (Das Relais 60 wird beim Betätigen des Schalters 55 nicht eingeschaltet, da die Diode 76 keinen Strom vom Anschluss B zum Anschluss A durchlässt.) - Durch die Umschaltung des Umschaltkontakts 63 erhält man sofort beim Durchtreten des Fussschalters 69 ein Taktverhältnis, wie es in Fig. 4 dargestellt ist, d. h. der Strom i steigt sofort auf seinen höchsten einstellbaren Wert.
In den Stellungen a und b des Wahlschalters 67 wird das Taktverhältnis m auf entsprechend niedrigere, feste Werte eingestellt, wenn der Fussschalter 69 durch getreten wrd. Dabei stellen sich ensprechend niedrigere
Ströme i ein, d. h. die Bremswirkung der Wirbelstrom bremse 11 ist bei Stellung a klein, bei Stellung b mittel und bei Stellung c an grössten.
Die Grösse des höchsten einstellbaren Taktverhält nasses m (vgl. Fig. 4) ist bestimmt durch den zulässigen Höchs stro:n in der Feldwicllung 10. Durch geeignete
Wahl der Widerstände 53 und 59 erhält man diese Be grenzung des Taktverhältnisses m: wird der Widerstand
48 verkleinert oder der Widerstand 53 vergrössert, so wird das Taktverhältnis grösser.
Umgekehrt wird das Taktverhältnis m verkleinert, wenn der Widerstand 53 verkleinert und der Wider stand 48 vergrössert wird.
Beim Abschalten der Wirbelstrombremse 11 wird durch Rückstellung des ersten und zweiten Stellgliedes
74 und 75 in d:e jeweilige Nullage der Schliesserkon takt 15 geöffnet, so dass der in der Feldwicklung 10 induzierte Strom i über die erste Diode 19 und den Widerstand 24 fliessen muss und deshalb sehr schnell annimmt, da die magnetische Energie, die in der Feldwicklung 10 gespeichert ist, sehr schnell im Widerstand 24 in Wärme umgesetzt wird. Hierdurch wird erreicht, dass beim Abschalten der Wirbelstrombremse 11 deren Bremswiilng fast schlagartig aufhört. Ohne den Wi derstand 24 würde die Bremswirkung dagegen - je nach Grösse der Wirbelstrombremse 11 - noch einige Sekunden andauern.
Die beschriebene Schaltanordnung erlaubt es also, je nach Wunsch entweder die Bremswirkung mit Hilfe des ersten Stellgliedes 74 langsam zu steigern, oder mit Hilfe des zweiten Stellgliedes 75 sofort eine Vollbremsung einzuleiten. Dabei kann für das erste Stellglied 74 an Stelle des Potentiometers z. B. auch ein Schalter mit beispielsweise zehn Schaltstellungen verwendet werden, mit dem entsprechende Widerstände umgeschaltet werden. Auch hiermit kann man die Bremswirkung ausreichend genau einstellen.
Die gezeigte Schaltanordnung ist besonders für Wirbelstrombremsen in Anhängern geeignet; dadurch, dass die Feldwicklung 10 mit einem Anschluss an Masse angeschlossen ist, benötigt man nur eine zusätzliche Leitung zum Anhänger, die in den meisten Fällen bereits zur Verfügung steht, so dass man keine zusätzliche Steckverbindung benötigt. Durch die Teilungslinien 79 und 80 in Fig. 1 ist angedeutet, dass sich die verschiedenen Teile der Schaltanordnung an verschiedenen Orten befinden. Z. B. befindet sich die Wirbelstrombremse 11 auf einem Anhänger eines Lastzugs; die beiden Stellglieder 74 und 75 befinden sich im Fahrerhaus des Lastzugs, und die Teile zwischen den Teilungslinien 79 und 80 befinden sich in einem eigenen Gehäuse irgendwo am Motorfahrzeug des Lastzugs.
Die Ansprüche beziehen sich vorwiegend auf den Teil der Schaltanordnung zwischen den Linien 79 und 80, gegebenenfalls in Kombination mit den Stellgliedern 74 und 75 und/oder der Wirbelstrombremse 11 oder einem sonstigen Verbraucher.
Falls die Wirbelstrombremse 11 eine Feldwicklung 10 hat, die aus zwei getrennt schaltbaren Wicklungen besteht, werden diese für die vorliegende Schaltanordnung zweckmässig parallel geschaltet.
