Installation de radioralliement La présente invention a pour objet une installa- tion de radioralliement, par exemple de radionaviga tion par repérage radiogoniométrique connu sous l'ap pellation de homing .
L'installation de radioralliement revendiquée dans le brevet principal est caractérisée en ce qu'elle com prend un aérien ayant deux éléments récepteurs dont les- axes sont parallèles à l'axe du mobile que ce sys tème équipe et dont les centres de phase sont situés dans un plan perpendiculaire à cet axe, l'un des éléments récepteurs au moins étant animé d'un mouve ment de rotation autour d'un axe parallèle à l'axe du mobile, en ce que les deux éléments de l'aérien sont respectivement réunis aux deux entrées d'un discrimi- nateur de phase,
et en ce que la tension produite par celui-ci est appliquée à l'une des entrées de deux détec teurs synchrones indentiques aux secondes entrées des quels on applique respectivement deux tensions auxi liaires qui définissent l'orientation de l'aérien par rap port à deux axes de référence, les tensions produites par ces détecteurs mesurant les erreurs de direction du mobile dans deux plans de référence définis par l'axe du mobile et chacun des axes de référence, ces tensions servant à commander la direction du mobile.
Pour corriger les erreurs systématiques dues à des temps de transmission inégaux dans les deux voies de réception, un dispositif déphaseur est introduit dans le circuit de réception. De cette façon, le point de repos du discriminateur de phase correspond à une tension de sortie, nulle.
La courbe de réponse du discriminateur de phase peut être considérée comme linéaire avec une grande approximation tant que l'on explore une zone limitée de part et d'autre de point d'inversion correspondant à une tension de sortie nulle. Ceci suppose que l'ampli tude des signaux d'entrée reste d'autant limitée. Pour des signaux d'amplitude relativement importante à l'entrée du discriminateur le point de fonctionnement s'éloigne- du.
point zéro et il est possible que l'on explore en plus de la- zone linéaire des portions extrêmes à caractéristique en sinus . De ce fait, la tension de sortie du discriminateur de phase n'est plus rigoureu sement proportionnelle au déphasage des voies de ré ception,
lorsque celui-ci dépasse une certaine plage et se trouve modifiée par un coefficient en sinus fonc- tion de la forme de la courbe de réponse pour des dé phasages situés au-delà de cette plage.<B>Il</B> est évident que les signaux délivrés par les détecteurs synchrones sont entachés des mêmes erreurs et,
qu'au delà d'une valeur maximale du déphasage, ces signaux ne corres- pondent plus avec une approximation suffisante aux projections de l'écart angulaire entre le cap suivi par le mobile et la direction de radioralliement sur les deux plans de référence.
Les informations de sortie corres- pondent à un écart angulaire entre le cap et une direc tion d'autant plus écartée de la direction vraie de ra- dioralliement que l'écart vrai et donc le déphasage sont plus importants.
L'installation de radioralliement décrite dans le brevet principal peut être perfectionnée de manière à éliminer les ennuis possibles dépendant de la forme de la courbe de réponse du discriminateur et de la plage de variation globale des signaux d'entrée, l'installation devant supprimer automatiquement de tels inconvé nients qui introduisent une limitation des performances du dispositif.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, une forme d'exécution de l'objet de l'invention et un dia gramme explicatif: la fig. 1 est un schéma simplifié d'un circuit bouclé à contreréaction que comprend cette forme d'exécu tion, la fig. 2 est le diagramme explicatif, et la fie. 3 est un schéma partiel de cette forme d'exé cution.
La fig. 1 représente un schéma simplifié d'un cir cuit bouclé à contreréaction. Un circuit 17 de gain A reçoit d'une part un signal V d'entrée et un signal en contre-réaction U. Il délivre un signal X appliqué au circuit de contre-réaction 18 de gain K. On sait que pour un tel circuit
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et
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le signe du produit KA étant négatif, KA < O, pour obtenir la contre-réaction. La courbe de réponse sup posée pour le circuit 18, U = f(X), est la courbe en sinus de la fie. 2. Pour des signaux X de faible amplitude tels ceux compris entre + X2 et - X2, la portion A2132 est sensiblement linéaire et U c KX.
