<B>Elektrische</B> Gleichrichteranlage Die Erfindung bezieht sich auf eine elektrische Gleichrichteranlage, insbesondere für die Gleichrichtung von Hochspannung.
Es ist bekannt, dass in Gleichrichteranlagen dieser Art an den Kondensatorklemmen eine Spannungswellig keit auftritt, deren Amplitude vom Ladestrom und der Anzahl der in der Anlage vorhandenen Stufen abhängig ist. Es ist auch 'bekannt, dass die Ausgangsspannung solcher Anlagen zu fallen tendiert, wenn der Ladestrom ansteigt, wobei der Betrag des Spannungsrückganges im allgemeinen um einen Wert schwankt, der nahezu proportional ist zur dritten Potenz der in der Anlage vorhandenen Stufen.
Gleichrichteranlagen dieser Art sind entweder durch eine einphasige Wechselstromquelle oder über zwei oder mehr Leiter gespiesen, die in Gegen- oder Mehrphasen beziehung zueinander stehen. Der erstgenannte Anlage typ mit einphasiger Wechselstromanspeisung hat den Vorteil relativer Einfachheit, hat aber auch den Nachteil relativ hoher Spannungswelligkeit, sowie der relativ schlechten Regulierbarkeit mangels eines anderen Rück- fliesspfades für den Wechselstrom als über die ver schiedenen Speicherkondensatoren.
Sind die letzteren in einem geschlossenen Schaltkreis angeordnet, d. h. bei Gegen- oder Mehrphasenspeisung, so wird ein solcher Rückfliesspfad gebildet und es wurde festgestellt, dass dadurch eine wesentlich reduzierte Spannungswelligkeit auftritt, weil die Ladeströme die unteren Speicherkon densatoren der Säule nicht durchfliessen müssen, so dass eine Regulierungscharakteristik erzielbar ist, die etwa viermal besser ist als bei der einfachen Anordnung.
Das Ziel der Erfindung ist, eine Gleichrichteranlage zu schaffen, welche die grundsätzlichen Vorteile der letztgenannten Art besitzt, aber wesentlich einfacher ist. Erfindungsgemäss ist eine solche Gleichrichteranlage gekennzeichnet durch eine Anzahl zu einer Säule in Kaskade zusammengeschalteter Gleichrichtereinheiten, und mindestens einen, zu mindestens einem Teil der Säule parallel geschalteten Speicherkondensator, wobei mindestens eine bzw. zwei der Wechselstrom- bzw.
Drehstrom-Anschlussklemmen mit zugeordneten Ver-' bindungsstellen von Gleichrichtereinheiten über einen Kopplungskondensator verbunden sind, um eine ausrei chende Gleichstromisolierung zwischen den Gleichrich- tereinheiten herzustellen.
Die Erfindung ist nachstehend anhand von Beispie len und der Zeichnung erläutert, in welcher Fig. 1 eine bekannte Gleichrichterbrückenanordnung zeigt.
Fig. 2 zeigt die Anordnung nach Fig. 1 aufgeteilt in zwei parallele Stromkreise; Fig. 3 zeigt die beiden Teilstromkreise nach Fig. 2 in einer Serieschaltung zur Verdoppelung der Spannung und Halbierung des Stromes gegenüber der ursprüngli chen Anordnung nach Fig. 1, als eine Ausführungsform der erfindungsgemässen Gleichrichteranlage;
Fig. 4 zeigt eine zweite vereinfachte Form der erfindungsgemässen Anlage, in welcher zwei der Gleich richter nach Fig. 3 in einem Gleichrichter äquivalenter Leistung zusammengefasst sind, und auch zwei Spei cherkondensatoren durch einen einzigen von äquivalen tem Wert ersetzt sind.
Weiter zeigt Fig. 5 eine aus zwei Einheiten nach Fig. 3 aufgebau te Säule; Fig. 6 eine aus zwei Einheiten nach Fig. 4 aufgebau te Säule; Fig. 7 eine Anordnung, in welcher die Wechsel stromanspeisung einer Schaltung nach Fig. 5 über die Wechselstromklemmen einer Gleichrichterbrücke er folgt, deren Ausgang in Serie zum Ausgang der Anord nung nach Fig. 5 geschaltet ist.