PATENTANSPRUCH I
Schaltungsanordnung zur Steuerung des Stromes eines aus einer Gleichstromquelle gespeisten Verbrauchers, insbesondere einer in einem Fahrzeug eingebauten Wirbelstrombremse, welche Schaltungs anordnung einen ersten Thyristor aufweist, um dem Verbraucher einen impulsförmigen Strom aus dieser Gleichstromquelle zuzuführen, wobei zum Löschen des ersten Thyristors ein zweiter Thyristor und ein Kommutierungskondensator vorgesehen sind und welche ferner zur Steuerung der beiden Thyristoren mindestens einen Impulsgeber aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung des ersten Thyristors (18) ein erster Impulsgeber (29) und zur Steuerung des zweiten Thyristors (25) ein zweiter Impulsgeber (35) vorgesehen sind, wobei jedem dieser Impulsgeber (29, 35) ein Stellglied (74, 75) und ein Zeitverzögerungsglied (47, 48 bzw.
52, 53) zugeordnet sind, wobei das Zeitverzögerungsglied eine Einschaltverzögerung des zugehörigen Impulsgebers bewirkt, und dass die Einschaltverzögerung des zweiten Impulsgebers (35) kleiner ist als die Einschaltverzögerung des ersten Impulsgebers (29).
UNTERANSPRÜCHE
1. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Impulsgeber einen Unijunction-Transistor (30) aufweist, dem als Zeitverzögerungsglied ein über einen Widerstand (48, 49) aufladbarer Kondensator (47) zugeordnet ist, dass parallel zum Kondensator ein Halbleiterschalter (31) angeordnet ist und dass der Leitungszustand dieses Halbleiterschalters von der Spannung am Verbraucher, vorzugsweise einer Wirbelstrombremse (11), abhängig ist.
2. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Impulsgeber (35) einen Unijunction-Transistor (36) aufweist, dem als Zeitverzögerungsglied ein über einen Widerstand (49, 53) aufladbarer Kondensator (52) zugeordnet ist und dass ein Anschluss dieses Kondensators (52) über eine Diode (57) mit einem Anschluss des Kommutierungskondensators (26) verbunden ist.
3. Schaltungsanordnung nach den Unteransprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Produkt aus Widerstandswert und Kapazität des Kondensators beim Zeitverzögerungsglied (47, 48) des ersten Impulsgebers (29) beim Einschalten kleiner ist als das entsprechende Produkt beim Zeitverzögerungsglied (52, 53) des zweiten Impulsgebers (35).
4. Schaltungsanordnung nach Unteranspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass beide Zeitverzögerungsglieder (47, 48 und 52, 53) gemeinsam verstellbar sind.
5. Schaltungsanordnung nach Unteranspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass beide Zeitverzögerungsglie der gemeinsam gegensinnig verstellbar sind.
6. Schaltungsanordnung nach Unteranspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zum Verstellen der Zeitverzögerungsglieder (47, 48 und 52, 53) zwei jeweils auf beide Zeitverzögerungsglieder wirkende Stellglieder (74, 75) vorgesehen sind, von denen das erste (74) zur feinstufigen Verstellung und das zweite (75) zur grobstufigen Verstellung dient.
7. Schaltungsanordnung nach Unteranspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung des Stromflusses (i) durch die Wirbelstrombremse (11) eines Fahrzeuges das zweite Stellglied entsprechend der Belastung
**WARNUNG** Ende DESC Feld konnte Anfang CLMS uberlappen**.
Circuit arrangement for controlling the current of a consumer fed from a direct current source
The invention relates to a circuit arrangement for controlling the current of a consumer fed from a direct current source, in particular an eddy current brake installed in a vehicle, which circuit arrangement has a first thyristor in order to supply the consumer with a pulsed current from this direct current source, a second thyristor being used to delete the first thyristor Thyristor and a commutation capacitor are provided and which also has at least one pulse generator to control the two thyristors.
In such switching arrangements, it is necessary for safe operation to charge the commutation capacitor before switching on the first thyristor so that it is possible to switch off the first again with the aid of the second thyristor. If the commutation capacitor is not charged, the consumer receives a continuous current that can only be switched off again by opening a mechanical switch.
It is therefore an object of the invention to create a circuit arrangement in which the condition is fulfilled in a simple manner that the commutation capacitor must be charged before the thyristor in the load circuit is switched on.
