Mechanisch-elektrischer Umformer
Die Erfindung betrifft einen elektrischen Umformer, mit einem piezoelektrischen Element und einem an dieses angeschlossenen Impedanzwandler, die beide in einem Gehäuse angeordnet sind.
Piezoelektrische Umformer werden häufig zur Umwandlung der physikalischen Grösse Kraft in ein elektrisches Signal verwendet, beispielsweise bei Beschleunigungsmessern, in Drucküberwachern von Strahl- und Raketentriebwerken, zum Messen von Schwingungsausschlägen und bei Kraftmessern allgemein. Die Verwendung von piezoelektrischen Materialien ist allgemein gebräuchlich, wobei insbesondere deren hohe Eigenfrequenz und gute mechanische Festigkeit von Bedeutung sind. Eine Schwierigkeit bei der praktischen Verwendung derartiger Materialien liegt aber darin, dass die bei einer Druckbeanspruchung abgegebene Spannung sehr gering und dass die Spannungsquelle darüber hinaus extrem hochohmig ist.
Um - wie es bei Messinstrumenten gefordert wird - auch kleinste Messwerte bzw. abgegebene elektrische Signale erfassen zu können, müssen entsprechend hochohmige Kabel und Messverstärker verwendet werden. Eine Direktübertragung der von einem entsprechenden piezoelektrischen Körper abgegebenen Signale über grössere Entfernung, beispielsweise zu einem Verstärker, ist in keinem Fall möglich.
Damit besteht die Notwendigkeit, die von einem piezoelektrischen Element abgegebenen Signale direkt einem Impedanzwandler zuzuführen, bevor sie weiter verstärkt bzw. etwa entfernt angeordneten Auswertungsstationen zugeführt werden können. Als Impedanzwandler wurden dabei bisher in der Regel bipolare Transistoren in verschiedenen Abwandlungen der Kollektorbasisgrundschaltung angeordnet. Der Einsatz von Röhren in derartigen Anwendungsfällen verbietet sich von allein, da Elektronenröhren erstens hinsichtlich Versorgungs- bzw. Speisespannungen zu grosse Anforderung stellen und zweitens vor Schwingung bzw. Stössen, wie sie ja im Einzelfall durch das piezoelektrische Element gemessen werden sollen, geschützt werden müssen.
Die bisher zur Anwendung gekommenen Transistor-Schaltungen weisen sämtlich den Nachteil auf, dass sie - verglichen mit dem piezoelektrischen Element - relativ niedere Eingangswiderstände von ca.
109 Ohm besitzen. Weiter ist die Abhängigkeit des Verstärkungsfaktors der Schaltung von Länge und Eigenkapazität des Verbindungskabels zwischen dem piezoelektrischen Element und der Verstärkerstufe von grösstem Nachteil. Darüber hinaus treten insbesondere noch weitere Faktoren, wie Spannungsverstärkung kleiner eins, relativ hoher Rauschpegel, unsichere Stabilitätseigenschaften sowie schlechtes Temperaturverhalten dieser Schaltungen nachteilig in Erscheinung.
Zur Vermeidung einiger dieser Nachteile wurde bereits vorgeschlagen, auf dem piezoelektrischen Element eine Halbleiterschicht aufzubringen und diese Schicht mit einer mittig angeordneten Steuerelektrode sowie einer Eingangs- und einer Ausgangselektrode zu versc- hen. Die Steuerelektrode der Halbleiterschicht ist an eine Elektrode des piezoelektrischen Elements anzuschliessen, so dass, wenn letzteres mechanisch erregt wird, die Piezospannung an der Steuerelektrode anliegt. Diese Spannung steuert in Verbindung mit den mechanischen, über das piezoelektrische Element auf die Halbleiterschicht übertragenen Schwingungen den von der Eingangs- zur Ausgangselektrode, fliessenden Ladungstransport.
Eine derartige Anordnung hat jedoch insbesondere den Nachteil ausserordentlich hoher Herstellungskosten infolge der ungewöhnlichen und speziellen Verbindung der Halbleiterschicht und des piezoelektrischen Elements, wozu als weiterer schwerwiegender Nachteil kommt, dass die bekannte kombinierte Anordnung aufgrund der Temperatur- und Lichtempfindlichkeit des Halbleiterwerkstoffs nur bei geschützten und temperaturstabilen Anwendungsgebieten eingesetzt werden kann. Aber selbst in derartigen ausgesucht günstigen Anwendungsfällen ist bei kürzester Überlastung eine Beschädigung oder Zerstörung der relativ spröden Halbleiterschicht infolge der mechanischen Verbindung mit dem piezoelektrischen Element unvermeidbar.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Nachteile der bekannten Anordnungen zu vermeiden und einen mechamisch-elektrischen Umformer anzugeben, welcher mit einem Eingangswiderstand von z.B. mehr als 1014 Ohm und einer Eingangskapazität von z.B. ca. 4 pF eine optimale Anpassung an ein piezoelektrisches Element ermöglicht und dabei ohne Leistungsabfall, verstärktes Rauschen oder sonstige negative Einflüsse ein Anordnen des piezoelektrischen Elements auch an von der Auswertungsstation weit entfernten Orten ermöglicht. Dabei sollen zur Übertragung unterschiedlich lange Kabel mit einem Isolierwiderstand bis herab zu 105 Ohm und mit Kabclkapazitäten bis zu 50 000 pF oder mehr eingesetzt werden können.
Weiter sollen sowohl die NF- als auch die HF-Ansprechempfindlichkeit sowie die Bandbreite des Messwertspektrums erhöht werden, und soll der erfindungsgemässe Umformer reproduzierbare Messergebnisse in einem Temperaturbereich von ca. -185 C bis +150 C ermöglichen.
Erfindungsgemäss wird diese Aufgabe dadurch gelöst, dass der Impedanzwandler einen MOS-Feldeffekttransistor (MOSFET) mit n- oder p-dotiertem Kanal mit einem G-Pol, einem D-Pol und einem S-Pol aufweist, dass die eine Elektrode des piezoelektrischen Elements mit dem G-Pol und die andere Elektrode direkt oder über die Eingangsanschlüsse eines Verstärkers, je nach Kanal-Dotierung mit dem S-Pol oder mit dem D-Pol des Feldeffekttransistors verbunden ist, und dass am Gehäuse ein zum Anschluss eines zweiadrigen Vcrbindungskabels bestimmter Ausgangs-Kabelanschluss vorgesehen ist, welcher direkt oder unter Zwischcnschaltung des Verstärkers mit dem S- und D-Pol des Feldeffektrransistors verbunden ist.
Insbesondere für die Übertragung eines Messignals über Kabellängen in der Dimension von mehreren 100 Metern, wie es z. B. bei der Überwachung bzw. Registrierung von thermonuklearen Explosionsdrucken erforderlich wird, ist es von Vorteil, wenn der D'-Pol des MOSFET über einen bipolaren Transistor mit dem Kabelanschluss verbunden ist.