Fig. 8 zeigt eine ähnliche Anordnung wie in Fig. 5 dargestellt, die durch einen Transformator mit Mittel- Anzapfung gespeist ist; Fig. 9 eine Abänderung der Schaltung nach Fig. 5, wobei die obere Stufe der Schaltung in Gegenphase zur unteren Stufe betrieben wird, wodurch sich die Amplitu de der Spannungswelligkeit reduziert und ihre Grundfre quenz verdoppelt wird; Fig. 10 eine bekannte dreiphasige Gleichrichter schaltung;
Fig. 11 eine Aufteilung der bekannten dreiphasigen Gleichrichterschaltung nach Fig. 10 in drei gleich geschaltete Abschnitte; Fig. 12 als weitere erfindungsgemässe Anlage die drei Abschnitte der Fig. 11, wobei jedoch deren Ausgän ge in Serie geschaltet und die Eingänge von einer Dreiphasen-Wechselstromquelle angespeist sind.
Fig. 13 zeigt die einstufige Einheit nach Fig. 12 und die Anschlusspunkte für weitere gleiche Stufen in einer mehrstufigen Säule, und Fig. 14 eine gemäss Fig. 13 aufgebaute Säule.
Ferner zeigt Fig. 15 eine Ausführungsform der Erfindung, in welcher ein induktiv-kapazitiver Serie-Resonanzkreis, der im wesentlichen auf die Frequenz der Anspeisung abgestimmt ist, im Wechselstromeingang liegt, und wobei die Gleichrichtersäule zwei in Serie geschaltete Speicherkondensatoren aufweist;
Fig. 16 zeigt eine andere der Fig. 15 ähnliche Ausführungsform, wobei die Kondensatorschaltung einen einzigen Kondensator aufweist, und Fig. 17 eine in Kaskade geschaltete Säule von Einheiten nach Fig. 15.
Fig. 18 eine in Kaskade geschaltete Säule von Einheiten nach Fig. 16.
Fig. 1 zeigt eine bekannte Gleichrichterbrückenan- ordnung, in welcher ein Speicherkondensator C während beiden Halbwellen durch eine Wechselstromquelle auf geladen wird. Der Strom fliesst durch R2A und R,$ während der einen Halbwelle, und durch R,A und R,$ während der anderen Halbwelle. Eine solche Anordnung ermöglicht eine vorzügliche Spannungsregulierung durch Belastung und eine geringe Welligkeit; es sind wie ersichtlich vier Gleichrichter notwendig, um eine Leer laufspannung zu erzielen, die gleich der Scheitelspan nung der Wechselspannung ist.
Fig. 2 zeigt die gleiche Schaltung, wobei jedoch der Speicherkondensator in zwei Kondensatorkomponenten C, und C2 aufgeteilt ist, die je einer Schaltungshälfte zugeteilt sind und so zusammen verbunden sind, dass eine zur Fig. 1 äquivalente Schaltung entsteht. Der zusätzliche Kondensator C.#, der in Serie zur Wechsel stromanspeisung liegt, hat einen vernachlässigbaren Ein- fluss, wenn er einen grossen Kapazitätswert aufweist.
Ist er dagegen klein, so wirkt er mehr als kapazitiver Seriewiderstand.
In Fig. 3 sind die beiden Schaltungshälften nach Fig. 2 in Serie geschaltet, so dass sich eine Verdoppelung der Betriebsspannung und eine Halbierung des Ausgangs stromes gegenüber der vorangehenden Ausführung er gibt. Am Kondensator C; liegt nun die Scheitelspannung der Anspeisung und die totale Welligkeit der Spannung weist die vierfache Amplitude und die halbe Frequenz der ursprünglichen Schaltung auf. Beim Verhältnis der Spannungswelligkeit zur Ausgangsspannung ergibt sich somit nur eine Verdoppelung.
Die Schaltung nach Fig. 3 ist eine Ausführungsform der erfindungsgemässen Gleichrichteranlage. Ihre Ar beitsweise ist folgende: Unter der Annahme, dass der Kondensator Cs, bereits geladen ist, fliesst ein Strom über Cl, R2 A, C9, C, und R" i, um die Kondensatoren C,, C.> während jener Halbwelle, in der die linksseitige Klemme positives Potential hat, zu laden, wobei die Energie teils aus der Anspeisung und teils aus dem Kondensator Csl stammt.