Au delà, pour X = X1 par exemple, cette relation n'est plus vraie, U 1 = (K - e 1)X 1, e 1 étant le terme cor rectif pour la valeur X1 et dû à la forme de la courbe. Si l'on suppose que X1 correspond à un signal fourni par le circuit 17 sans contre-réaction pour un signal V1 de forte amplitude à l'entrée, c'est-à-dire que X1 = AV1, que X2 correspond à la contre-réaction, soit
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et enfin que U = f(X) est la forme de la courbe de réponse du discriminateur de phase, on a précisé le principe de l'installation qui va être décrite.
L'ampli tude des variations à l'entrée du discriminateur est réduite dans le rapport
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rapport qui est fonction plus particulièrement du gain K de la boucle de contre-réaction. En effet, en trans posant le circuit de la fia. 1 à celui représenté dans le brevet principal, l'élément 17 représente le circuit déphaseur 11 et 11', l'élément 18 comporte le discri- minateur 12 et sera détaillé plus loin.
Le circuit dépha- seur ne joue pas de rôle amplificateur et ne produit pas d'inversion et, en assimilant la valeur de A à +1, l'ex pression initiale du rapport devient avec K < 0, soit
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en considérant la valeur absolue de K. Il apparaît ainsi que la valeur choisie pour K détermine, en fonction des valeurs maximales - VM des déphasages, les limi tes d'exploitation sur la courbe de réponse donnée par
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Il est évident qu'il suffit de prendre pour K une valeur suffisamment élevée pour que ces limites, comprises entre les points d'abcisse -XM et +XM, soient aussi réduites que nécessaires et situées dans une zone à caractéristique linéaire voisine du point d'inversion.
La fig. 3 représente un exemple de réalisation appliqué au montage suivant la fie. 1 du brevet princi pal. Le signal de sortie du discriminateur de phase 12 est appliqué par l'intermédiaire des éléments 16 et 19 au point commun des déphaseurs 11 et 11'. L'élément 16 est un filtre passe-bas qui doit non seulement laisser passer une composante continue éventuelle de calage du point de repos du discriminateur mais également, la composante alternative d'erreur produite par le dépha sage des signaux reçus par les éléments de réception de l'aérien lorsque le cap du mobile et la direction de radio-ralliement présentent un écart singulaire. La fréquence de cette composante alternative est égale à la vitesse de rotation en tours par seconde de l'aérien.
L'élément 16 peut donc être constitué par le filtre 16 du montage initial présentant une bande passante élar gie englobant la fréquence de modulation du signal d'erreur plus communément appelée fréquence de scanning . Ce filtre élimine des composantes éven tuelles de fréquence supérieure. Pour obtenir un gain suffisant de valeur K tel que défini précédemment, il sera généralement nécessaire d'introduire un circuit amplificateur 19.
Cet élément doit être connecté dans la boucle de contre-réaction entre la sortie du discrimi- nateur et l'entrée de commande d'un au moins des deux déphaseurs. Il peut être placé soit avant le filtre 16, soit après comme représenté sur la fig. 3.
Le signal d'erreur transmis vers les détecteurs synchrones doit être d'amplitude suffisante et est prélevé de préférence à la sortie de l'ensemble 18 où il a pour valeur K fois celle du signal d'entrée du discriminateur qui se trouve réduit dans le rapport
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vis à vis du montage initial. Dans ces conditions et si l'on considère que le discriminateur 12 et le filtre 16 n'introduisent pas de gain, le signal d'erreur appliqué aux détecteurs 13 et 14 a varié dans le rapport
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Son amplitude sera par suite d'autant moins réduite que la valeur de K est élevée.
Néanmoins, il peut s'avérer nécessaire en pratique d'introduire un circuit compensateur complémentaire, soit un amplificateur 20 connecté en amont de l'entrée commune des détec teurs 13, 14. De cette manière, les signaux continus délivrés à la sortie des détecteurs synchrones 13 et 14 varient dans une plage suffisante pour les besoins du circuit d'utilisation annexe lorsque le décalage entre le cap du mobile et la direction de radioralliement varie. Ainsi, mettant en oeuvre un asservissement du ou des déphaseurs agissant dans une bande de fréquence englobant la fréquence de rotation, l'installation de radioralliement décrit remédie aux inconvénients présentés antérieurement pour des décalages entre le cap du mobile et la direction de radioralliement dépas sant une certaine valeur.
Un circuit conforme aux per fectionnements décrits délivre une information exacte du décalage quelle que soit sa valeur et ne présente plus les risques de limitation des performances attachés au circuit initial.