Eine besonders gegenüber mechanischen, elektrostatischen und temperaturbedingten Störeinflüssen widerstandsfähige und kompakte Ausführungsform des Umformers ergibt sich, wenn das Gehäuse ein leitfähiger, elektrostatisch abschirmender Metallmantel ist, das piezoelektrische Element eine Anzahl von im Gehäuse angeordneten Quarzscheiben aufweist, deren optische Achsen in jeweils derselben Ebene ausgerichtet sind, und im Gehäuse eine seismische Masse und eine die Quarzscheiben und die seismische Masse umgebende und eine Vorbelastungskraft auf die Quarzscheiben ausübende Hülse vorgesehen sind. Bei einer derartigen Ausführungsform vermag der Umformer überraschenderweise unabhängig von der Kabelkapazifät eine Ausgangsspannung von #5 V bei sehr guter Linearität von 0,01% zu liefern.
Die Gesamt-Spannungsverstärkung des Umformers beträgt etwa 0,95 bei einer oberen Frequenzgrenze von mehr als 300 kHz, wenn der Umformer ohne ein unmittelbar mit einem Oszillographen oder einer anderen Ausgangsvorrichtung verbundenes Kabel verwendet wird, und einer unteren Frequenzgrenze von etwa 50 kHz bei Verwendung in Verbindung mit einer Kabelkapazität von 0,05 F. Hierdurch werden niedrige Ausgangsimpedanzen im Bereich von 50-100 Ohm bei hohem Spannungspegleausgang durch Verwendung eines einziegn, zu einer entfernten Stromquelle führenden Koaxialkabels ermöglich. Die Vorrichtung besitzt verhältnismässig geringe Grösse und vermag mit langen Kabeln über einen weiten Frequenzbereich hinweg mit niedrigem Rauschpegel zu arbeiten.
Bei Verwendung des Umformers in Verbindung mit Kabeln ist das System vollständig unempfindlich gegenüber Kabeldurchbiegung und -feuchtigkeit, wodurch die bisher bekannten Verstärkerkonstruktionen beeinträchtigt wurden.
Das durch den neuen Umformer gewährleistete statische Ansprechverhalten ist ebenfalls von grosser Be deutung. Ein piezoelektrischer Umformer kann in der Praxis nur auf statischem Weg für alle Anwendungsfälle, mit Ausnahme einiger weniger, kalibriert werden, da die dynamische Kalibrierung insbesondere bei höheren Frequenzen zu grosse Anforderungen an die Kalibrierausrüstung stellt. Beispielsweise erfordert das dynamische Kalibrieren eines druckempfindlichen Umformers im hohen Frequenzbereich komplizierte Druckquellen und Fluidum-Ventilsteuervorrichtungen, welche vom wirtschaftlichen Standpunkt her praktisch nicht vertretbar sind.
Die statische Kalibrierung bietet dagegen ein einfaches Verfahren zum Kalibrieren des Umformers für nahezu alle Anwendungsfälle, da ein Gleichstromsignal einfach dadurch erhalten werden kann, dass ein oder mehrere unterschiedliche Gewichte an den Umformer angelegt werden und das abgegebene Gleichstromsignal aufgezeichnet wird.
Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemässen Umformers ist, dass Versorgung und Signalübermittlung zwischen Umformer und Auswertungsstation über nur ein herkömmliches, recht preiswertes Koaxialkabel, eine Überlandleitung oder eine Bandleitung durchgeführt werden kann. Andere wichtige Vorteile, welche den erfindungsgemässen Umformer von anderen transistorisierten Umformeranordnungen beispielsweise auch unter Verwendung von Feldeffekttransistoren unterscheiden, sind das gute statische Ansprechverhalten, d. h. Zeitkonstanten bis zur Dauer von Jahren, ausserordentlich hohe Spannungsempfindlichkeit bei hohen Spitzenspannungen und nahezu lineares Ansprechverhalten über einen weiten Frequenzbereich.
Gleichzeitig kann der erfindungsgemässe Umformer so ausgebildet werden, dass er die wünschenswerten Merkmale geringer Grösse, niedrigen Gewichtes und insgesamt eine den piezoelektrischen Materialien und Halbleiterbauelementen eigene Robustheit erhält. Als vorteilhaft wird dabei die Verwendung von Quarzkristallen angesehen, obgleich auch andere herkömmliche piezoelektrische Stoffe wie beispielsweise Rochellesalz oder keramische Stoffe wie Bariumtitanat Anwendung finden konncn. Als zusätzhcher Vorteil ergibt sich, dass der Ausgangwiderstand der praktischen Ausfühden Dimensionen des Eingangswiderstandes bekaunter Messinstrumente bzw. Registriergeräte liegt, so dass eine Anpassung ohue zusätzliche und aufwendige Schaltungsmassnahmen möglich ist. Die technische Ausführungsform des erfindungsgemässen Umformers erfordert nur normale IsoIationswiderstandswerte.
Im tolgenden sind einige Austührungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines mechanisch-elektrischen Umformers mit in einer Fernstation angeordneter Spannungsversorgung,
Fig. 2 eine weitere Ausführung des erfindungsgemässen Umformers mit in einer Fernstation gelegener Spannungsversorgung,
Fig. 3 eine Ausführungsform, bei welcher der Umformer derart mit einer Überwachungsstation gekoppelt ist, dass das Messignal sowohl als Spannung als auch als Ladung zur VErfügung steht,
Fig. 4 eine abgewandelte Ausführungsform, bei welcher der Umformer als Stromquelle und nicht als Spannungsquelle geschaltet ist,
Fig. 5 eine abgewandelte Ausführung der Schaltung gemäss Fig. 4, bei welcher der Umformer ebenfalls als Stromquelle dient, und
Fig. 6 einen Schnitt durch den mechanisch-elektrischen Umformer als fertiggestellter Bauteil mit einem Schaltungsaufbau gemäss Fig. 2.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform der Erfindung weist der Umformer 10 als Hauptbestandteile einen Quarz 12 mit piezoelektrischen Eigenschaften und einen als Impedanzwandler wirkenden MOS-Feldeffekttransistor 14 (MOSFET) auf. Der Quarz 12 und der Impedanzwandler 14 sind, wie gestrichelt angedeutet, in einem noch näher zu erläutem- den abgeschirmten Gehäuse 20 eingebaut und am zu überwachenden Messplatz angeordnet. Die Signale werden vom Umformer 10 über ein Koaxialkabel 16 an eine Fernstation 22 übertragen, die mehrere hundert Meter entfernt angeordnet sein kann. Ein mit RL bezeichnter Lastwiderstand 18 kann durch den Innenwiderstand der durch die Batterie 24 dargestellten Spannungsquelle gebildet werden, welche den Impedanzwandler 14 über das Kabel 16 speist.
