Transistor-Gegentaktverstärker
Die Erfindung betrifft einen Transistor-Gegentaktverstärker, insbesondere für den Tonfrequenzbereich, der sich bei sehr geringem Schaltungsaufwand durch hohe Temperaturstabilität auszeichnet. Das Anwendungsgebiet liegt vor allem bei B-Verstärkern mit klei- nen Ruheströmen der Endstufe, vorzugsweise mit Ausgangsübertrager.
Es ist bekannt, die Kollektorströme von Transistorgegentaktverstärkern gegen Temperatureinflüsse dadurch zu stabilisieren, dass die Basisvorspannung für die Endstufe oder eine vorgeschaltete Kollektorstufe, in jeder Gegentakthälfte einzeln oder gemeinsam, einem Spannungsteiler entnommen wird, der aus einem konstanten und einen temperaturabhängigen Widerstand besteht. Es ist weiterhin bekannt, anstelle des temperaturabhängigen Widerstandes im Spannungsteiler eine Diode zu verwenden und dabei die Temperaturabhängigkeit des Spannungsabfalls an der Diodenstrecke auszunutzen. Im übrigen sind Schaltungsanordnungen mit Hilfstransistoren zur Stabilisierung von Transistorverstärkern bekannt, aber nicht speziell für Gegentaktverstärker.
Basisspannungsteiler mit Dioden oder temperaturabhängigen Widerständen haben den Nachteil, dass die auf den temperaturabhängigen Zweig des Spannungsteilers einwirkende Umgebungstemperatur nicht mit der Kristalltemperatur im Inneren der Endstufentransistoren übereinstimmt. Im günstigsten Falle kann man, wie bekannt, durch eine gut wärmeleitende Verbindung der Endstufentransistoren mit der Diode oder dem temperaturabhängigen Widerstand letztere auf die Gehäusetemperatur der Endstufentransistoren bringen, die jedoch von der Kristalltemperatur abweicht. Der Temperaturgang von temperaturabhängigen Widerständen beruht darüber hinaus auf einem anderen physikalischen Vorgang als derjenige der Basis-Emitterstrecke eines Transistors. Die gewünschte Temperaturstabilisierung ist deshalb nur angenähert in einem begrenzten Temperaturbereich möglich.
Hilfstransistoren dienen andererseits im allgemeinen nur der Temperaturstabilisierung und sind im übrigen unnütz. Die bekannten Massnahmen zur Temperaturstabilisierung sind um so weniger wirksam, je kleiner der Ruhestrom der Endstufentransistoren im B-Betrieb ist, d. h. je mehr ihre Kristalltemperatur bei wechselnder Aussteuerung des Verstärkers gegenüber ihrer Gehäusetemperatur und erst recht gegenüber der mittleren Temperatur im Verstärker schwankt. Es ist deshalb üblich, zur zusätzlichen Stabilisierung Widerstände in die Emitterkreise der Endstufentransistoren einzufügen, die aber einen merklichen Teil der Ausgangsleistung verbrauchen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen Transistor-Gegentaktverstärker mit geringem Schaltungsaufwand gegen Temperatureinflüsse in der Weise zu stabilisieren, dass die Stabilisierung möglichst ausschliesslich von der mittleren Temperatur im Verstärker gesteuert und der Einfluss der Kristalltemperatur der Endstufentransistoren ausgeschaltet wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass ausser den Gegentakt-Endstufentransistoren Vorstufentransistoren vorgesehen sind, die in Gegentakt geschaltet sind und in mindestens einer Vorstufe in Emitterschaltung geschaltet und von einem gegenüber dem der Endstufentransistoren entgegengesetzten Leitungstyp sind, dass ferner je ein Transistor der Eingangsvorstufe mit einem Endstufentransistor gleichstromgekoppelt ist und jeder der beiden Endstufentransistoren über einen Gleichstrom-Gegenkopplungspfad mit einem solchen seiner ihm schaltungsmässig zugeordneten Vorstufentransistoren verbunden ist, an dessen Basisanschluss eine Vorspannung von einem aus einer Diode und mindestens einem Widerstand bestehenden Spannungsteiler zugeführt ist,
wobei jeder dieser Gegenkopplungspfade vom Kollektor des Endstufentransistors zum Emitter des diesem zugeordneten Transistors der Eingangsvorstufe führt, wenn die beiden so miteinander verbundenen Transistoren von unterschiedlichem Leitungstyp sind, dagegen jeder dieser Gegenkopplungspfade vom Emitter des Endstufentransistors zum Emitter des diesem zugeordneten Transistors der Eingangsvorstufe führt, wenn die beiden so miteinander verbundenen Transistoren vom gleichen Leitungstyp sind.
