Anordnung zur Umwandlung von Drücken in digitale elektrische Signale
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Umwandlung von Drücken in digitale elektrische Signale.
Insbesondere eignet sich die Anordnung zur Aufnahme und Umwandlung von Schallwellen in digitale Signale.
Von dieser Umwandlung wird bei der tÇbertragung von Sprache in zunehmendem Masse Gebrauch gemacht.
Akustische Signale werden üblicherweise durch einen analogen elektroakustischen Wandler, z. B. ein Mikrophon, zunächst in ein analoges elektrisches Signal umgewandelt. Danach erfolgt nicht selten, insbesondere bei kommerzieller Sprachübertragung, eine Digitalisierung dieses elektrischen Signals, also eine Umsetzung in ein Impuls-codiertes Signal. Die Codierung kann auf die verschiedenste Art erfolgen. Ein Beispiel sei die häufig verwendete Puls-Code-Modulation.
Das geschilderte Verfahren ist jedoch recht umständlich und gerätemässig aufwendig. Es sind daher Versuche bekannt geworden, die Digitalisierung des zu über- tragenden elektrischen Signals bereits früher, nämlich bei der Umsetzung des akustischen in das elektrische Signal, vorzunehmen. Damit ist die Zwischenstufe des analogen elektrischen Signals ausgeschaltet und der technische Aufwand bereits um einiges reduziert.
Eine bekannte Anordnung mit einer Membran zur direkten Umwandlung der Schallwellen in digitale Ausgangssignale enthält eine Anordnung, die auf von der Membran her übertragene Bewegung anspricht. Dabei wird einerseits die Bewegung nur eines Punktes oder einer kleinen Teilfläche der Membran ausgenutzt, andererseits die schwimgende Masse der Membran durch zusätzliche Hilfsmittel, die mechanisch mit der Membran verbunden sind, in unerwünschter Weise erhöht.
Andererseits ist ein Feldeffekttransistor bekannt geworden, dessen Stromfluss von einem mechanisch schwingenden, elektrisch vorgespannten Stab gesteuert wird, der über der Trennfläche der beiden Stromfluss- elektroden angeordnet ist. Durch den schwingenden Stab wird bei einer konstant gehaltenen Vorspannung des Stabes eine Feldeffektmodulation des durch den Transistor fliessenden Stromes erreicht.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Anordnung zur Umwandlung von Druckwellen in digitale elektrische Signale anzugeben, die möglichst klein und einfach im Aufbau ist. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass eine Membran zur Aufnahme des Druckes vorgesehen ist, welche kapazitiv mit elektrischen Schaltelementen, die zweier Zustände fähig sind, gekoppelt ist, derart, dass die Zahl der Schaltelemente, die sich in einem der genannten Zustände befinden, von der Membranauslenkung abhängig ist.
Der Vorteil dieser Anordnung liegt in der Ausschaltung der doppelten Umwandlung, nämlich der Umwandlung der analogen Drucksignale in analoge elektrische Signale und deren Umwandlung in digitale elektrische Signale. Durch die Ausschaltung dieses Zwischenschrittes lässt sich der schaltungstechnische Aufwand be trächtlich reduzieren.
Ein weiterer Vorteil liegt in der Verwendung von Feldeffekttransistoren als elektrische Schaltelemente, die sich leicht zu einer Miniaturschaltung integrieren lassen und dadurch einen billigen und zuverlässigen Aufbau ermöglichen. Ein besonderer Vorteil liegt in der Mög- lichkeit, nachfolgende Codierschaltungen in die integrierte Schaltung einzubeziehen und die gesamte Wandler-und Codieranordnung in gemeinsamen Fabrikationsschritten auf einem einzigen Halbleitergrundplättchen herzustellen. Für den Benutzer liegt der Vorteil in den kleinen Abmessungen und damit in der Handlichkeit dieser Anordnung.
Im folgenden wird ein spezielles Ausführungsbeispiel der Anordnung anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen :
Fig. 1 die schematische Darstellung eines Kondensa tormikrophons für die Abgabe digitaler Ausgangssigna- le,
Fig. 2 den Schnitt durch einen der Feldeffekttransi- storen 10 bis 15 aus Fig. 1 und
Fig. 3 die Angabe einiger Grossen für die Berechung der Anordnung gemäss Fig. 1.