An der Fernstation 22 wird über den Ausgangsklemmen 26 und 28 einem entsprechenden Verbraucher, beispielsweise einem Oszillographen, ein Signal zugeführt. Andererseits kann auch an den Ausgangsklemmen 27 und 28 der Fernstation eine Ladung abgenommen werden, indem die Ausgangsklemme 27 über einen Kondensator 30 mit der Ausgangsklemme 26 gekoppelt wird.
Der Impedanzwandler 14 ist als MOS-Feldeffekt- transistor in Kollektor-Basisschaltung ausgeführt, wel cher einen G-Pol (gate) 32, einen D-Pol (drain) 36 und einen S-Pol (source) 34 aufweist.
Dabei sind im Rahmen der Erfindung je nach Schaltungsaufbau sämtliche Typen von MOS-FET's andwendbar. nämlich entweder adepletion mode oder enhancement mode , wobei die Dotierung des Strom- pfades jeweils entweder N oder P sein kann.
In den Fig. 1 bis 3 ist die Schaltung in Verbindung mit einem Transistor 14 mit isolierter Basis vom enhancement Typ mit positiv dotiertem Strompfad dargestellt. Diese Art von MOS-Transistoren wurde gewählt, weil sie die Verwendung einer positiven Betriebsspannung durch die Batterie 24 ermöglicht und die Schaltung somit an die Raumfahrt-Stromversor- gungsgeräte angepasst ist, bei welchem am häufigsten positive Stromquellen zur Verfügung stehen. Der hohe Widerstand von MOS-Feldeffekt-Transistoren zwi schen G-Pol und D-Pol von bis zu 1015 # bei gleichzeitig geringer Eingangskapazität ermöglicht eine Überwachung auch statischer Signale. Die elektrische Ladung, welche der Quarz 12 proportional zu der an ihn gelegten Kraft abgibt, wird über zwci Elcktroden 38 und 40 abgenommen.
Die Eigenkapazität 42 der Quarzanordnung kann irgend einen Wert in der Grössenordnung von 1-50 000pF betragen, liegt in der Regel aber zwischen 100 und 1000pF Eigenkapazitäten der Verbindungskabel zwischen Quarz 12 und Impedanzwandler 14 können aufgrund der äusserst geringen Entfernung sowie entsprechender Anordnung vermieden werden. Der Impedanzwandler 14 hat eine Eingangskapazität im Bereich von etwa 4 pF, so dass sie gegenüber der Eigenkapazität der Quarzanordnung vernachlässigt werden kann. Obgleich die Grösse der durch ein piezoelektrisches Element als Funktion der angelegten Kraft erzeugten Ladung bei Quarz nicht so hoch ist wie bei einigen keramischen Materialien, ist die Eigenkapazität Cs entsprechend gering und somit die anliegende Spannung gemäss
U=Q/C ziemlich hoch.
Das über den Elektroden 38 und 40 liegende Signal erzeugt am G-Pol des Impedanzwandlers 14 ein elektostatisches Feld, welches den Stromfluss durch diesen und damit durch den Lastwiderstand 18 an der Fernstation 22 steuert.
Fig. 2 stellt eine Ausführungsform der Erfindung dar, bei welcher vom Transduktor 10 ein verstärktes Signal abgegeben wird, wobei der Verstärkerausgang darüber hinaus für eine Übertragung über längere Kabelwege niederohmiger ist.
Die Schaltung gemäss Fig. 2 weist eine ähnliche Anordnung wie die in Fig. 1 beschriebene Schaltung auf, wobei zusätzlich ein mit Q2 bezeichneter Flächen Transistor 44 vorgesehen ist. Durch diesen Transistor 44 wird einerseits die Spannungsverstärkung der Schaltung erhöht und andererseits die Ausgangsimpedanz des Umformers 10 gesenkt. Bei einer bereits gebauten Ausführungsform der Erfindung besass die Schaltung gemäss Fig. 2 eine Spannungsverstärkung von etwa 0,95 und eine Ausgangsimpedanz über dem Ausgang des Transistors 44 von etwa 50 Ohm. Hierdurch wird die Übertragung eines breiten Frequenzbandes mit einer oberen Grenzfrequenz von mehr als 50 kHz bei Kabelkapazitäten von bis zu 50 000 pF sowie einer sich an Gleichspannung annähernden unteren Grenzfrequenz erzielt.
Der Rauschpegel am Ausgang der Schaltung ist kleiner als 0,1 mV und ändert sich nicht in Abhängigkeit von der Kabelkapazität, und Linearitäten besser als 0,01 o/o sind dabei möglich. Typische Werte für die Schaltungsparameter und -bauteile sind bei dieser Ausführungsform 12 V für die Stromquelle 24 und 1000 Q für den Widerstand 18. Der als Impedanzwandler geschaltete Feldeffekt-Transistor kann beispielsweise eine durch die Firma General Microelectronics Corporation, Santa Clara, Kalifornien/USA, unter der Bezeichnung Model X1004 hergestellte Ausführungsform sein. Der Transistor 44 ist ebenfalls ein herkömmliches Bauteil und kann beispielsweise vom Typ 2N3128 sein.
Zur Erzielung eines statischen Ansprechverhaltens ist es aber nötig, dass die Eingangsimpedanz des Umformers 14 mindestens 10t Ohm beträgt und vorzugsweise bei 1011 Ohm oder höher liegt. Durch Verwendung des Umformers 14 ist es möglich, eine Zeitkonstante von Monaten oder sogar Jahren zu erreichen, so dass ein sehr gutes Ansprechverhalten erzielt wird und eine sehr genaue statische Kalibrierung des Systems ohne weiteres möglich wird.
Fig 3 veranschaulicht die Vielseitigkeit des Umformers 10 gemäss Fig. 2, wobei eine Ausgangsklemme 46 des Transduktorsatzes an einen herkömmlichen Verstärker 50, dessen Verstärkungsgrad mit einem Potentiometer 52 eingestellt werden kann, gelegt ist, der die Signal spannung an eine Leitung 48 abgibt Weiter ist ein Ladungsverstärker 56, welcher einen üblichen, vorzugsweise direktgekoppelten Verstärker 58 mit hohem Verstärkungsgrad, der über einen Kondensator 60 stark rückgekoppelt ist, so dass seine Eingangsklemme 62 praktisch Null-Potentialpunkt aufweist, beinhaltet. Durch Verbindung der Ausgangsklemme 46 des Umformers 10 mit der Eingangsklemme 62 des Ladungsverstärkers über einen Kondensator 64 wird dem Ladungsverstärker 56 eine Ladung zugeführt, der daraufhin seinerseits über eine Klemme 54 ein proportionales Spannungssignal erzeugt.
Ersichtlicherweise ist der erfindungsgemässe Umformer 10 somit vollkommen auf die bekannten Verstärkervorrichtungen abstimmbar, so dass er ein elektrisches, vom Umformer 10 abgegebenes Signal an alle z.Zt. Überwachung, Erfassung oder Aufzeichnung von Krafterscheinungen dienenden Ausgangsausrüstungen zu liefern vermag.