Damit für hohe Wiedergabequalität der Klirrfaktor der Eingangsvorstufe klein gehalten wird, sind nach einer vorteilhaften Ausführungsform die Endstufentransistoren schaltungsmässig so angeordnet, dass über den Gleichstrom-Gegenkopplungspfad wenigstens ein Teil der Ausgangswechselspannung zu den Transistoren der Eingangsvorstufe zurückgeführt und dadurch auch für Wechselstrom eine Gegenkopplung bewirkt wird.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der in den Figuren dargestellten Schaltungsbeispiele näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 das Schaltbild eines zweistufigen Verstärkers,
Fig. 2 das Schaltbild eines dreistufigen Verstärkers grosser Ausgangsleistung,
Fig. 3 ein weiteres Schaltbild eines dreistufigen Verstärkers,
Fig. 4 das Schaltbild eines zweistufigen Verstärkers mit zusätzlicher Wechselspannungs-Gegenkopplung.
Die Grundschaltung, die sich für eine Ausgangsleistung bis zur Grössenordnung von 1 Watt als völlig ausreichend erwiesen hat, ist in Fig. 1 abgebildet. Wie bei allen dargestellten Beispielen sind die Endstufentransistoren vom Typ n-p-n.
Der Eingangsübertrager 1, dessen Primärwicklung das Eingangssignal zugeführt wird, speist aus seiner symmetrischen Sekundärwicklung die Basisanschlüsse der Transistoren 2 und 3 der Eingangsvorstufe, die vom Typ p-n-p sind. Ihre Kollektoren sind mit den Basisanschlüssen der Endstufentransistoren 4 und 5 verbunden. Die Emitter- und Kollektorströme der Endstufentransistoren 4 und 5 durchfliessen je eine der vier getrennten Primärwicklungen des Ausgangsübertragers 6, dessen Sekundärwicklung die Ausgangsleistung entnommen wird. Die den Transistoranschlüssen auge- wandten Enden der Primärwicklungen sind an die Speisespannung Ua angeschlossen.
Der Kollektor jedes Endstufentransistors ist mit dem Emitter seines zugehörigen Transistors der Eingangsvorstufe verbunden. Die Vorspannung der beiden Transistoren 2 und 3 der Eingangsvorstufe wird dem Spannungsteiler aus der Diode 7 und dem Widerstand 8 entnommen und den Basisanschlüssen der Transistoren über die Sekundärwicklungen des Eingangsübertragers 1 zugeführt.
Die Temperaturstabilisierung soll nu von der mittleren Temperatur im Verstärker gesteuert werden. Soweit die Eingangstransistoren und die Diode des Basisspannungsteilers keine Eigenerwärmung aufweisen, ändert sich die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren der Eingangsvorstufe und die Spannung an der Diode gleichlaufend, wenn, nach einem weiteren Merkmal - im Gegensatz zu den bekannten, erläuterten Massnahmen die Transistoren der Eingangsvorstufe ebenso wie die Diode des Spannungsteilers der gleichen Umgebungstemperatur ausgesetzt sind, und insbesondere vor einer ungleichmässigen Wärmeeinwirkung der Endstufentransistoren und anderer, örtlich konzentrierter Wärmequellen geschützt sind. Zweckmässig sind mehrere Gegentaktvorstufen angeordnet.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung wird die Zahl der Vorstufen so gewählt, dass sie zur Erreichung einer vorbestimmten Ausgangsleistung des Verstärkers ausreicht, wenn die Transistoren der Eingangsvorstufe so geschaltet sind, dass sie eine im Vergleich zu ihrer zulässigen Verlustleistung verschwindend kleine Leistung aufnehmen und der Spannungsteiler so bemessen ist, dass der Querstrom in ihm klein ist, so dass auch in dessen Diode keine merkliche Eigenwärmung auftritt. Dies ist wegen des sehr kleinen Basisstroms eines praktisch unbelasteten Transistors leicht zu erreichen.