Während der anderen Halbwelle fliesst ein Strom von der Anspeisung durch R,,\, R=,; und C, und ersetzt die dem Kondensator C, während der vorangegangenen Halbwelle entzogene Energie.
Es ergibt sich daraus, dass eine der Eingangsfre quenz entsprechende Welligkeitsfrequenz auftritt und C, und C= während der zweiten Halbwelle nicht geladen werden.
Nach dieser Darstellung ist es klar, dass nicht zur gleichen Zeit ein Strom durch C-_> und C, und durch R,A und Rm fliessen kann, weshalb auf die Verbindung A verzichtet werden kann, ohne die Wirkungsweise der Schaltung zu verändern. Dadurch folgt weiter, dass C2 und C, zu einem einzigen äquivalenten Kondensator C, und in gleicher Weise R,,, und R_>,; zu einem einzigen Gleichrichter Re zusammengefasst werden können.
Eine solche Anordnung geht aus Fig. 4 hervor, und ist eine andere Ausführungsform der erfindungsgemäs- sen Gleichrichteranlage.
Eine Anzahl solcher Schaltungen (gleicher Type) kann leicht zu einer Säule zusammengebaut und in Kaskade betrieben werden, wobei die Anspeisung durch eine einzige Stromquelle erfolgt. Dadurch, dass ihre Ausgänge in Serie geschaltet sind, ergibt sich eine totale Ausgangsspannung, die im wesentlichen proportional zur Anzahl der in Kaskade geschalteten Stufen ist. Solche Säulen, die je zwei in Kaskade geschaltete Einheiten umfassen, zeigen die Fig. 5 und 6, wobei die erstere zwei Stufen aus Einheiten nach Fig. 3 und letztere zwei Stufen aus Einheiten der vereinfachten Form nach Fig. 4 aufweist.
Die beiden Anordnungen sind gleich leistungsfähig. Die Wahl zwischen beiden hängt von den zur Verfügung stehenden Kondensatoren und Gleichrichtern und eher von Überlegungen mechanischer als elektrischer Natur ab.
Bei allen beschriebenen Anordnungen ist es für die Wellenform der Anspeisung zweckmässig, die Anspei- sung der linken und rechten Schaltungsseiten symme trisch vorzusehen, was auf verschiedene Weise erfolgen kann. Am einfachsten und deshalb vorzuziehen ist, einen zusätzlichen Gleichrichter Rr einzusetzen, der in Fig. 5 strichliert gezeigt ist. Dieser Gleichrichter führt nur einen vernachlässigbaren Strom, hat jedoch eine Span nung zu sperren, die der Scheitelspannung der Wechsel- stromanspeisung entspricht.
Ein solcher Gleichrichter hat hauptsächlich die Aufgabe, zu verhindern, dass die linksseitige Anschlussklemme negativ wird, genau wie dies R"; an der rechtsseitigen Klemme bewirkt, wodurch jede Klemme im Takt positiv wird.
Eine andere Ausführungsmöglichkeit besteht darin, die Wechelstromanspeisung über eine komplette Gleich richterbrückenschaltuna, wie in Fig. 7 gezeigt ist, vorzu sehen, um die oben erwähnte Symmetrie zu erzielen und zusätzlich die Gleichspannung der Brückenschaltung zu liefern. Daher ist ein zusätzlicher Kondensator Cx erforderlich, um einen internen Kurzschluss zu verhü ten.
Ein Transformator mit Mittelanzapfung kann eben falls eine symmetrische Wechselstromanspeisung si chern. Eine solche Schaltung geht aus Fig. 8 hervor. Auch diese Schaltung bedingt einen zusätzlichen Kon densator C--. Diese Schaltung ist indessen weniger zweckmässig, weil nur ein Transformator mit geerdetem Mittelpunkt für diese Schaltung geeignet ist.