Im praktischen Anwendungsfall haben sich MOS Transistoren vom depletion mode als für den Betrieb in den Schaltungen gemäss den Fig. 1 bis 3 nicht zu frieden stellend erwiesen, was darauf zurückzuführen ist, dass diese Transistoren, sofern am G-Pol O-Potential herrscht, leitend sind. Bei der Schaltung gemäss Fig. 1 würde dies dazu führen, dass, wenn ein zwischen Punkt A und Punkt B bestehendes Spannungsgefälle infolge einer Ladung sich über den mit steigender Temperatur abnehmenden Isolationswiderstand abbaut und schliesslich den Wert Null erreicht, ein MOS Transistor vom depletion mode abschalten würde.
Die MOS-Transistoren vom enhancement mode machen es andererseits crfordcrlich, dass zwischen Punkt A und Punkt C ein merkliches Potential liegt, damit zwischen den Punkten C und B ein Ladungstransport erfolgen kann. Typischerweise kann die Spannung von Punkt A relativ zu Punkt C bei der Schaltung gemäss Fig. 1 dieselbe sein wie zwischen Punkten B und A. Die Spannung am Punkt A gemäss Fig. 1 kann somit ebenso wie das Potential des D-Pois Erdpotential sein. Wird nun auf den Quarz keine Kraft ausgeübt, so liegt folglich über dem Quarz 12 kein Potential, so dass bei Abnahme des Isoationswider- standes mit steigender Temperatur keine Potentialänderung zwischen den Punkten C und B auftreten kann und das Potential am Punkt C somit stabil bleibt.
Bei der Schaltung gemäss den Fig. 1 bis 3 verschiebt sich mithin das vom Impedanzwandler abgegebene Nullsi- gnal nicht mit abnehmendem Isolationswiderstand, sondern wird eher noch stabiler.
Es ist jedoch möglich, bei der vorliegenden Schal tung einen MOS-Transistor vom depletion mode zu verwenden, wenn der Umformer als Stromquelle arbeitet und wenn an der Fernstation entsprechende Abänderungen vorgenommen werden. Eine derartige Schaltungsanordnung ist in Fig. 4 dargestellt, in welcher den vorangehenden Ausführungsformen entsprechende Teile wiederum mit denselben Bezugsziffern bezeichnet sind.
Der Impcdanzwandler 14 weist dabei einen MOS Feldeffekt-Transistor vom depletion mode mit negativ dotiertem Kanal auf.
Die Anordnung des Umformers 10 als Stromquelle ist infolge der dadurch bewirkten geringeren Amplitudenunterdrückung der höheren Frequenzen durch Kabelkapazitäten günstiger als die Anordnung als Spannungsquelle. Gemäss Fig. 4 ist der Ausgang des Umformers 10 über das die Kabelkapazität 68 aufweisende Kabel 16 an einen Stromverzweigungspunkt 70 in der Fernstation 22 angeschlossen, welcher einerseits über eincn Widerstand 18 von beispiclsweise 1000 # mit einer Spannungsquelle 24 von beispielsweise +12V und andererseits mit dem Emitter eines Flächentransistors 72 in Verbindung steht. Die Basis des Transistors 72 ist über eine Leitung 74 an eine 6 V-Stromquelle angeschlossen, während der Kollektor des Transistors über einen 1000 Ohm-Widerstand 76 an Erde liegt.
Der Transistor 72 hat einen niederen Eingangswiderstand und gibt zwischen einer Ausgangsklemme 78 und Erde eine Spannung oder zwischen einer Ausgangsklemme 80 und Erde eine Ladung ab. Die letztgenannte Klemme ist auf ähnliche Weise wie in Fig. 1 gezeigt über einen Kondensator 82 mit dem Spannungsausgang 7ss verbunden.
Fig. 5 zeigt eine weiter abgewandelte Schaltungsanordnung, wobei den anderen Ausführungsformen der Erfindung entsprechende Teile wiederum mit denselben Bezugsziffern bezeichnet sind. Gemäss Fig. 5 wird ein MOS-Fledeffekttransistor vom enhancement mode mit P-dotiertem Kanal mit dem Quarz 12, dem Transistor 44 und einem Arbeitswiderstand 66 im Gehäuse 20 angeordnet. Durch den Transistor 44 wird sowohl die Linearität verbessert als auch ein Leistungswiderstand erzielt. Der Umformer 10 wirkt dabei wiederum als Stromquelle, die ein Signal an den Verzweigungspunkt 70 und den Transistor 72 mit niederem Eingangswiderstand liefert. Der Verzweigungspunkt 70 wird auf bekannte Weise durch Rückkopplung praktisch auf einem. Null-Bezugspunkt gehalten.
An der Ausgangsklemme 80 liegt wiederum das Signal als Ladung gegenüber Erde, während der Spannungsausgang wie bei den vorangehenden Ausführungsformen der Erfindung durch die Klemme 78 gebildet wird.
Hierbei ist zu bemerken, dass die Stromquellen-Schal- tungen gemäss den Fig. 4 und 5 ebenso wie diejenigen gemäss den Fig. 1 und 3 vollkommen in Verbindung mit Umformern verwendbar sind und eingesetzt werden können, um einen herkömmlichen Verstärker mit veränderbarem Verstärkungsgrad, wie den Verstärker 50 gemäss Fig. 3, oder einen Ladungsverstärker, wie den Verstärker 56 gemäss derselben Figur, zu speisen.
Fig. 6 stellt einen lotrechten Schnitt durch den Umformer mit Gehäuse 20 mit den elektronischen Elementen gemäss Fig. 2 dar. Das Gehäuse 20 besitzt kreisförmigen Querschnitt und nimmt zwei Quarzscheiben 80 und 82 von jeweils kreisförmiger Abmessung auf, die jeweils mit einer Zentralöffnung 84 versehen sind. Zwischen den Quarzscheiben ist eine in gutem elektrischen Kontakt mit der die positive Ladung erzeugenden Fläche jeder Scheibe stehende aktive Elektrode 86 in Form einer dünnen Kupfer- oder Goldscheibe angeordnet. An der Elektrode 86. ist beispielsweise durch Löten oder anderweitig eine mit ihr in elektrischem Kontakt stehende Leitung 88 befestigt, die in eine Isolierhülse 90 eingezogen ist und aufwärts um den Impedanzwandler 14 zur Klcmme 92 verläuft, die ihrerseits mit dem isolierten G-Pol des MOS-FET verbunden ist.