Der Temperaturverlauf der Basis-Emitterspannung der Eingangstransistoren stimmt mit demjenigen der Spannung an der Diode des Basisspannungsteilers besonders genau überein, wenn der Transistortyp der Eingangsvorstufe und der Diodentyp des Spannungsteilers hinsichtlich Ausgangsmaterial und Herstellungsverfahren gleichartig sind, vorzugsweise in Silizium Planartechnik.
Bei Anwendung der vorstehend genannten Merkmale ist es auch bei hohen Anforderungen an den Symmetrieabgleich möglich, vorteilhaft für beide Transistoren einen gemeinsamen Spannungsteiler zu benutzen.
An dem Kupferwiderstand der kollektorseitigen Primärwicklungen des Ausgangstransformators entsteht durch den Kollektorgleichstrom jeweils ein Spannungsabfall. Die Spannung an der Diode 7 muss um den Wert dieses Spannungsabfalles grösser sein als die Spannung zwischen Basis und Emitter der Eingangstransistoren 2 und 3. Dies kann durch die Wahl des Widerstandes 8 leicht eingestellt werden, wobei wegen der exponentiellen Kennlinie der Diode der Wert des Widerstandes relativ unkritisch ist und ein fester Widerstand normaler Toleranz völlig ausreicht.
Der Gleichspannungsabfall an der kollektorseitigen Wicklung des Ausgangsübertragers bewirkt in jeder Gegentakthälfte eine starke Gegenkopplung. Einer durch Erwärmung der Endstufentransistoren 4 und 5 entstehenden änderung des Kollektorstroms und damit des Spannungsabfalls an der Übertragerwicklung wird durch die hohe Verstärkung der Vorstufe entgegeP- gewirkt, da die verstärkte linderung des Spannungsabfalls mit anderem Vorzeichen an der Basis der Endstufentransistoren 4 und 5 auftritt. Die Spannungsverstärkung der Transistoren 2 und 3 der Eingangsvorstufe ist sehr hoch (Grössenordnung 10000fach), weil deren Kollektorkreise nur mit dem Eingangswiderstand der Transistoren 4 und 5 der Endstufe belastet sind.
Die thermische Stabilität des Verstärkers hängt dadurch fast ausschliesslich davon ab, dass die Basis Emitterspannung der Transistoren 2 und 3 der Eingangsvorstufe und die Spannung an der Diode 7 sich mit der Umgebungstemperatur um den gleichen Betrag ändern. Dies trifft insbesondere bei Silizium-Planartransistoren und -dioden (bei denen überdies die Restströme von ca. 1 nA keine Rolle mehr spielen) wegen des sehr reinen Ausgangsmaterials und des Herstellungsverfahrens weitgehend zu. Wie die Erfahrung zeigt, treten über einen Temperaturbereich von 40 OC im Durchschnitt nur Differenzen von einigen Millivolt auf.
Für das Wechselstromsignal tritt im übrigen eine sehr starke Spannungsgegenkopplung ein. Wenn alle vier Primärwicklungen des Ausgangsübertragers 6 gleiche Windungszahlen besitzen, was sich als zweckmässig erwiesen hat, dann ist der Gegenkopplungsfaktor halb so gross wie der Verstärkungsfaktor der Eingangsvorstufe, wenn den Emittern der Transistoren 2 und 3 dieser Stufe keine Wechselspannung zugeführt würde.
Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines Transistor-Gegentaktverstärkers für grössere Ausgangsleistung (ca. 25 Watt). Von dem Schaltbild der Fig. 1 unterscheidet es sich durch die Einfügung einer zweiten Vorstufe vor der Endstufe und durch eine Einrichtung zum genauen Abgleich der relativ grösseren Ruheströme der Endstufe. 4:
Die zwischen Eingangsvorstufe und Endstufe eingefügte Verstärkerstufe besteht aus den beiden Transistoren 9 und 10 vom Typ n-p-n. Sie ist als Kollektorstufe geschaltet und wirkt als Impedanzwandler. Durch ihre Einfügung wird die Eingangsvorstufe entlastet und vor Eigenerwärmung geschützt.