Es wurde erwähnt, dass die Ausgangsspannungswel- ligkeit der Grundschaltungseinheiten mit der Speisefre quenz identisch ist und dass genau symmetrische Schal tungen eine Vollweggleichrichtung vorsehen, deren Grundwelligkeitsfrequenz das Doppelte der Speisefre quenz beträgt. Daher ergibt sich, dass auch für irgendei ne Speicherkapazität der beschriebenen Schaltungen die Welligkeitsamplitude das Doppelte der Speisefrequenz der mehr komplex genauen Anordnungen ist.
In Anwen dungsfällen, wo dieses Merkmal wichtig ist, kann das in Kaskade-Schaltern der Grundeinheiten modifiziert wer den, um identische Welligkeitscharakteristiken zu erzie len. Dies kann auf einfache Weise dadurch erzielt werden, indem die eine Hälfte der Stufen in Gegenphase zur anderen Hälfte betrieben wird, wodurch sich die Wellenphasen der beiden Hälften überlagern , so dass eine Ausgangswellung mit doppelter Frequenz gegen über der Eingangsfrequenz und der halben Amplitude gegenüber Anordnungen gemäss den Fig. 5 und 6 erzielbar sind.
Eine solche modifizierte Einheit ist in der Zweistufenanordnung in der Fig. 9 dargestellt. Diese Anspeiseart kann selbst verständlich für die Hälften irgendeiner geraden Stufenzahl vorgesehen sein. Es ist nur wesentlich, in welcher Weise die Anspeisung ver tauscht wird. Am einfachsten ist es, wenn die untere Hälfte einer Säule in der einen Phase und die obere in Gegenphase betrieben werden.
Die vorangehende Beschreibung bezieht sich aus nahmslos auf Anordnungen, die eine positive Ausgangs spannunG an der oberen Klemme liefern. Indessen ist die Erfindung nicht auf solche Ausführungsformen be schränkt und alle Gleichrichter können auch umgekehrt gepolt sein, so dass an der oberen Klemme ein negatives Potential auftritt.
Die oben erwähnten Ausführungsformen basierten hauptsächlich auf Grundschaltungseinheiten nach den FiG. 3, die in den Figuren 5, 7, 8 und 9 in Kaskade geschaltet sind. Anordnungen mit der Grundschaltung nach Fig. 4 besitzen eine kleinere Anzahl von Kompo nenten als diejenigen nach der Fig. 3, wobei jedoch in jedem Fall das gleiche Ergebnis erzielbar ist. Die Fig. 6 benützt eine Grundschaltung nach Fig. 4 und ist bezüglich Leistung äquivalent der Schaltung nach Fig. 5.
Gleich wie Wechselstrom-Gleichrichter herkömmli cher Art durch Mehrphasenstrom gespeist werden kön nen, kann dies auch bei Gleichrichteranlagen nach der vorliegenden Erfindung erfolgen. So zeigt z. B. Fig. 10 eine bekannte Dreiphasen-Gleichrichterbrückenschal- tung und Fig. 11 zeigt diese Anordnung in gleicher Weise aufgeteilt, wie dies Fig. 2 bezüglich der Anord nung nach Fig. 1 darstellt. Auch im Falle der Fig. 11 liegen die Teilschaltungen parallel zueinander.
Werden deren Ausgänge in Serie geschaltet, so ergibt sich eine Verdreifachung der Ausgangsspannung und ungefähr eine Drittelung des Stromwertes. Bei Speisung dieser Anordnung durch eine Dreiphasen-Stromquelle sind mindestens zwei in Serie geschaltete Kondensatoren erforderlich, um die Gleichstromisolierung zu sichern. Eine entsprechende einstufige Anordnung geht aus Fig. 12 hervor, während Fig. 13 die gleiche Anordnung mit Anschlusspunkten für weitere gleiche Stufen in einer mehrstufigen Säule zeigt. Fig. 14 zeigt eine solche Säule, die aus zwei Einheiten gemäss Fig. 11 besteht.
Während die Schaltungen gemäss den Figuren 13 und 14 eine Dreiphasenspeisung vorsehen, können selbstverständlich auch andere Mehrphasenanspeisungen vorgesehen werden, so z. B. eine Sechsphasenanspei- sung.