Dieser Transistor ist seinerseits mit dem Flächentransistor 44 gemäss Fig. 6 verbunden. Der MOS-FET trägt den Transistor 44 und wird seinerseits durch einen am Transistorgehäuse ausgebildeten, in eine Isolierhülse 96 eingesetzten Flansch 94 getragen. Der S-Pol-Anschluss 98 des FET ist über eine Leitung 100 mit einem Stecker 10Q verbunden, der seinerseits mit einem zwischen zwei vorzugsweise aus Teflon (Tetrafluoräthylen) bestehenden Isolierhülsen 106 und 108 eingeklemmten Ringflansch 104 versehen ist. Nachdem der Steckerstift und die Hülse 106 und 108 in das Gehäuse 20 eingebaut worden sind, wird das Ende des Mantels beispielsweise bei 112 herumgebörtclt, um den Stecker 102 unter Spannung zwischen den Hülsen festzuhalten. Die Hülse 108 ist mit einer Schulter 114 versehen, die auf einer ähnlichen Schulter im Gehäuse 20 aufliegt.
Das Ende der Leitung 100 ist bei 116 vorzugsweise um den Steckerstift herumgewickelt und an ihm angelötet.
Die den FET aufnehmende Hülse 96 besteht aus einem beliebigen Isoliermaterial, wie Nylon (ein Polyamid), und ist ihrerseits in eine passende Ausnehmung im Ende einer seismischen Masse 118 eingesetzt, die einen Teil einer vorbelasteten Quarzanordnung 120 bildet. Eine aus rostfreiem Stahl bestehende Hülse 122 ist mit einem erweiterten Ende 124 versehen, das eine Schulter 126 der seismischen Masse übergreift, während das andere Ende der Hülse 122 vorzugsweise bei 128 durch Punktschweissung an der Basis 130 der Quarzanordnung befestigt ist. Schliesslich weist die Quarzanordnung noch zwei aus rostfreiem Stahl bestehende Temperatur-Ausgleichscheiben 132 und 134 auf, die jeweils an einer Seite der gestapelten Quarzscheibe 81 und 83 angeordnet sind.
Beim Zusammenbau werden die Quarzscheiben vorzugsweise mit ihren optischen Achsen in denselben Ebenen ausgerichtet, so dass sie sich unter den Temperaturschwankungen, welchen der Transduktor ausgesetzt ist, gleichmässig ausdehnen und zusammenziehen. Die aus rostfreiem Stahl bestehenden Scheiben 132 und 134 unterstützen weiterhin die Verminderung übermässiger, in den Kristal- len aufgebauter Beanspruchungen infolge von Temperaturschwankungen, indem sie die Temperaturkoeffizienten der Quarzscheiben besser an die benachbarten, die seismische Masse 118 und die Quarzanordnungsbasis 130 bildenden Metallteile anpassen. Darüber hinaus bilden die aus rostfreiem Stahl bestehenden Scheiben 132 und 134 Masseelektroden für die Quarzscheiben, die über die Hülse 122 und die Basis 130 der Anordnung mit Hilfe der Umformer-Basis 136 zum Gehäuse 20 geerdet sind.
Die Basis 136 ist bei 138 in die Basis 130 eingeschraubt und ihrerseits bei 140 mit Innengewinde zum Anbau des ganzen Umformers auf das zu prüfende oder zu überwachende Element versehen. Die Basis 136 ist am unteren Ende des Gehäuses 20 befestigt. Das obere Ende des Gehäuses ist bei 142 mit Aussengewinde zum Anschliessen der Aussen- bzw.
Erdleitung eines passenden Koaxial-Verbindungskabels versehen, wobei die abgegebene Spannung zwischen Buchse 142 (Erde) und dem Steckerstift 102 anliegt.
PATENTANSPRUCH I
Mechanisch-elektrischer Umformer, mit einem piezoelektrischen Element und einem an dieses angeschlossenen Impedanzwandler, die beide in einem Gehause angeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Impedanzwandler einen MOS-Feldeffekttransistor (14) mit n- oder p-dotiertem Kanal mit einem G-Pol (32), einem D-Pol (36) und einem S-Pol (34) aufweist, dass die eine Elektrode (38) des piezoelektrischen Elements mit dem G-Pol (32) und die andere Elektrode (40) direkt oder über die Eingangsanschlüsse eines Verstärkers, je nach Kanal-Dotierung mit dem S-Pol (34) oder mit dem D-Pol (36) des Feldeffekttransistors verbunden ist, und dass am Gehäuse ein zum Anschluss eines zweiadrigen Verbindungskabels bestimmter Ausgangs-Kabelanschluss (102, 142) vorgesehen ist,
welcher direkt oder unter Zwischenschaltung des Verstärkers mit dem S- und D-Pol des Feldeffekttransistors verbunden ist.
UNTERANSPRÜCHE
1. Umformer nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass der Feldeffekttransistor (14) vom Steigerungstyp mit p-dotiertem Kanal ist.
2. Umformer nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass als Verstärker ein Transistor (44) vorgesehen ist.
3. Umformer nach Unteranspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass als Transistor (44) ein bipolarer Transistor vorgesehen ist.
4. Umformer nach Unteranspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Kollektor des bipolaren Transistors (44) mit dem S-Pol (34) und die Basis des bipolaren Transistors mit dem D-Pol (36) des Feldeffekttransistors verbunden ist.
5. Umformer nach Patentanspruch I oder einem der Unteransprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Feldeffekttransistor über einen im Gehäuse vorgesehenen Lastwiderstand (66) mit dem Kabelanschluss (102, 142) verbunden ist.
6. Umformer nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass das Gehäuse (20) ein elektrisch leitender, elektrostatisch abschirmender Metallmantel ist, dass das piezoelektrische Element (12) eine Mehrzahl von im Gehäuse angeordneten Quarzscheiben (80, 82) aufweist und dass im Gehäuse eine Masse (118) und eine die Quarzscheiben und die Masse umgebende und eine Vorbelastungskraft auf die Quarzscheiben aus übende Hülse (122) vorgesehen sind.
PATENTANSPRUCH II
Verwendung des Umformers nach Patentanspruch I zur Signalübermittlung an eine von ihm entfernt gelegene, eine Stromquelle (24) aufweisende Empfangsstelle, wobei die Stromquelle mit dem Umformer über ein Kabel verbunden ist.
UNTERANSPRÜCHE
7. Verwendung nach Patentanspruch II, dadurch gekennzeichnet, dass als Kabel (16) ein Koaxialkabel vorgesehen ist.
8. Verwendung nach Unteranspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass am stromquellenseitigen Ende des Kabels ein Spannungsverstärker angeschlossen ist.
9. Verwendung nach Unteranspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass am stromquellenseitigen Ende des Kabels (16) ein Ladungsverstärker angeschlossen ist.
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Mechanical-electrical converter
The invention relates to an electrical converter with a piezoelectric element and an impedance converter connected to it, both of which are arranged in a housing.
Piezoelectric transducers are often used to convert the physical quantity of force into an electrical signal, for example in accelerometers, in pressure monitors for jet and rocket engines, for measuring vibration deflections and in force gauges in general. The use of piezoelectric materials is common, with their high natural frequency and good mechanical strength being of particular importance. However, one difficulty in the practical use of such materials is that the voltage emitted in the event of compressive stress is very low and that the voltage source is also extremely high-resistance.