According to the invention, this is achieved in a circuit arrangement mentioned at the outset in that a first pulse generator is provided for controlling the first thyristor and a second pulse generator is provided for controlling the second thyristor, each of these pulse generators being assigned an actuator and a time delay element, the time delay element being a The switch-on delay of the second pulse generator causes the switch-on delay of the second pulse generator to be smaller than the switch-on delay of the first pulse generator.
When the switching arrangement is switched on for the first time, both time delay elements are switched on at the same time and compete with one another, so to speak, as to which pulse generator is switched on first. The pulse generator that has the time delay element with the shorter switch-on delay always wins, and that is the pulse generator of the second thyristor. As a result, the commutation stator is charged and the normal operation of the switching arrangement can begin. Thanks to the adjustability of the two time delay elements, the ratio of pulse time and pulse pause, the so-called cycle ratio, can be changed within wide limits, so that, if desired, the load current can be continuously adjusted within wide limits.
Further details and advantageous developments of the invention emerge from the exemplary embodiment described below and shown in the drawing. Show it
1 shows the circuit diagram of a switching arrangement according to the invention, and
FIGS. 2-4 are diagrams for explaining the circuit diagram according to FIG. 1.
The switching arrangement shown in FIG. 1 is intended to control the current i in a consumer, specifically in the field winding 10 of an eddy current brake 11. Such eddy current brakes are z. B.
used for braking in machine tools or vehicles. The greater the current i in the field winding 10, the greater the eddy currents induced in a disk 12 during its rotation, and the greater the braking effect. Of course, any other consumer can also be used in place of the eddy current brake 11, e.g. B.
a magnetic coupling, a lifting magnet or a DC motor.
One connection of the field winding 10 is connected to ground, the other is connected via a node 13 to one connection of a normally open contact 15 actuated by a relay 14, the other connection of which is connected to the cathode of a first thyristor 18 via the primary winding 16 of a transformer 17 whose anode to the positive pole of a DC voltage source of z. B. 24 V is connected, the negative pole of which is connected to ground.
The anodes of a first diode 19 and a second diode 23 are each connected to ground; the cathode of the diode 19 is connected to the node 13 via a resistor 24, and the cathode of the second diode 23 is connected to that connection of the contact 15 which is connected to the primary winding 16.
The cathode of the first thyristor 18 is connected to the cathode of a second thyristor 25; between the anodes of these thyristors 18 and 25 is a commutation capacitor 26 of z. B. 100, to.
The cathode of a diode 27 is connected to the anode of the thyristor 25; the anode of this diode 27 is connected to the cathodes of the thyristors 18 and 25 via the secondary winding 28 of the transformer 17.
To switch on the first thyristor 18, a first pulse generator 29 with a unijunction transistor 30 and an npn transistor 31 is provided. A second pulse generator 35 with a unijunction transistor 36 is also provided for controlling the second thyristor 25. In operation, one pulse generator is blocked when the other is working, as will be explained below.
The base B1 of the transistor 30 is connected to ground via the primary winding 37 of a transformer 38, the secondary winding 39 of which is connected between the cathode and the control electrode of the thyristor 18. In the same way, the base B1 of the transistor 36 is connected to ground via the primary winding 41 of a transformer 42, the secondary winding 43 of which is connected between the cathode and the control electrode of the thyristor 25.
The bases B2 of the transistors 30 and 36 are each connected to a node 46 via a resistor 44 and 45, respectively. A smoothing capacitor 47 'is connected between ground and the node 46 ge. The emitter Em of the transistor 30 is connected to ground via a capacitor 47 (e.g. 1, mF) and via a resistor 48 (e.g. 5.6 k Ohm) to a connection E of a potentiometer 49 (e.g. 10 k Ohm) connected. In the same way, the emitter is Em des
Transistor 36 via a capacitor 52 (e.g. 0.22 IxF) to ground and via a resistor 53 (e.g.
5.6 k Ohm) to connection D of the potentiometer
49 connected. The latter has a power supply
Tap 54, which is connected to a connection C and mechanically coupled to a switch 55. In the position shown, the tap 54 is in its zero position and the switch 55 is open. If the tap 54 is brought from its zero position into a working position, the switch 55 is initially closed, as shown in FIGS. 2 to 4.