Durch die Belastung der beiden Widerstände 11 und 12 mit den Querströmen des Potentiometers 13 können die Spannungen an den Emittern der Eingangsvorstufe gegeneinander verändert und damit die Ströme der Endstufentransistoren abgeglichen werden. Die übrigen Bezugsziffern haben die gleiche Bedeutung wie in Fig. 1.
Ein weiteres Anwendungsbeispiel, ebenfalls ein dreistufiger Gegentaktverstärker für grössere Ausgangsleistung, ist im Schaltbild der Fig. 3 dargestellt. Die Transistoren 2 und 3 der Eingangsvorstufe sind hier vom Typ n-p-n und arbeiten in Emitterschaltung. Auch die zweite Verstärkerstufe ist eine Emitterstufe. Ihre Transistoren 14 und 15 sind vom Typ p-n-p. Da in beiden Vorstufen jeweils eine Phasenumkehr erfolgt, werden in dieser Schaltungsanordnung die der Eingangsvorstufe zugeführten Gegenkopplungsspannungen den Emitteranschlüssen der Endstufe entnommen.
Mit dem Potentiomater 16 werden durch einstellbar ungleiche Belastung der zweiten Vorstufe die Ruheströme der Endstufentransistoren abgeglichen. Ein zusätzlicher Abgleich gradzahliger Harmonischer des Klirrfaktors im Bereich der hohen Frequenzen geschieht durch das Potentiometer 17. Dieses ist für Gleichstrom und tiefe Frequenzen durch die Kondensatoren 18 und 19 abgeblockt und bewirkt über die beiden Widerstände 20 und 21 in den Emitterleitungen der Transistoren der Eingangsvorstufe eine einstellbar unsymmetrische Gegenkopplung für hohe Frequenzen. Dadurch wird der Einfluss ungleicher Grenzfrequenzen insbesondere der Endstufentransistoren ausgeglichen. Zu den übrigen Bezugsziffern wird auf die Beschreibung der Fig. 1 verwiesen.
Das weitere Ausführungsbeispiel der Fig. 4 unterscheidet sich von dem der Fig. 1 durch die Anwendung einer zusätzlichen Wechselspannungs-Gegenkopplung.
Die Basisvorspannung wird den Transistoren 2 und 3 der Eingangsvorstufe nicht unmittelbar über einen Mittelabgriff der Sekundärwicklung des Eingangsübertragers 1 zugeführt, sondern über die Teilwicklungen 22 und 23 einer zusätzlichen und getrennten, symmetri schen Gegenkopplungswicklung des Ausgangsübertragers 6, und zwar getrennt über die beiden Sekundärwicklungen des Eingangsübertragers 1. Dadurch wird, wie schon beschrieben, der von dem Kupferwiderstand der Primärwicklungen herrührende Anteil des Ausgangswiderstandes des Verstärkers herabgesetzt.
Ein besonderes Merkmal liegt somit darin, dass eine zusätzliche, und zwar eine symmetrische Spannungskopplung für das Wechselstromsignal aus einer zusätzlichen und von den übrigen Wicklungen des Ausgangsübertragers getrennten Wicklung an die Transistoren der Eingangsvorstufe geführt ist. Dabei wird darauf hingewiesen, dass neben der schon vorhandenen Gegenkopplung in weiterer Ausgestaltung eine zusätzliche, symmetrische Spannungsgegenkopplung für das Wechselstromsignal aus einer getrennten Wicklung des Ausgangsübertragers an die Eingangsvorstufe geführt ist.
Es sei noch bemerkt, dass bei einem Verstärker der beschriebenen Art Ein- und Ausgangsübertrager nicht verwendet werden müssen. Zumindest die Temperaturstabilität kann z. B. ebenso erreicht werden, wenn die kollektorseitigen Primärwicklungen des Ausgangsübertragers 6 in Fig. 1 durch entsprechende Widerstände ersetzt werden. Anstelle des Eingangsübertragers 1 kann auch eine der bekannten Phasenumkehrstufen verwendet werden und die Basisvorspannung den Transistoren 2 und 3 der Eingangsvorstufe über R-C Koppelglieder zugeführt werden. Der Eingangsübertrager hat jedoch den Vorteil besserer Symmetrie.