In order to be able to record even the smallest measured values or emitted electrical signals - as is required with measuring instruments - correspondingly high-resistance cables and measuring amplifiers must be used. Direct transmission of the signals emitted by a corresponding piezoelectric body over a greater distance, for example to an amplifier, is in no case possible.
This means that there is a need to feed the signals emitted by a piezoelectric element directly to an impedance converter before they can be further amplified or fed to evaluation stations arranged at a distance. As a rule, bipolar transistors in various modifications of the basic collector circuit have been arranged as impedance converters. The use of tubes in such applications is forbidden because electron tubes, first of all, place too high demands on supply or feed voltages and, secondly, have to be protected against vibrations or shocks, as they are to be measured by the piezoelectric element in individual cases.
The transistor circuits that have been used up to now all have the disadvantage that they - compared to the piezoelectric element - have relatively low input resistances of approx.
109 ohms. Furthermore, the dependency of the gain factor of the circuit on the length and inherent capacitance of the connecting cable between the piezoelectric element and the amplifier stage is a major disadvantage. In addition, other factors, such as a voltage gain of less than one, a relatively high noise level, insecure stability properties and poor temperature behavior of these circuits are disadvantageous.
To avoid some of these disadvantages, it has already been proposed to apply a semiconductor layer to the piezoelectric element and to provide this layer with a centrally arranged control electrode as well as an input and an output electrode. The control electrode of the semiconductor layer is to be connected to an electrode of the piezoelectric element, so that when the latter is mechanically excited, the piezo voltage is applied to the control electrode. This voltage, in conjunction with the mechanical vibrations transmitted to the semiconductor layer via the piezoelectric element, controls the charge transport flowing from the input to the output electrode.
Such an arrangement, however, has the particular disadvantage of extremely high manufacturing costs due to the unusual and special connection between the semiconductor layer and the piezoelectric element, with a further serious disadvantage that the known combined arrangement, due to the temperature and light sensitivity of the semiconductor material, is only used in protected and temperature-stable areas of application can be used. But even in such selected favorable applications, damage or destruction of the relatively brittle semiconductor layer as a result of the mechanical connection with the piezoelectric element is unavoidable in the event of a very short overload.
The object of the invention is to avoid the disadvantages of the known arrangements and to provide a mechanical-electrical converter which has an input resistance of e.g. more than 1014 ohms and an input capacitance of e.g. approx. 4 pF enables optimal adaptation to a piezoelectric element and enables the piezoelectric element to be arranged even at locations far away from the evaluation station without a drop in performance, increased noise or other negative influences. It should be possible to use cables of different lengths with an insulation resistance down to 105 ohms and with cable capacities of up to 50,000 pF or more for the transmission.
In addition, both the LF and HF response sensitivity and the bandwidth of the measured value spectrum are to be increased, and the converter according to the invention is intended to enable reproducible measurement results in a temperature range of approx. -185 C to +150 C.
According to the invention, this object is achieved in that the impedance converter has a MOS field effect transistor (MOSFET) with n- or p-doped channel with a G-pole, a D-pole and an S-pole, that one electrode of the piezoelectric element with the G-pole and the other electrode is connected directly or via the input connections of an amplifier, depending on the channel doping with the S-pole or with the D-pole of the field effect transistor, and that on the housing an output cable intended for the connection of a two-wire connecting cable Cable connection is provided, which is connected directly or with the intermediate connection of the amplifier to the S and D poles of the field-effect transistor.
In particular for the transmission of a measurement signal over cable lengths in the dimension of several 100 meters, as is e.g. B. is required in the monitoring or registration of thermonuclear explosion pressures, it is advantageous if the D'-pole of the MOSFET is connected to the cable connection via a bipolar transistor.
A compact embodiment of the converter that is particularly resistant to mechanical, electrostatic and temperature-related interference is obtained when the housing is a conductive, electrostatically shielding metal jacket, the piezoelectric element has a number of quartz disks arranged in the housing, the optical axes of which are each aligned in the same plane , and a seismic mass and a sleeve surrounding the quartz disks and the seismic mass and exerting a preload force on the quartz disks are provided in the housing. In such an embodiment, the converter can surprisingly deliver an output voltage of # 5 V with very good linearity of 0.01%, regardless of the cable capacity.
The total voltage gain of the converter is about 0.95 with an upper frequency limit of more than 300 kHz when the converter is used without a cable directly connected to an oscilloscope or other output device and a lower frequency limit of about 50 kHz when used in Connection with a cable capacitance of 0.05 F. This enables low output impedances in the range of 50-100 ohms with a high voltage level output by using a single coaxial cable leading to a remote power source. The device is relatively small in size and can operate with long cables over a wide frequency range with a low noise level.
When the converter is used in conjunction with cables, the system is completely insensitive to cable bending and moisture, which impaired the previously known amplifier designs.
The static response behavior guaranteed by the new converter is also of great importance. In practice, a piezoelectric transducer can only be calibrated statically for all applications, with the exception of a few, since dynamic calibration places too great demands on the calibration equipment, especially at higher frequencies. For example, the dynamic calibration of a pressure sensitive transducer in the high frequency range requires complicated pressure sources and fluid valve control devices which are not practically justifiable from an economic point of view.
Static calibration, on the other hand, offers a simple method for calibrating the converter for almost all applications, since a direct current signal can be obtained simply by applying one or more different weights to the converter and recording the output direct current signal.
Another advantage of the converter according to the invention is that the supply and signal transmission between the converter and the evaluation station can be carried out using only one conventional, very inexpensive coaxial cable, a land line or a ribbon line. Other important advantages which distinguish the converter according to the invention from other transistorized converter arrangements, for example also when using field effect transistors, are the good static response behavior, ie. H. Time constants up to years, extremely high voltage sensitivity at high peak voltages and almost linear response over a wide frequency range.
At the same time, the converter according to the invention can be designed in such a way that it has the desirable features of small size, low weight and, overall, the robustness inherent in piezoelectric materials and semiconductor components. The use of quartz crystals is seen as advantageous, although other conventional piezoelectric substances such as Rochelle salt or ceramic substances such as barium titanate can also be used. An additional advantage is that the output resistance is the practical dimensions of the input resistance of known measuring instruments or recording devices, so that an adjustment is possible without additional and complex circuit measures. The technical embodiment of the converter according to the invention only requires normal insulation resistance values.
In the following, some exemplary embodiments of the invention are explained in more detail with reference to the drawings.
Show it:
1 shows a circuit diagram of a mechanical-electrical converter with a voltage supply arranged in a remote station,
2 shows a further embodiment of the converter according to the invention with a voltage supply located in a remote station,
3 shows an embodiment in which the converter is coupled to a monitoring station in such a way that the measurement signal is available both as a voltage and as a charge,
4 shows a modified embodiment in which the converter is connected as a current source and not as a voltage source,
FIG. 5 shows a modified embodiment of the circuit according to FIG. 4, in which the converter also serves as a current source, and
6 shows a section through the mechanical-electrical converter as a finished component with a circuit structure according to FIG. 2.