In Fig. 15, die eine Modifikation auf Fig. 3 darstellt, besitzt der Speicherkondensatorkreis zwei Kondensato ren C, und C22, die in Serie geschaltet sind wobei die angelegte Gleichspannung verdoppelt wird.
Der Gleichrichterkreis umfasst die Gleichrichter R113, R,.@, RAR und R2A. Diese sind in Serie geschaltet und alle in derselben Richtung gepolt. Die ersten zwei Gleich richter liegen parallel zu C, und die letzten zwei parallel zu C'.
Die Wechselstromanspeisung erfolgt über einen Se rieresonanzkreis mit einer Induktivität LR und dem Kondensator CR an die Gleichrichterverbindungsstellen. Die obere Wechselstromzuleitung ist an der Verbin dungsstelle zwischen R.>,, und R._,1; und die untere an der Verbindungsstelle zwischen R, @ und R"3 angeschlos sen.
Wie bereits erwähnt, kann in einer solchen Schaltung die Gleichrichtung praktisch verlustfrei bei guter Regu- lierbarkeit erfolgen.
Fig. 16 zeigt eine Modifikation der Fig. 4 und ist eine Variante zur Schaltung nach Fig. 15. In Fig. 16 sind die zwei in Serie geschalteten Kondensatoren C, und C_ in Fig. 15 durch einen einzigen Speicherkonden sator C, ersetzt und daher auch nur drei Gleichrichter in der Einheit vorhanden.
Die Wechselstromspeisung erfolgt über einen Serieresonanzkreis an den in der Mitte liegenden Gleichrichter Re. Der Gleichrichter Re muss den Gleichrichtern R,.@ und R-_@,; äquivalent sein (Fig. 15), und gleichzeitig muss C" ein kapazitives Äquivalent zu den in Serie geschalteten Kondensatoren C, und C.2 bilden.
Fig. 17 zeigt zwei der Schaltungseinheiten nach Fig. 15 in Kaskadenschaltung zur Erzielung eines hochge spannten Gleichstromausganges. Die Speicherkondensa toren C, bis C; sind aus dem gleichen Grund alle in Serie geschaltet. Es ist ersichtlich, dass drei Seriereso- nanzkreise bestehen.
Der erste, bestehende aus LR, und CRI ist an der Verbindungsstelle der Gleichrichter gegen über C. angeschlossen, derjenige aus LR_ und CR2 ist an den Verbindungsstellen der Gleichrichter gegenüber C, und C3, und der dritte Serieresonanzkreis LR3, CR3 ist an den Verbindungsstellen der Gleichrichter gegenüber C2 und C3 angeschlossen.
Fig. 18 zeigt in ähnlicher Weise eine in Kaskade geschaltete Anordnung von zwei der Schaltungseinheiten nach Fig. 16, wobei nur ein einziger Speicherkondensa tor in jeder Stufe vorhanden ist.
Es sei festgehalten, dass obschon die Fig. 17 und 18 nur je zwei Schaltungseinheiten in einer Säule aufweisen, die erfindungsgemässe Gleichrichteranlage nicht auf diese Anzahl begrenzt ist und jede geeignete Anzahl Schaltungseinheiten entsprechend der gewünschten Aus gangsspannung vorgesehen sein können.
Während die Schaltungseinheiten nach den Fig. 15 und 16 normalerweise mit sinusförmigem Wechselstrom anzuspeisen sind, kann bei Kaskadenschaltungen nach den Fig. 17 und 18 eine bemerkenswerte Steigerung des Strombereiches erzielt werden, über welchen eine im wesentlichen einwandfreiA Regulierbarkeit erreichbar ist, wenn die Wechselstromanspeisung mit Rechteckwellen erfolgt.
Obschon die oben erwähnten Anordnungen einpha sige Wechselstromanspeisungen vorsehen, sind selbstver ständlich auch mehrphasige Anspeisungen, z. B. Drei phasenanspeisungen möglich. In diesem Falle sind die Phasen stufenweise an den Gleichrichterverbindungsstel- len längs der Säule anzuschliessen, und die Seriereso- nanzkreise sind vorzugsweise je zwischen zwei Phasen angeordnet.