In Fig. 1 sind als Grundelemente eines Kondensatormikrophons eine Membran 1, eine Gegenelektrode 2 und eine Einspannvorrichtung 3 für die elastische Auf hängung der Membran dargestellt. Die Membran besteht wegen der geforderten Leitfähigkeit entweder aus einer Metallfolie oder aus einem metallisierten Werkstoff. Die Membran ist in Fig. 1 nicht in ihrer Ruhestellung gezeichnet, sondern zur Verdeutlichung des Effektes in einer bei Druckbelastung sich ergebenden Arbeitsstellung.
Innerhalb der Gegenelektrode 2 sind mehrere Feld- effekttransistoren 10 bis 15 angeordnet. Sie enthalten, wie in Fig. 2 angedeutet, eine Quellen-und eine Absaugelektrode 4 bzw. 5. Die Steuerelektrode wird durch die gegenüber der Gegenelektrode 2 elektrisch vorgespannte Membran 1 gebildet. Auf die geometrischen Abmessungen dieser Anordnung wird an späterer Stelle der Beschreibung eingegangen. Es sei jedoch betont, dass sich anstelle der Feldeffekttransistoren auch beliebige andere mit der Membran kapazitiv zu koppeln- de Schaltelemente verwenden lassen.
Das Prinzip dieser Anordnung besteht nun darin, die Feldeffekttransistoren 10 bis 15 entlang einer solchen Strecke anzuordnen, dass bei konstanter elektrischer Vorspannung der Membran 1 verschieden starke Auslenkungen der Membran das Verhältnis der Anzahl von kapazitiv durch die Membran beeinflussten (z. B. gesperrten) Transistoren zu der Anzahl von nicht beeinflussten (z. B. leitenden) Transistoren ändern. Bei einer sich parabolisch deformierenden Membran ist also eine radial zur ruhenden Membran verlaufende Anordnung der Feldeffekttransistoren günstig. Dadurch werden bei geringer Auslenkung der Membran zunächst die zentral gelegenen Feldeffekttransistoren durch den als Steuerelektrode wirkenden mittleren Teil der Membran beeinflusst.
Bei sehr starker Auslenkung werden dann auch die äusseren Feldeffekttransistoren durch die sich in ihre Nähe bewegende Membran beeinflusst. Wird nun eine genügend grosse Anzahl solcher Feldeffekttransistoren entlang der soeben definierten Strecke angeordnet, lässt sich beispielsweise durch statistisches Ermitteln der Anzahl leitender zur Anzahl gesperrter Transistoren die Stärke der Membranauslenkung angeben. Je mehr Feldeffekttransistoren längs dieser Strecke vorgesehen sind, desto dichter liegen die Quantisierungswerte beieinander, und desto genauer lässt sich die Stärke der Mem branauslenkung angeben.
Besonders vorteilhaft ist es, wenn die Zahl der vorgesehenen Feldeffekttransistoren mit der Zahl der gewünschten Quantisierungsstufen für das theoretisch angenommene analoge Signal übereinstimmt.
Selbstverständlich sind auch andere Membranformen als die in Fig. 1 dargestellte denkbar. In jedem Fall müssen die Feldeffekttransistoren geometrisch so angeordnet werden, dass sich die Zahl der von der Membran beeinflussten Elemente in Abhängigkeit von der Auslenkung der Membran ändert.
Den Feldeffekttransistoren 10 bis 15 sind gemäss Fig. 1 Abtastschaltungen 20 bis 25 nachgeschaltet, die von einem Abtastgenerator 30 gesteuert werden. Die Ausgänge der Abtastschaltungen sind auf eine Codiermatrix 40 geführt. Der Abtastgenerator 30. ist im wesentlichen ein Taktgeber, der die Abtastschaltungen 20 bis 25 so steuert, dass diese zu definierten Zeitpunkten ihr Signal an die Codiermatrix 40 weitergeben. Bei Annahme von 2n Quantisierungsstufen sind in dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel auch 2n Feldeffekttransistoren und 2n Abtastschaltungen 20 bis 25 vorgesehen.