In the embodiment of the invention shown in FIG. 1, the converter 10 has as main components a quartz 12 with piezoelectric properties and a MOS field effect transistor 14 (MOSFET) acting as an impedance converter. The quartz 12 and the impedance converter 14 are, as indicated by dashed lines, built into a shielded housing 20, which will be explained in more detail, and are arranged at the measuring station to be monitored. The signals are transmitted from the transducer 10 over a coaxial cable 16 to a remote station 22, which can be located several hundred meters away. A load resistance 18 denoted by RL can be formed by the internal resistance of the voltage source represented by the battery 24, which feeds the impedance converter 14 via the cable 16.
At the remote station 22, a signal is supplied via the output terminals 26 and 28 to a corresponding consumer, for example an oscilloscope. On the other hand, a charge can also be removed from the output terminals 27 and 28 of the remote station by coupling the output terminal 27 to the output terminal 26 via a capacitor 30.
The impedance converter 14 is designed as a MOS field-effect transistor in a collector-base circuit, which has a G pole (gate) 32, a D pole (drain) 36 and an S pole (source) 34.
In the context of the invention, all types of MOS-FETs can be used depending on the circuit structure. namely either adepletion mode or enhancement mode, the doping of the current path being either N or P in each case.
In FIGS. 1 to 3, the circuit is shown in connection with a transistor 14 with an isolated base of the enhancement type with a positively doped current path. This type of MOS transistors was chosen because it enables a positive operating voltage to be used by the battery 24 and the circuit is thus adapted to the space travel power supply devices, in which positive power sources are most frequently available. The high resistance of MOS field effect transistors between G-Pol and D-Pol of up to 1015 # combined with a low input capacitance enables even static signals to be monitored. The electrical charge that the quartz 12 emits in proportion to the force applied to it is removed via two electrical electrodes 38 and 40.
The intrinsic capacitance 42 of the quartz arrangement can be any value in the order of magnitude of 1-50,000pF, but is usually between 100 and 1000pF intrinsic capacitances of the connecting cables between quartz 12 and impedance converter 14 can be avoided due to the extremely short distance and the corresponding arrangement. The impedance converter 14 has an input capacitance in the range of approximately 4 pF, so that it can be neglected in relation to the intrinsic capacitance of the quartz arrangement. Although the size of the charge generated by a piezoelectric element as a function of the applied force is not as high with quartz as with some ceramic materials, the intrinsic capacitance Cs is correspondingly low and thus the applied voltage according to
U = Q / C quite high.
The signal across the electrodes 38 and 40 generates an electrostatic field at the G pole of the impedance converter 14, which controls the flow of current through it and thus through the load resistor 18 at the remote station 22.
FIG. 2 shows an embodiment of the invention in which the transducer 10 emits an amplified signal, the amplifier output also having a lower resistance for transmission over longer cable routes.
The circuit according to FIG. 2 has a similar arrangement to the circuit described in FIG. 1, an area transistor 44 designated by Q2 being additionally provided. This transistor 44 on the one hand increases the voltage gain of the circuit and on the other hand lowers the output impedance of the converter 10. In an already built embodiment of the invention, the circuit according to FIG. 2 had a voltage gain of approximately 0.95 and an output impedance across the output of transistor 44 of approximately 50 ohms. This enables the transmission of a wide frequency band with an upper limit frequency of more than 50 kHz with cable capacities of up to 50,000 pF and a lower limit frequency approaching direct voltage.
The noise level at the output of the circuit is less than 0.1 mV and does not change depending on the cable capacitance, and linearities better than 0.01 o / o are possible. Typical values for the circuit parameters and components in this embodiment are 12 V for the current source 24 and 1000 Q for the resistor 18. The field-effect transistor connected as an impedance converter can, for example, be one from General Microelectronics Corporation, Santa Clara, California / USA, be an embodiment manufactured under the designation Model X1004. The transistor 44 is also a conventional component and can for example be of the type 2N3128.
To achieve a static response, however, it is necessary that the input impedance of the converter 14 is at least 10 t ohms and is preferably 10 11 ohms or higher. By using the converter 14 it is possible to achieve a time constant of months or even years, so that a very good response behavior is achieved and a very precise static calibration of the system is readily possible.
3 illustrates the versatility of the converter 10 according to FIG. 2, an output terminal 46 of the transducer set being connected to a conventional amplifier 50, the gain of which can be adjusted with a potentiometer 52, which outputs the signal voltage to a line 48 Charge amplifier 56, which contains a conventional, preferably directly coupled amplifier 58 with a high gain, which is strongly fed back via a capacitor 60 so that its input terminal 62 has a practically zero potential point. By connecting the output terminal 46 of the converter 10 to the input terminal 62 of the charge amplifier via a capacitor 64, the charge amplifier 56 is supplied with a charge, which in turn generates a proportional voltage signal via a terminal 54.
Obviously, the converter 10 according to the invention can thus be completely tuned to the known amplifier devices, so that it sends an electrical signal emitted by the converter 10 to all currently Ability to monitor, record or record power phenomena serving output equipment.
In practical application, MOS transistors of the depletion mode have proven to be unsatisfactory for operation in the circuits according to FIGS. 1 to 3, which is due to the fact that these transistors are conductive, provided that there is 0 potential at the G pole are. In the circuit according to FIG. 1, this would lead to a MOS transistor switching off from depletion mode if a voltage gradient existing between point A and point B due to a charge is reduced via the insulation resistance, which decreases with increasing temperature, and finally reaches the value zero would.
On the other hand, the MOS transistors of the enhancement mode make it necessary that there is a noticeable potential between point A and point C so that a charge can be transported between points C and B. Typically, the voltage from point A relative to point C in the circuit according to FIG. 1 can be the same as between points B and A. The voltage at point A according to FIG. 1 can thus be ground potential just like the potential of the D-poi. If no force is now exerted on the quartz, there is consequently no potential above the quartz 12, so that when the insulation resistance decreases with increasing temperature, no change in potential can occur between points C and B and the potential at point C thus remains stable.
In the circuit according to FIGS. 1 to 3, the zero signal emitted by the impedance converter does not shift as the insulation resistance decreases, but rather becomes more stable.
However, it is possible to use a MOS transistor from the depletion mode in the present circuit device if the converter is operating as a current source and if appropriate changes are made at the remote station. Such a circuit arrangement is shown in FIG. 4, in which parts corresponding to the preceding embodiments are again denoted by the same reference numerals.
The impedance converter 14 has a MOS field effect transistor of the depletion mode with a negatively doped channel.