<B> Electrical </B> rectifier system The invention relates to an electrical rectifier system, in particular for the rectification of high voltage.
It is known that in rectifier systems of this type at the capacitor terminals a voltage ripple occurs, the amplitude of which is dependent on the charging current and the number of stages present in the system. It is also known that the output voltage of such systems tends to drop when the charging current increases, the amount of voltage drop generally fluctuating around a value which is almost proportional to the cube of the steps present in the system.
Rectifier systems of this type are fed either by a single-phase alternating current source or by two or more conductors that are in antiphase or multiphase relation to one another. The first-mentioned type of system with single-phase AC supply has the advantage of relative simplicity, but also has the disadvantage of relatively high voltage ripple and relatively poor controllability due to the lack of a different return path for the alternating current than via the various storage capacitors.
Are the latter arranged in a closed circuit, i. H. In the case of opposite or multi-phase feed, such a return path is formed and it was found that this results in a significantly reduced voltage ripple because the charging currents do not have to flow through the lower storage capacitors of the column, so that a regulation characteristic can be achieved that is about four times better than with the simple arrangement.
The aim of the invention is to create a rectifier system which has the basic advantages of the last-mentioned type, but is much simpler. According to the invention, such a rectifier system is characterized by a number of rectifier units connected in cascade to form a column, and at least one storage capacitor connected in parallel to at least part of the column, with at least one or two of the alternating current or
Three-phase connection terminals are connected to associated connection points of rectifier units via a coupling capacitor in order to produce sufficient direct current insulation between the rectifier units.
The invention is explained below with reference to Beispie len and the drawing, in which Fig. 1 shows a known rectifier bridge arrangement.
FIG. 2 shows the arrangement according to FIG. 1 divided into two parallel circuits; FIG. 3 shows the two partial circuits according to FIG. 2 in a series circuit for doubling the voltage and halving the current compared to the original arrangement according to FIG. 1, as an embodiment of the rectifier system according to the invention;
4 shows a second simplified form of the system according to the invention, in which two of the rectifiers according to FIG. 3 are combined in a rectifier of equivalent power, and two storage capacitors are also replaced by a single one of equivalent value.
5 shows a column constructed from two units according to FIG. 3; 6 shows a column constructed from two units according to FIG. 4; Fig. 7 shows an arrangement in which the alternating current supply of a circuit according to FIG. 5 via the alternating current terminals of a rectifier bridge it follows, the output of which is connected in series with the output of the arrangement according to FIG.
Fig. 8 shows a similar arrangement to that shown in Fig. 5 fed by a center-tap transformer; 9 shows a modification of the circuit according to FIG. 5, the upper stage of the circuit being operated in phase opposition to the lower stage, as a result of which the amplitude of the voltage ripple is reduced and its basic frequency is doubled; Fig. 10 shows a known three-phase rectifier circuit;
11 shows a division of the known three-phase rectifier circuit according to FIG. 10 into three identically connected sections; FIG. 12 shows the three sections of FIG. 11 as a further system according to the invention, but their outputs are connected in series and the inputs are fed from a three-phase alternating current source.
FIG. 13 shows the single-stage unit according to FIG. 12 and the connection points for further identical stages in a multi-stage column, and FIG. 14 shows a column constructed according to FIG.
15 shows an embodiment of the invention in which an inductive-capacitive series resonant circuit, which is essentially matched to the frequency of the feed, is located in the AC input, and the rectifier column has two storage capacitors connected in series;
FIG. 16 shows another embodiment similar to FIG. 15, wherein the capacitor circuit comprises a single capacitor, and FIG. 17 shows a column of units connected in cascade according to FIG. 15.
18 shows a cascaded column of units according to FIG. 16.
1 shows a known rectifier bridge arrangement in which a storage capacitor C is charged by an alternating current source during both half-waves. The current flows through R2A and R, $ during one half-cycle and through R, A and R, $ during the other half-cycle. Such an arrangement enables excellent voltage regulation by loading and low ripple; As can be seen, four rectifiers are necessary in order to achieve an open-circuit voltage that is equal to the peak voltage of the AC voltage.