As can be seen, given the numerical values given for the values of the potentiometer 49, the resistors 48 and 53 and the capacitors 47 and 52 in every position of the tap 54, the product of the value of the capacitor 52 and the value of the resistor is between the emitter of the transistor 36 and the tap 54 is on the one hand smaller than the product of the value of the capacitor 47 and the value of the resistance between the emitter of the transistor 30 and the tap 54. In the position of the tap 54 shown in FIG . B. 0.22, czF X 5.6 k ohms less than 1 1tF X 15.6 k ohms. In the one shown in FIG
The location of the tap 54 is also 0.22, uF X 15.6 k ohms less than 1, uF X 5.6 k ohms.
It is important to adhere to this dimensioning rule, since the capacitor 47 and the resistor 48 serve as time delay elements 47, 48 for the first pulse generator 29 and the resistor 53 and the capacitor 52 serve as time delay elements 52, 53 for the second pulse generator.
The products mentioned are a measure of the time delay caused by the respective time delay element; this time delay must be smaller for pulse generator 35 when switched on than for pulse generator 29.
The emitter Em of the transistor 36 is connected to the cathode of a diode 56 and the anode of a diode 57. The anode of the diode 56 is connected to ground, the cathode of the diode 57 to the anode of the thyristor 25. The emitter Em of the transistor 30 is connected to the collector of the transistor 31, the emitter of which is connected to ground. The base of transistor 31 is connected to ground via a resistor 58 (e.g. 4.7 k ohms) and to the cathode of diode 23 via a resistor 58 (e.g. 22 k ohms).
A relay 60 is connected with its one connection to ground and with its other connection to a connection point A. It has an order switch contact 63, which is in a position 64 when the relay is de-energized and thereby establishes a connection from connection C to node 46. If the relay 60 is energized, the changeover contact 63 switches to a position 65 in which it establishes a connection from the node 46 to a switching arm 66 of a load selector switch 67. The selector switch 67 has three switch positions: a = quarter load, b = half load, c = full load. In the switch position c, the switch arm 66 establishes a direct connection to the connection E; In the switching positions a and b, it establishes a connection to a tap on the potentiometer 49.
The selector switch 67 is set according to the load on the vehicle that has to be braked with the eddy current brake 11: in the case of a heavily loaded vehicle in position c, in the case of a lightly loaded vehicle in position a. The setting can be done manually or - depending on the load on the vehicle - automatically.
The connection A is connected via a node 68, a foot-operated switch 69, a node 71 and a fuse 70 to the positive pole of the voltage source and thus the anode of the thyristor 18 to the. The potentiometer 49 with its tap 54 serves as the first actuator 74, while the foot switch 69 serves as the second actuator 75.
With the node 68 is the anode of a diode
76, the cathode of which is connected via a connection B to one connection of the relay 14, the other connection of which is connected to ground and to which a diode 77 is connected in parallel. Also is the
Node 46 via a resistor 78 (e.g. 150
Ohm) connected to connector B. One contact of the switch 55 is connected to the connection B, the other to the node 71.
The switching arrangement described works as follows:
It is assumed that the capacitor 26 is discharged and that the first actuator 74 is actuated.
Here, the switch 55 is first closed, where a current flows to the relay 14 and this the
Contact 15 closes. At the same time flows through the opponent was 78, the node 46, the changeover contact
63 (in its position 64) and the connection C a current to tap 54 and via this once to capacitor 47 and once to capacitor 52 and charges them. This is possible because the base of the transistor 31 is de-energized and it is therefore blocked and because the two electrodes of the capacitor 26 initially have the same positive potential, so that the diode 57 is blocked.
The capacitor 52 charges faster than the capacitor 47 when switched on thanks to the rating rule given above, so that the unijunction transistor 36 reaches its breakdown voltage more quickly and, when the capacitor 52 discharges, emits an ignition pulse via the transformer 42 to the control electrode of the second thyristor 25, see above that this becomes conductive and a charging current of + flows through the capacitor 26, the thyristor 25, the primary winding 16, the contact 15 and the field winding 10. This charging current charges the capacitor 26 as indicated in Fig. 1 under a). As a result of the voltage drop across the field winding 10, the transistor 31 initially becomes conductive and prevents the capacitor 47 from being charged further.
When the capacitor 26 is charged, the thyristor 25 becomes non-conductive, while the transistor 31 blocks again and the capacitor 47 is charged.
The capacitor 52 can now no longer be charged since its charging current flows to the capacitor 26 via the diode 57. If the capacitor 47 is charged, the unijunction transistor 30 becomes conductive at time tj (cf. FIG. 2) and the capacitor 47 is discharged via the primary winding 37. As a result, the first thyristor 18 receives an ignition pulse and becomes conductive, so that a current of + flows through this thyristor 18 and the primary winding 16 to the field winding 10. This load current i increases exponentially with time, namely up to time t2 (FIG. 2).