Die oben erwähnte statistische Ermittlung des Verhältnisses der Zahl gesperrter zur Zahl leitender Feldeffekttransistoren lässt sich durch die in Fig. 1 gezeigte Anordnung etwas vereinfachen. Bei einer bestimmten Membranauslenkung ist ein Teil der Feldeffekttransistoren eingeschaltet, der andere Teil gesperrt. Die zwischen ein-und ausgeschalteten Transistoren verlaufende Trennungslinie verschiebt sich in Abhängigkeit von der Membranauslenkung entlang der Strecke, auf der die Transistoren angeordnet sind. Es genügt daher für die Auswertung der von den Transistoren abgegebenen Signale, die Lage dieser Trennungslinie zu ermitteln.
Diese Aufgabe kann von den Abtastschaltungen 20 bis 25 in Fig. 1 übernommen werden. Beispielsweise wäre die Ausführung dieser Schaltungen als Antivalenzschal- tungen (exklusives ODER) denkbar. Es könnten damit die Ausgangssignale von je zwei benachbarten Transistoren miteinander verglichen werden, was dazu führen würde, dass nur diejenige Abtastschaltung ein Signal liefert, die an benachbarte Transistoren mit verschiedenen Schaltzuständen angeschlossen ist.
Die den Abtastschaltungen 20 bis 25 nachgeschaltete Codiermatrix dient in diesem Ausführungsbeispiel der Umformung der soeben beschriebenen Signale in binär codierte Ausgangssignale, die dann zur Weiterverarbeitung beispielsweise direkt in eine Datenverarbeitungsanlage eingegeben werden können. In diesem Fall könnte die Codiermatrix beispielsweise aus einer Diodenmatrix mit 2n x n Elementen bestehen. Es ist selbstverständlich, dass sich jede andere Codiermatrix verwenden lässt, sofern eine Codierung überhaupt erwünscht ist.
Im folgenden wird auf nähere Einzelheiten der in Fig. 1 schematisch dargestellten Anordnung eingegangen. Die in Ruhestellung befindliche Membran 1 habe, wie in Fig. 3 angedeutet, den Durchmesser 2 R und befinde sich im Abstand Do von der Oberfläche der in einer Ebene angeordneten Feldeffekttransistoren 10 bis 15. Die maximale Auslenkung der Membran gegenüber der Ruhestellung betrage a. Unter der Annahme, dass die in Fig. 3 im Schnitt angedeutete Membran bei Auslenkung parabelförmige Gestalt annimmt, gilt für den ortsabhängigen Abstand D der Membran von den Feldeffekttransistoren, wenn x-die von der Symmetrieachse der Membran aus gemessene Ortsvariable darstellt, (1) D (x) = Doa + R2 r2.
Aus der POISSON-Gleichung ?" =-?/? folgt für die Feldstärke F (N, L) an der Oberfläche des Halbleiters, wenn sich eine Sperrschicht der Stärke L bei einer Störstellenkonzentration N bilden soll,
F= q-NL,
6 wobeiq¯ die Elektronenladung und e die Dielektrizitäts- konstante des verwendeten Halbleiters bedeuten. Der zwischen Quellen-und Absaugelektrode liegende Kanal sei beispielsweise n-dotiert.
Der pro Längeneinheit innerhalb eines Feldeffekttransistors auftretende Strom bei einer angelegten Spannung USD ist : (2). r-"rAn =?/B(A-?ÁF/?)USD, wobei Á die Trägerbeweglichkeit, a die LeitfÏhigkeit, A die Höhe des Feldeffekttransistors und B die Kanal länge (Fig. 2) bedeuten.
Die Bedingung für das Auftreten des Abklemmeffektes (pinch-off) ist : A ss z 0 oder ?
F? A6.
- ?Á
Beispielsweise würde mit den Werten A = 10-4 cm, ? = 1?-1 cm-1, ? = 10-12 Asec/Vcm und Á = 3000 cm2/Vsec eine Feldstärke von F = 3. 104 V/cm zur Erzielung des Abklemmeffektes erforderlich sein.