Die erzielten Vorteile bestehen im wesentlichen darin, dass mit sehr geringem Schaltungsaufwand eine grosse Stabilität gegenüber Temperatureinflüssen erreicht wird. Dabei ist in besonders vorteilhafter Weise der Einfluss der Kristalltemperatur der Endstufentransistoren, die bei voller Aussteuerung durch Sprache oder Musik stark schwankt, praktisch eliminiert. Der Arbeitspunkt der Endstufe wird durch die Aussteuerung nicht verändert, weil kein Kondensator vorhanden ist, der aufgeladen werden könnte. Der Klirrfaktor ist bei Aussteuerung mit Dauerton oder Sprache bzw. Musik gleicher Amplitude unverändert; die vom A-B-Betrieb bekannten Übergangsverzerrungen fallen daher weg.
Transistor push-pull amplifier
The invention relates to a transistor push-pull amplifier, in particular for the audio frequency range, which is characterized by high temperature stability with very little circuit complexity. The area of application is primarily for B amplifiers with low quiescent currents in the output stage, preferably with an output transformer.
It is known to stabilize the collector currents of transistor push-pull amplifiers against temperature influences by taking the base bias for the output stage or an upstream collector stage, individually or jointly, from a voltage divider consisting of a constant and a temperature-dependent resistor. It is also known to use a diode instead of the temperature-dependent resistor in the voltage divider and to utilize the temperature dependency of the voltage drop across the diode path. In addition, circuit arrangements with auxiliary transistors for stabilizing transistor amplifiers are known, but not specifically for push-pull amplifiers.
Base voltage dividers with diodes or temperature-dependent resistors have the disadvantage that the ambient temperature acting on the temperature-dependent branch of the voltage divider does not match the crystal temperature inside the output stage transistors. In the most favorable case, as is known, a good heat-conducting connection between the output stage transistors and the diode or the temperature-dependent resistor can bring the latter to the housing temperature of the output stage transistors, which, however, differs from the crystal temperature. The temperature response of temperature-dependent resistors is based on a different physical process than that of the base-emitter path of a transistor. The desired temperature stabilization is therefore only possible approximately in a limited temperature range.
Auxiliary transistors, on the other hand, generally only serve to stabilize the temperature and are otherwise useless. The known measures for temperature stabilization are all the less effective, the smaller the quiescent current of the output stage transistors in B mode, i.e. H. the more their crystal temperature fluctuates with changing levels of the amplifier compared to their housing temperature and even more so compared to the mean temperature in the amplifier. It is therefore customary to add resistors to the emitter circuits of the output stage transistors for additional stabilization, but these consume a considerable part of the output power.
The invention is based on the object of stabilizing a transistor push-pull amplifier with little circuit complexity against temperature influences in such a way that the stabilization is controlled as exclusively as possible by the mean temperature in the amplifier and the influence of the crystal temperature of the output stage transistors is switched off.
According to the invention, this object is achieved in that, in addition to the push-pull output stage transistors, pre-stage transistors are provided which are connected in push-pull and connected in emitter circuit in at least one pre-stage and are of a conductivity type that is opposite to that of the output stage transistors Output stage transistor is DC-coupled and each of the two output stage transistors is connected via a direct current negative feedback path to one of its precursor transistors assigned to it in terms of circuitry, at whose base connection a bias voltage from a voltage divider consisting of a diode and at least one resistor is supplied,
Each of these negative feedback paths from the collector of the output stage transistor leads to the emitter of the transistor of the input pre-stage assigned to it, if the two transistors connected to one another are of different conductivity types, whereas each of these negative feedback paths leads from the emitter of the output stage transistor to the emitter of the transistor of the input pre-stage assigned to it, if the the two transistors connected to one another are of the same conductivity type.