It induces a voltage in the secondary winding of the transformer 28, which charges the capacitor 26 via the diode 27 and the thyristor 18, namely a resonance oscillation arises in the series circuit of the capacitor 26 and the secondary winding 28, in which the capacitor 26 charges so that its electrodes have the potentials shown under b), d. H. its electrode connected to the anode of thyristor 25 is, for example, 20 volts more positive than its other electrode. As a result, the diode 57 is blocked so that the capacitor 52 can be charged, while the capacitor 47 is short-circuited by the transistor 31, the base of which receives a positive bias as long as the thyristor 18 is conductive. While the thyristor 18 is conducting, the first pulse generator 29 is blocked, while the second pulse generator 35 is not blocked.
At time t, the capacitor 52 is charged to such an extent that the transistor 36 becomes conductive and an ignition pulse is given to the control electrode of the second thyristor 25 via the transformer 42. This becomes conductive, and since the thyristor 25 has a higher anode-cathode voltage than the thyristor 18 because of the charge on the capacitor 26, the current commutates to the thyristor 25 and the thyristor 18 blocks.
- The capacitor 26 discharges within a short time via the thyristor 25 and the field winding 10 and then charges again, as indicated under a), in reverse. After this charging, no more current flows in the thyristor 25 and this blocks again.
At the same time, the second pulse generator 35 is blocked via the diode 57, as described above.
The field winding 11 has a very considerable inductance in an eddy current brake. As a result of the current i, magnetic energy is stored in this inductance at time t, which, after the thyristors 18 and 25 have blocked, continues to induce a current i that flows through the diodes 19 and 23. This current decreases exponentially, up to the time t 1 (FIG. 2). Since the voltage on the field winding 10 is only slightly greater than zero during the time t2 to t3, the transistor 31 does not receive a sufficient base voltage and is blocked, so that the capacitor 47 can be charged during this period.
At the point in time :, its charging voltage has become so great that the Em-B1 path in the transistor 30 breaks and the capacitor 47 is discharged via the primary winding 37, with an ignition pulse for the thyristor 18 being induced again in the secondary winding 39 and this again becomes conductive. The switching cycle described is then repeated again.
The processes described take place very quickly, e.g. B. 50 times a second. As described, the length of the switch-on time tE of the thyristor 18, ie the time between t1 and t ,, is essentially dependent on the time constant of the time delay element from the resistor 53 (+ portion of the potentiometer 49) and the capacitor 52. The length of the switch-off time tA, on the other hand, i.e. the time between t 1 and t 3, is essentially dependent on the time constant of the time delay element from the resistor 48 (+ portion of the potentiometer 49) and the capacitor 47.
2 to 4 show that by changing the position of the tap 54 in the direction from connection D to connection E, the time tE is lengthened and the time tA is shortened, as a result of which the mean value of the current i increases, since the current i is always between higher values fluctuates. The switch-on ratio m (also called pulse ratio), which is defined as tE per + tE tE + tA, increases from, for example, 11 / o to 48 o / o, the period tE + tA being shortened because tE is not to the same extent increases as tA decreases.
This is a consequence of the unequal dimensioning of the time delay elements 53, 52 and 48, 47.
If the switching arm 66 of the load selector switch 67 is in its switch position c as shown, when the second actuator 75 is actuated, i.e. when the foot switch 69 is stepped through, the make contact 15 is also switched on as described above and, at the same time, the switchover contact 63 is switched on by the relay 60 brought into its position 65, so that the node 46 is not connected to the tap 54, but directly to the connection E. (The relay 60 is not switched on when the switch 55 is actuated, since the diode 76 does not allow any current to pass from connection B to connection A.) By switching over the changeover contact 63, a pulse ratio is obtained immediately when the foot switch 69 is pressed, as shown in Fig 4 is shown, i.e. H. the current i rises immediately to its highest adjustable value.
In positions a and b of the selector switch 67, the cycle ratio m is set to correspondingly lower, fixed values when the foot switch 69 is stepped through. There are correspondingly lower ones
Stream i, d. H. the braking effect of the eddy current brake 11 is small in position a, medium in position b and greatest in position c.