The arrangement of the converter 10 as a current source is more favorable than the arrangement as a voltage source because of the lower amplitude suppression of the higher frequencies caused by cable capacitance. According to Fig. 4, the output of the converter 10 is connected via the cable 16 having the cable capacitance 68 to a power junction 70 in the remote station 22, which on the one hand via a resistor 18 of for example 1000 # with a voltage source 24 of, for example + 12V and on the other hand with the Emitter of a junction transistor 72 is connected. The base of the transistor 72 is connected to a 6 V power source via a line 74, while the collector of the transistor is connected to ground via a 1000 ohm resistor 76.
The transistor 72 has a low input resistance and outputs a voltage between an output terminal 78 and ground or a charge between an output terminal 80 and ground. The latter terminal is connected in a manner similar to that shown in FIG. 1 via a capacitor 82 to the voltage output 7ss.
FIG. 5 shows a further modified circuit arrangement, parts corresponding to the other embodiments of the invention again being denoted by the same reference numerals. According to FIG. 5, a MOS fled effect transistor of the enhancement mode with a P-doped channel with the quartz 12, the transistor 44 and a load resistor 66 is arranged in the housing 20. The transistor 44 both improves linearity and achieves power resistance. The converter 10 in turn acts as a current source which supplies a signal to the junction point 70 and the transistor 72 with a low input resistance. The branch point 70 is provided in a known manner by feedback practically on a. Zero reference point held.
The signal is again present at the output terminal 80 as a charge with respect to ground, while the voltage output is formed by the terminal 78 as in the previous embodiments of the invention.
It should be noted here that the current source circuits according to FIGS. 4 and 5, as well as those according to FIGS. 1 and 3, can be used completely in connection with converters and can be used to provide a conventional amplifier with a variable gain, such as to feed the amplifier 50 according to FIG. 3, or a charge amplifier like the amplifier 56 according to the same figure.
6 shows a vertical section through the converter with the housing 20 with the electronic elements according to FIG. 2. The housing 20 has a circular cross-section and accommodates two quartz disks 80 and 82, each of circular dimensions, which are each provided with a central opening 84 . An active electrode 86 in the form of a thin copper or gold disk, which is in good electrical contact with the surface of each disk which generates the positive charge, is arranged between the quartz disks. A line 88 in electrical contact with it is attached to the electrode 86, for example by soldering or otherwise, which is drawn into an insulating sleeve 90 and runs upwards around the impedance converter 14 to the terminal 92, which in turn connects to the isolated G-pole of the MOS -FET is connected.
This transistor is in turn connected to the flat transistor 44 according to FIG. The MOS-FET carries the transistor 44 and is in turn carried by a flange 94 formed on the transistor housing and inserted into an insulating sleeve 96. The S-pole connection 98 of the FET is connected via a line 100 to a plug 10Q, which in turn is provided with an annular flange 104 clamped between two insulating sleeves 106 and 108, preferably made of Teflon (tetrafluoroethylene). After the male pin and sleeve 106 and 108 have been installed in the housing 20, the end of the jacket is crimped around, e.g., at 112, to hold the male connector 102 under tension between the sleeves. The sleeve 108 is provided with a shoulder 114 which rests on a similar shoulder in the housing 20.
The end of lead 100 is preferably wrapped around the connector pin at 116 and soldered to it.
The FET receiving sleeve 96 is made of any insulating material, such as nylon (a polyamide), and is in turn inserted into a matching recess in the end of a seismic mass 118 which forms part of a preloaded quartz assembly 120. A stainless steel sleeve 122 is provided with an enlarged end 124 which engages over a shoulder 126 of the seismic mass while the other end of the sleeve 122 is preferably spot welded to the base 130 of the quartz assembly at 128. Finally, the quartz arrangement also has two temperature compensating disks 132 and 134 made of stainless steel, which are each arranged on one side of the stacked quartz disks 81 and 83.
During assembly, the quartz disks are preferably aligned with their optical axes in the same planes so that they expand and contract evenly under the temperature fluctuations to which the transducer is exposed. The stainless steel disks 132 and 134 further assist in reducing excessive stresses built up in the crystals due to temperature fluctuations by better matching the temperature coefficients of the quartz disks to the adjacent metal parts forming the seismic mass 118 and the quartz assembly base 130. In addition, the stainless steel disks 132 and 134 form ground electrodes for the quartz disks, which are grounded to the housing 20 via the sleeve 122 and the base 130 of the assembly with the aid of the transducer base 136.
The base 136 is screwed into the base 130 at 138 and in turn is internally threaded at 140 for attaching the entire converter to the element to be tested or monitored. The base 136 is attached to the lower end of the housing 20. The upper end of the housing is at 142 with an external thread for connecting the external or
Provided the earth line of a suitable coaxial connection cable, the output voltage being applied between socket 142 (earth) and plug pin 102.
PATENT CLAIM I
Mechanical-electrical converter, with a piezoelectric element and an impedance converter connected to it, both of which are arranged in a housing, characterized in that the impedance converter is a MOS field effect transistor (14) with an n- or p-doped channel with a G pole (32), a D-pole (36) and an S-pole (34), that one electrode (38) of the piezoelectric element with the G-pole (32) and the other electrode (40) directly or via the Input connections of an amplifier, depending on the channel doping with the S-pole (34) or with the D-pole (36) of the field effect transistor is connected, and that on the housing an output cable connection (102, 142) intended for the connection of a two-wire connecting cable is provided,
which is connected directly or with the interposition of the amplifier to the S and D poles of the field effect transistor.
SUBCLAIMS
1. Converter according to claim I, characterized in that the field effect transistor (14) is of the increase type with a p-doped channel.
2. Converter according to claim I, characterized in that a transistor (44) is provided as the amplifier.
3. Converter according to dependent claim 2, characterized in that a bipolar transistor is provided as the transistor (44).
4. Converter according to dependent claim 3, characterized in that the collector of the bipolar transistor (44) is connected to the S pole (34) and the base of the bipolar transistor is connected to the D pole (36) of the field effect transistor.
5. Converter according to claim I or one of the dependent claims 1 to 4, characterized in that the field effect transistor is connected to the cable connection (102, 142) via a load resistor (66) provided in the housing.
6. Converter according to claim I, characterized in that the housing (20) is an electrically conductive, electrostatically shielding metal jacket, that the piezoelectric element (12) has a plurality of quartz disks (80, 82) arranged in the housing and that one in the housing Mass (118) and a sleeve (122) surrounding the quartz disks and the mass and exerting a preload force on the quartz disks are provided.
PATENT CLAIM II
Use of the converter according to claim 1 for signal transmission to a receiving point located remotely from it and having a current source (24), the current source being connected to the converter via a cable.
SUBCLAIMS
7. Use according to claim II, characterized in that a coaxial cable is provided as the cable (16).
8. Use according to dependent claim 7, characterized in that a voltage amplifier is connected to the power source end of the cable.
9. Use according to dependent claim 7, characterized in that a charge amplifier is connected to the power source end of the cable (16).
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