In order to keep the distortion factor of the input pre-stage low for high reproduction quality, according to an advantageous embodiment the output stage transistors are arranged in terms of circuitry in such a way that at least part of the output AC voltage is fed back to the transistors of the input pre-stage via the direct current negative feedback path, thereby causing negative feedback for alternating current as well.
The invention is described in more detail below with reference to the circuit examples shown in the figures. Show it:
Fig. 1 is the circuit diagram of a two-stage amplifier,
2 shows the circuit diagram of a three-stage amplifier with a large output power,
3 shows another circuit diagram of a three-stage amplifier,
4 shows the circuit diagram of a two-stage amplifier with additional AC voltage negative feedback.
The basic circuit, which has proven to be completely sufficient for an output power of the order of magnitude of 1 watt, is shown in FIG. As in all examples shown, the output stage transistors are of the n-p-n type.
The input transformer 1, the primary winding of which is supplied with the input signal, feeds the base connections of the transistors 2 and 3 of the input pre-stage, which are of the p-n-p type, from its symmetrical secondary winding. Their collectors are connected to the base connections of the output stage transistors 4 and 5. The emitter and collector currents of the output stage transistors 4 and 5 each flow through one of the four separate primary windings of the output transformer 6, whose secondary winding the output power is taken. The ends of the primary windings facing the transistor connections are connected to the supply voltage Ua.
The collector of each output stage transistor is connected to the emitter of its associated transistor of the input pre-stage. The bias voltage of the two transistors 2 and 3 of the input pre-stage is taken from the voltage divider comprising the diode 7 and the resistor 8 and fed to the base terminals of the transistors via the secondary windings of the input transformer 1.
The temperature stabilization should now be controlled by the mean temperature in the amplifier. As long as the input transistors and the diode of the base voltage divider have no self-heating, the base-emitter voltage of the transistors of the input pre-stage and the voltage at the diode change simultaneously if, according to a further feature - in contrast to the known, explained measures, the transistors of the Both the input preamp and the diode of the voltage divider are exposed to the same ambient temperature, and in particular are protected from uneven heat effects from the output stage transistors and other locally concentrated heat sources. Several push-pull precursors are expediently arranged.
In a further advantageous embodiment, the number of pre-stages is chosen so that it is sufficient to achieve a predetermined output power of the amplifier if the transistors of the input pre-stage are connected so that they absorb negligibly small power compared to their permissible power loss and the voltage divider is sized accordingly is that the cross current in it is small, so that no noticeable self-heating occurs in its diode. This is easy to achieve because of the very small base current of a practically unloaded transistor.
The temperature curve of the base-emitter voltage of the input transistors matches that of the voltage at the diode of the base voltage divider particularly precisely if the transistor type of the input pre-stage and the diode type of the voltage divider are similar in terms of starting material and manufacturing process, preferably using silicon planar technology.
When using the features mentioned above, it is possible to use a common voltage divider for both transistors, even if there are high demands on the symmetry adjustment.
At the copper resistance of the collector-side primary windings of the output transformer, the collector direct current creates a voltage drop. The voltage at the diode 7 must be greater than the voltage between the base and emitter of the input transistors 2 and 3 by the value of this voltage drop. This can be easily adjusted by choosing the resistor 8, whereby the value of the resistor is due to the exponential characteristic of the diode is relatively uncritical and a fixed resistance of normal tolerance is completely sufficient.
The DC voltage drop on the collector-side winding of the output transformer causes a strong negative feedback in each push-pull half. A change in the collector current and thus the voltage drop in the transformer winding caused by the heating of the output stage transistors 4 and 5 is counteracted by the high gain of the preliminary stage, since the increased reduction in the voltage drop occurs with a different sign at the base of the output stage transistors 4 and 5. The voltage gain of transistors 2 and 3 of the input pre-stage is very high (order of magnitude 10,000 times) because their collector circuits are only loaded with the input resistance of transistors 4 and 5 of the output stage.
The thermal stability of the amplifier depends almost exclusively on the fact that the base-emitter voltage of transistors 2 and 3 of the input pre-stage and the voltage at diode 7 change by the same amount with the ambient temperature. This largely applies to silicon planar transistors and diodes (in which the residual currents of approx. 1 nA are no longer relevant) because of the very pure starting material and the manufacturing process. As experience shows, differences of only a few millivolts occur on average over a temperature range of 40 OC.