Dans l'installation décrite, quel que soit l'écart angulaire entre le cap du mobile et la direction de radioralliement, on explore toujours une partie rigou reusement linéaire de la courbe de réponse du discri- minateur de phase. De ce fait, les informations de sor tie fournies par la démodulation à l'aide des détecteurs synchrones traduisent exactement les coordonnées car tésiennes du décalage vrai vis-à-vis des plans de réfé rence quel que soit l'écart angulaire.
A cet effet, le signal de commande parvenant sur un déphaseur uni que ou au point commun de deux déphaseurs com prend, outre une composante continue éventuelle cor respondant à une dérive de fonctionnement du discri- minateur vis-à-vis du point d'inversion, la composante alternative du signal de sortie du discriminateur, dont la fréquence est celle de rotation de l'aérien dite fré quence de scanning .
Le circuit complémentaire introduit dans celui de la boucle de contre-réaction entre la sortie du discrimi- nateur de phase et l'entrée de commande d'un dépha- seur unique ou le point commun des deux déphaseurs, a uniquement un rôle amplificateur et son gain est suf fisant pour que les signaux d'entrée du discriminateur ne puissent varier qu'entre des limites d'amplitude de faible valeur. Le signal d'erreur attaquant les détecteurs synchro nes est prélevé à l'entrée de commande d'un déphaseur unique ou au point commun dans le cas d'un montage comportant deux déphaseurs, soit directement, soit par l'intermédiaire d'un circuit amplificateur.
A homing installation The present invention relates to a homing installation, for example radio navigation by direction-finding, known by the name of homing.
The homing installation claimed in the main patent is characterized in that it comprises an aerial having two receiving elements whose axes are parallel to the axis of the mobile which this system equips and whose phase centers are located. in a plane perpendicular to this axis, at least one of the receiving elements being driven by a movement of rotation about an axis parallel to the axis of the moving body, in that the two elements of the aerial are respectively joined to the two inputs of a phase discriminator,
and in that the voltage produced by the latter is applied to one of the inputs of two identical synchronous detectors to the second inputs of which two auxiliary voltages are respectively applied which define the orientation of the aerial with respect to two reference axes, the voltages produced by these detectors measuring the directional errors of the mobile in two reference planes defined by the axis of the mobile and each of the reference axes, these voltages serving to control the direction of the mobile.
To correct systematic errors due to unequal transmission times in the two reception channels, a phase shifter device is introduced into the reception circuit. In this way, the rest point of the phase discriminator corresponds to an output voltage, zero.
The response curve of the phase discriminator can be regarded as linear with a great approximation as long as one explores a limited zone on either side of the point of inversion corresponding to a zero output voltage. This assumes that the amplitude of the input signals remains correspondingly limited. For signals of relatively large amplitude at the input of the discriminator, the operating point moves away.
zero point and it is possible that, in addition to the linear zone, extreme portions with a sinus characteristic can be explored. As a result, the output voltage of the phase discriminator is no longer strictly proportional to the phase shift of the reception channels,
when this exceeds a certain range and is modified by a sine coefficient depending on the shape of the response curve for shifts located beyond this range. <B> It </B> is obvious that the signals delivered by the synchronous detectors are affected by the same errors and,
that beyond a maximum value of the phase shift, these signals no longer correspond with a sufficient approximation to the projections of the angular difference between the heading followed by the mobile and the direction of homing on the two reference planes.
The output information corresponds to an angular difference between the heading and a direction which is all the more distant from the true direction of homing as the true difference and therefore the phase shift are greater.
The homing installation described in the main patent can be improved so as to eliminate the possible troubles depending on the shape of the response curve of the discriminator and the overall variation range of the input signals, the installation having to automatically suppress. such drawbacks which introduce a limitation of the performance of the device.
The appended drawing represents, by way of example, an embodiment of the object of the invention and an explanatory diagram: FIG. 1 is a simplified diagram of a looped feedback circuit included in this form of execution, FIG. 2 is the explanatory diagram, and the fie. 3 is a partial diagram of this embodiment.
Fig. 1 represents a simplified diagram of a looped circuit with counter-reaction. A gain circuit 17 A receives on the one hand an input signal V and a feedback signal U. It delivers a signal X applied to the feedback circuit 18 with gain K. It is known that for such a circuit
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and
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the sign of the product KA being negative, KA <0, to obtain the feedback. The response curve assumed for circuit 18, U = f (X), is the sine curve of the fie. 2. For signals X of low amplitude such as those between + X2 and - X2, the portion A2132 is substantially linear and U c KX.