FIG. 2 shows the same circuit, but the storage capacitor is divided into two capacitor components C 1 and C2, which are each assigned to a circuit half and are connected together so that a circuit equivalent to FIG. 1 is produced. The additional capacitor C. #, which is in series with the alternating current feed, has a negligible influence if it has a large capacitance value.
On the other hand, if it is small, it acts more as a capacitive series resistor.
In Fig. 3, the two circuit halves of FIG. 2 are connected in series, so that a doubling of the operating voltage and a halving of the output current compared to the previous embodiment it gives. At the capacitor C; is now the peak voltage of the supply and the total ripple of the voltage has four times the amplitude and half the frequency of the original circuit. The ratio of the voltage ripple to the output voltage is therefore only doubled.
The circuit according to FIG. 3 is an embodiment of the rectifier system according to the invention. Their working method is as follows: Assuming that the capacitor Cs, is already charged, a current flows through Cl, R2 A, C9, C, and R "i to the capacitors C ,, C.> during that half-cycle, in which the terminal on the left-hand side has a positive potential, whereby the energy comes partly from the supply and partly from the capacitor Csl.
During the other half-cycle a current flows from the feed through R ,, \, R = ,; and C, and replaces the energy withdrawn from capacitor C, during the previous half-cycle.
It follows that a ripple frequency corresponding to the input frequency occurs and C and C = are not charged during the second half-cycle.
From this illustration it is clear that a current cannot flow through C -_> and C and through R, A and Rm at the same time, which is why connection A can be dispensed with without changing the mode of operation of the circuit. This further implies that C2 and C, to a single equivalent capacitor C, and in the same way R ,,, and R_> ,; can be combined into a single rectifier Re.
Such an arrangement is shown in FIG. 4 and is another embodiment of the rectifier system according to the invention.
A number of such circuits (of the same type) can easily be assembled into a column and operated in cascade, with the feed being provided by a single power source. The fact that their outputs are connected in series results in a total output voltage which is essentially proportional to the number of stages connected in cascade. Such columns, each comprising two units connected in cascade, are shown in FIGS. 5 and 6, the former having two stages of units according to FIG. 3 and the latter two stages of units of the simplified form according to FIG.
The two arrangements are equally efficient. The choice between the two depends on the capacitors and rectifiers available and on considerations of a mechanical rather than electrical nature.
In all of the arrangements described, it is advisable for the waveform of the feed to provide the feed to the left and right circuit sides symmetrically, which can be done in different ways. The simplest and therefore preferable is to use an additional rectifier Rr, which is shown in Fig. 5 by dashed lines. This rectifier only carries a negligible current, but has to block a voltage that corresponds to the peak voltage of the alternating current supply.
The main function of such a rectifier is to prevent the left-hand terminal from going negative, just as R "does on the right-hand terminal, causing each terminal to go positive in time.
Another possible embodiment consists in providing the alternating current supply via a complete rectifier bridge circuit, as shown in FIG. 7, in order to achieve the symmetry mentioned above and in addition to supply the direct voltage to the bridge circuit. An additional capacitor Cx is therefore required to prevent an internal short circuit.
A transformer with a center tap can also ensure symmetrical AC power supply. Such a circuit is shown in FIG. This circuit also requires an additional capacitor C--. However, this circuit is less practical because only a transformer with a grounded center point is suitable for this circuit.
It was mentioned that the output voltage ripple of the basic circuit units is identical to the supply frequency and that precisely symmetrical circuits provide full-wave rectification with a fundamental ripple frequency that is twice the supply frequency. It therefore follows that for any storage capacity of the circuits described, the ripple amplitude is twice the supply frequency of the more complex, precise arrangements.
In applications where this feature is important, this can be modified in cascade switches in the basic units in order to achieve identical ripple characteristics. This can be achieved in a simple manner by operating one half of the stages in phase opposition to the other half, whereby the wave phases of the two halves are superimposed, so that an output wave with twice the frequency compared to the input frequency and half the amplitude compared to the arrangements according to Figs. 5 and 6 can be achieved.
Such a modified unit is shown in the two-stage arrangement in FIG. This type of feed can of course be provided for the halves of any even number of stages. It is only essential in which way the feed is exchanged. It is easiest if the lower half of a column is operated in one phase and the upper half in opposite phase.