In addition, a very strong negative voltage feedback occurs for the alternating current signal. If all four primary windings of the output transformer 6 have the same number of turns, which has proven to be useful, then the negative feedback factor is half as large as the gain factor of the input pre-stage, if the emitters of the transistors 2 and 3 of this stage were not supplied with AC voltage.
Fig. 2 shows the circuit diagram of a transistor push-pull amplifier for greater output power (approx. 25 watts). It differs from the circuit diagram in FIG. 1 by the insertion of a second preliminary stage in front of the output stage and by a device for the precise adjustment of the relatively larger quiescent currents of the output stage. 4:
The amplifier stage inserted between the input pre-stage and output stage consists of the two transistors 9 and 10 of the n-p-n type. It is connected as a collector stage and acts as an impedance converter. By inserting them, the input pre-stage is relieved and protected from self-heating.
By loading the two resistors 11 and 12 with the cross currents of the potentiometer 13, the voltages at the emitters of the input pre-stage can be changed against one another and thus the currents of the output stage transistors can be balanced. The other reference numbers have the same meaning as in FIG. 1.
Another application example, also a three-stage push-pull amplifier for greater output power, is shown in the circuit diagram in FIG. The transistors 2 and 3 of the input pre-stage are here of the n-p-n type and work in common emitters. The second amplifier stage is also an emitter stage. Their transistors 14 and 15 are of the p-n-p type. Since a phase reversal takes place in each of the two preliminary stages, the negative feedback voltages fed to the input preliminary stage are taken from the emitter connections of the output stage in this circuit arrangement.
With the potentiometer 16, the quiescent currents of the output stage transistors are adjusted by adjustable unequal loading of the second preliminary stage. An additional adjustment of even harmonics of the distortion factor in the range of high frequencies is done by the potentiometer 17. This is blocked for direct current and low frequencies by the capacitors 18 and 19 and causes an adjustable setting via the two resistors 20 and 21 in the emitter lines of the transistors of the input preamp asymmetrical negative feedback for high frequencies. This compensates for the influence of unequal cut-off frequencies, particularly of the output stage transistors. With regard to the remaining reference numbers, reference is made to the description of FIG. 1.
The further exemplary embodiment in FIG. 4 differs from that in FIG. 1 through the use of an additional alternating voltage negative feedback.
The base bias is not fed directly to the transistors 2 and 3 of the input pre-stage via a center tap of the secondary winding of the input transformer 1, but via the partial windings 22 and 23 of an additional and separate, symmetrical negative feedback winding of the output transformer 6, separately via the two secondary windings of the input transformer 1. As a result, as already described, the portion of the output resistance of the amplifier resulting from the copper resistance of the primary windings is reduced.
A special feature is therefore that an additional, namely a symmetrical voltage coupling for the alternating current signal from an additional winding separate from the other windings of the output transformer is routed to the transistors of the input preamp. It should be noted that in addition to the already existing negative feedback, an additional, symmetrical negative voltage feedback for the alternating current signal from a separate winding of the output transformer is routed to the input pre-stage.
It should also be noted that input and output transformers do not have to be used in an amplifier of the type described. At least the temperature stability can, for. B. can also be achieved if the collector-side primary windings of the output transformer 6 in Fig. 1 are replaced by appropriate resistors. Instead of the input transformer 1, one of the known phase reversal stages can also be used and the base bias voltage can be fed to the transistors 2 and 3 of the input pre-stage via R-C coupling elements. The input transformer, however, has the advantage of better symmetry.
The advantages achieved essentially consist in the fact that a high degree of stability with respect to temperature influences is achieved with very little circuit complexity. In a particularly advantageous manner, the influence of the crystal temperature of the output stage transistors, which fluctuates greatly when fully controlled by speech or music, is practically eliminated. The operating point of the output stage is not changed by the modulation, because there is no capacitor that could be charged. The distortion factor is unchanged when modulating with continuous tone or speech or music of the same amplitude; the transition distortions known from A-B operation are therefore eliminated.