The size of the highest adjustable cycle ratio wet m (see. Fig. 4) is determined by the maximum permissible current: n in the field winding 10. By suitable
If you choose the resistors 53 and 59, you get this limitation of the clock ratio m: is the resistance
48 is reduced or the resistor 53 is increased, the pulse ratio is greater.
Conversely, the clock ratio m is reduced when the resistor 53 is reduced and the counter stand 48 is increased.
When the eddy current brake 11 is switched off, the first and second actuators are reset
74 and 75 in d: e respective zero position of the make contact 15 opened, so that the current i induced in the field winding 10 must flow through the first diode 19 and the resistor 24 and therefore very quickly, since the magnetic energy contained in the Field winding 10 is stored, is converted very quickly in the resistor 24 into heat. This ensures that when the eddy current brake 11 is switched off, its braking force stops almost suddenly. Without the resistance 24, however, the braking effect - depending on the size of the eddy current brake 11 - would last a few seconds.
The switching arrangement described thus makes it possible, as required, either to slowly increase the braking effect with the aid of the first actuator 74, or to initiate full braking immediately with the aid of the second actuator 75. For the first actuator 74 instead of the potentiometer z. B. a switch with, for example, ten switch positions can be used with the corresponding resistors are switched. This also allows the braking effect to be set with sufficient precision.
The switching arrangement shown is particularly suitable for eddy current brakes in trailers; the fact that the field winding 10 is connected to ground with one connection only requires one additional line to the trailer, which in most cases is already available so that no additional plug connection is required. The dividing lines 79 and 80 in FIG. 1 indicate that the different parts of the switching arrangement are located at different locations. For example, the eddy current brake 11 is on a trailer of a road train; the two actuators 74 and 75 are located in the cab of the truck and the parts between the division lines 79 and 80 are in their own housing somewhere on the motor vehicle of the truck.
The claims relate primarily to the part of the switching arrangement between lines 79 and 80, possibly in combination with actuators 74 and 75 and / or the eddy current brake 11 or another consumer.
If the eddy current brake 11 has a field winding 10 which consists of two separately switchable windings, these are advantageously connected in parallel for the present switching arrangement.
PATENT CLAIM I
Circuit arrangement for controlling the current of a consumer fed from a direct current source, in particular an eddy current brake installed in a vehicle, which circuit arrangement has a first thyristor in order to supply the consumer with a pulsed current from this direct current source, a second thyristor and a second thyristor to clear the first thyristor Commutation capacitor are provided and which also has at least one pulse generator to control the two thyristors, characterized in that a first pulse generator (29) is provided to control the first thyristor (18) and a second pulse generator (35) is provided to control the second thyristor (25) each of these pulse generators (29, 35) an actuator (74, 75) and a time delay element (47, 48 and
52, 53) are assigned, the time delay element causing a switch-on delay of the associated pulse generator, and that the switch-on delay of the second pulse generator (35) is smaller than the switch-on delay of the first pulse generator (29).
SUBCLAIMS
1. Circuit arrangement according to claim I, characterized in that the first pulse generator has a unijunction transistor (30), to which a capacitor (47) which can be charged via a resistor (48, 49) is assigned as a time delay element, that a semiconductor switch ( 31) is arranged and that the conduction state of this semiconductor switch is dependent on the voltage at the consumer, preferably an eddy current brake (11).
2. Circuit arrangement according to claim I, characterized in that the second pulse generator (35) has a unijunction transistor (36) to which a capacitor (52) which can be charged via a resistor (49, 53) is assigned as a time delay element and that a connection of this Capacitor (52) is connected to a connection of the commutation capacitor (26) via a diode (57).
3. Circuit arrangement according to dependent claims 1 and 2, characterized in that the product of the resistance value and capacitance of the capacitor in the time delay element (47, 48) of the first pulse generator (29) is smaller when switched on than the corresponding product in the time delay element (52, 53) of the second pulse generator (35).
4. Circuit arrangement according to dependent claim 2, characterized in that both time delay elements (47, 48 and 52, 53) are adjustable together.
5. Circuit arrangement according to dependent claim 4, characterized in that the two time delay elements are mutually adjustable in opposite directions.
6. Circuit arrangement according to dependent claim 5, characterized in that for adjusting the time delay elements (47, 48 and 52, 53) two actuators (74, 75) each acting on both time delay elements are provided, of which the first (74) for fine adjustment and the second (75) is used for coarse adjustment.
7. Circuit arrangement according to dependent claim 6, characterized in that to control the current flow (i) through the eddy current brake (11) of a vehicle, the second actuator according to the load
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