The preceding description refers without exception to arrangements that deliver a positive output voltage at the upper terminal. However, the invention is not restricted to such embodiments and all rectifiers can also have reverse polarity, so that a negative potential occurs at the upper terminal.
The above-mentioned embodiments were mainly based on basic circuit units according to the FIGS. 3, which are connected in cascade in FIGS. 5, 7, 8 and 9. Arrangements with the basic circuit of FIG. 4 have a smaller number of compo nents than those of FIG. 3, but the same result can be achieved in each case. FIG. 6 uses a basic circuit according to FIG. 4 and is equivalent in terms of performance to the circuit according to FIG. 5.
Just as AC rectifiers of the conventional type can be fed by multiphase current, this can also be done in rectifier systems according to the present invention. So shows z. B. FIG. 10 shows a known three-phase rectifier bridge circuit and FIG. 11 shows this arrangement divided in the same way as FIG. 2 shows with respect to the arrangement according to FIG. In the case of FIG. 11, too, the subcircuits are parallel to one another.
If their outputs are connected in series, the output voltage is tripled and the current value is roughly one third. If this arrangement is fed by a three-phase power source, at least two capacitors connected in series are required to ensure direct current insulation. A corresponding single-stage arrangement is shown in FIG. 12, while FIG. 13 shows the same arrangement with connection points for further identical stages in a multi-stage column. FIG. 14 shows such a column, which consists of two units according to FIG. 11.
While the circuits according to FIGS. 13 and 14 provide a three-phase feed, other multiphase feeds can of course also be provided, e.g. B. a six-phase feed.
In Fig. 15, which is a modification of Fig. 3, the storage capacitor circuit has two capacitors C, and C22, which are connected in series with the applied DC voltage is doubled.
The rectifier circuit comprises the rectifiers R113, R,. @, RAR and R2A. These are connected in series and all polarized in the same direction. The first two rectifiers are parallel to C, and the last two are parallel to C '.
The AC power is supplied to the rectifier connection points via a Se rieresonanzkreis with an inductance LR and the capacitor CR. The upper AC supply line is at the junction between R.> ,, and R ._, 1; and the lower one at the junction between R, @ and R "3 ruled out.
As already mentioned, in such a circuit the rectification can take place with practically no loss with good controllability.
FIG. 16 shows a modification of FIG. 4 and is a variant of the circuit according to FIG. 15. In FIG. 16, the two series-connected capacitors C, and C_ in FIG. 15 are replaced by a single storage capacitor C, and therefore there are also only three rectifiers in the unit.
The alternating current is fed via a series resonance circuit to the rectifier Re located in the middle. The rectifier Re must match the rectifiers R,. @ And R -_ @ ,; be equivalent (Fig. 15), and at the same time C ″ must form a capacitive equivalent to the series-connected capacitors C, and C.2.
FIG. 17 shows two of the circuit units according to FIG. 15 in a cascade connection to achieve a high-tension direct current output. The storage capacitors C to C; are all connected in series for the same reason. It can be seen that there are three series resonance circles.
The first one, consisting of LR and CRI, is connected to the junction of the rectifier opposite C., the one from LR_ and CR2 is connected to the junction of the rectifier opposite C and C3, and the third series resonance circuit LR3, CR3 is connected to the junction of Rectifier connected across from C2 and C3.
FIG. 18 shows in a similar manner a cascade-connected arrangement of two of the circuit units according to FIG. 16, with only a single storage capacitor being present in each stage.
It should be noted that although FIGS. 17 and 18 each have only two circuit units in a column, the rectifier system according to the invention is not limited to this number and any suitable number of circuit units can be provided according to the desired output voltage.
While the circuit units according to FIGS. 15 and 16 are normally to be fed with sinusoidal alternating current, with cascade connections according to FIGS. 17 and 18 a remarkable increase in the current range can be achieved over which an essentially perfect controllability can be achieved when the alternating current feed is with square waves he follows.
Although the arrangements mentioned above provide einpha term AC feeds, of course, multiphase feeds such. B. Three phase feeds possible. In this case, the phases are to be connected in stages to the rectifier connection points along the column, and the series resonance circuits are preferably each arranged between two phases.