Beyond that, for X = X1 for example, this relation is no longer true, U 1 = (K - e 1) X 1, e 1 being the corrective term for the value X1 and due to the shape of the curve. If we assume that X1 corresponds to a signal supplied by circuit 17 without feedback for a signal V1 of high amplitude at the input, that is to say that X1 = AV1, that X2 corresponds to the counter -reaction, either
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and finally that U = f (X) is the shape of the response curve of the phase discriminator, the principle of the installation which will be described has been specified.
The amplitude of the variations at the input of the discriminator is reduced in the ratio
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ratio which is a function more particularly of the gain K of the feedback loop. Indeed, by trans posing the circuit of the fia. 1 to that shown in the main patent, the element 17 represents the phase shifter circuit 11 and 11 ', the element 18 comprises the discriminator 12 and will be detailed later.
The shifter circuit does not play an amplifying role and does not produce an inversion and, by assimilating the value of A to +1, the initial ex pressure of the ratio becomes with K <0, i.e.
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considering the absolute value of K. It thus appears that the value chosen for K determines, as a function of the maximum values - VM of the phase shifts, the operating limits on the response curve given by
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It is obvious that it suffices to take for K a value sufficiently high so that these limits, included between the points of abscissa -XM and + XM, are as small as necessary and located in a zone with a linear characteristic close to the point d 'inversion.
Fig. 3 shows an exemplary embodiment applied to the assembly according to the fie. 1 of the main patent. The output signal of phase discriminator 12 is applied through elements 16 and 19 to the common point of phase shifters 11 and 11 '. Element 16 is a low-pass filter which must not only pass a possible DC component for setting the rest point of the discriminator but also the AC error component produced by the phase shift of the signals received by the reception elements. of the air when the heading of the mobile and the direction of radio-rallying present a singular difference. The frequency of this AC component is equal to the speed of rotation in revolutions per second of the aircraft.
The element 16 can therefore be formed by the filter 16 of the initial assembly having an enlarged passband including the modulation frequency of the error signal more commonly called the scanning frequency. This filter eliminates any higher frequency components. To obtain a sufficient gain of value K as defined previously, it will generally be necessary to introduce an amplifier circuit 19.
This element must be connected in the feedback loop between the output of the discriminator and the control input of at least of the two phase shifters. It can be placed either before the filter 16, or after, as shown in FIG. 3.
The error signal transmitted to the synchronous detectors must be of sufficient amplitude and is taken preferably at the output of the assembly 18 where it has the value K times that of the input signal of the discriminator which is reduced in the report
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with respect to the initial assembly. Under these conditions and if we consider that the discriminator 12 and the filter 16 do not introduce any gain, the error signal applied to the detectors 13 and 14 has varied in the ratio
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Its amplitude will consequently be all the less reduced as the value of K is high.
Nevertheless, it may prove necessary in practice to introduce a complementary compensating circuit, namely an amplifier 20 connected upstream of the common input of the detectors 13, 14. In this way, the continuous signals delivered at the output of the detectors synchronous devices 13 and 14 vary within a sufficient range for the needs of the ancillary use circuit when the offset between the heading of the mobile and the direction of homing varies. Thus, by implementing a slaving of the phase shifter (s) acting in a frequency band encompassing the frequency of rotation, the homing facility described overcomes the drawbacks presented previously for shifts between the heading of the moving body and the homing direction exceeding one. certain value.
A circuit conforming to the improvements described delivers exact information on the offset whatever its value and no longer presents the risks of limiting the performance associated with the initial circuit.
In the installation described, whatever the angular difference between the heading of the mobile and the direction of homing, one always explores a strictly linear part of the response curve of the phase discriminator. As a result, the output information supplied by the demodulation with the aid of the synchronous detectors accurately translates the Cartesian coordinates of the true offset with respect to the reference planes whatever the angular difference.
To this end, the control signal arriving at a single phase shifter or at the common point of two phase shifters includes, in addition to a possible direct component corresponding to an operating drift of the discriminator with respect to the point of inversion. , the alternating component of the output signal of the discriminator, the frequency of which is that of rotation of the aerial, known as the scanning frequency.
The complementary circuit introduced into that of the feedback loop between the output of the phase discriminator and the control input of a single phase shifter or the common point of the two phase shifters, has only an amplifying role and its function. gain is sufficient so that the input signals of the discriminator can only vary between low value amplitude limits. The error signal driving the synchronous detectors is taken at the control input of a single phase shifter or at the common point in the case of an assembly comprising two phase shifters, either directly or via a circuit. amplifier.