Solche Werte lassen sich mit üblichen Kondensatormikrophonen gut erreichen, bei denen Do = 10-3 cm beträgt und eine Vorspannung von U0 = 30 V gewählt wird. Dabei müsste bei einer oben angenommenen n-Dotierung des Kanals die Spannung Uo an der Membran negativ gegenüber der mit den Transistoren auf gleichem Potential liegenden Gegenelektrode gewählt werden, damit sich eine Sperrschicht im Kanal bildet.
Durch Differentiation der Gleichungen (1) und (2) folgt : dD 2a dx-R2 x-, bzw. dI/dF = ?Á/B USD
Andererseits gilt bei einer zwischen der Membran und der Gegenelektrode herrschenden Vorspannung Uu für die Feldstärke F zwischen der Gegenelektrode und einem sich im Abstand D befindlichen Punkt auf der Membran : dF Uo dD = -/D2À
Die Kombination der letzten drei Gleichungen ergibt : dI 2a 6 A UO USD x "dx""RDS(x-)'TRT'
Diese Gleichung gibt die Änderung des Stromes an, in Abhängigkeit von der gemäss Fig. 3 definierten Entfernung x-des Feldeffekttransistors von der Symmetrieachse.
Zur Verdeutlichung mögen folgende, als Beispiel gewählte Werte dienen : USD = 5V, B = 4. 10-4 cm, R = 1, 5 cm. Mit den oben gewählten Zahlenbeispielen ergibt sich unter der Annahme, dass für gebräuchliche Kondensatormikrophone D (x-) durch Do ersetzt werden kann, bei einem relativen Abstand X/R = 0,1:
dI/@ = 15mA/cm2. dx
Bei einer Länge des einzelnen Transistors von 250 , um ergibt sich : --400, uA/cm. dix-
Angenommen, es sei eine Digitalisierung in 250 Quantisierungsstufen erw nscht, dann ergibt sich mit den oben angenommenen Abmessungen eine für einen Transistor zur Verfügung stehende Länge von 1, 5cm/250 = 6. 10-3 cm. Die zwischen den einzelnen Transistoren sich ergebenden Unterschiede in den Stromwerten betragen 2, 4 ÁA. Solche Werte können durch die nachfolgenden Abtastschaltungen 20 bis 25 noch gut verarbeitet werden. Die Mikrophonempfind- lichkeit nimmt zur Peripherie hin um etwa den Faktor 10 zu, wodurch sich an diesen Stellen Unterschiede in den Stromwerten von 24, uA ergeben.
Wegen der geringen Abmessungen der Feldeffekttransistoren ist es möglich, die Abtastschaltungen und die Codiermatrix zusammen mit den Transistoren in gemeinsamen Fabrikationsschritten in Form einer integrierten Schaltung herzustellen. Beispielsweise wäre die Ausführung der Schaltung in Mesa-Technik möglich.
Für das gezeigte Ausführungsbeispiel wäre es zweckmäs- sig, die Feldeffekttransistoren an der Oberfläche der Gegenelektrode 2 gemäss Fig. 1 anzuordnen, damit ein gutes Zusammenwirken mit der als Steuerelektrode dienenden Membran erreicht wird. In diesem Beispiel ist es zweckmässig, die Abtastschaltungen und die Codiermatrix in einem gewissen Abstand von der Membran anzuordnen, um störende Einflüsse des von der Membran ausgehenden elektrischen Feldes auf diese Schal tungen zu eliminieren.
Aus den oben skizzierten Berechnungen ist ersicht lich, dass die Anordnung relativ empfindlich ist gegen über Anderungen in der Vorspannung Uo. Gegebenenfalls müssen Mittel zum Konstanthalten dieser Spannung vorgesehen sein, die dafür sorgen, dass bei einem definierten äusseren Druck auf die Membran diese sich immer in einer definierten Lage befindet.
Zur Unterstüt- zung dieser Regelung könnten die beiden Transistoren, die der oben erwähnten Trennungslinie zwischen leitenden und gesperrten Transistoren bei dem definierten äusseren Druck benachbart sind (also der letzte gesperrte und der erste leitende, von der Symmetrieachse in Fig. 1 her gesehen), herangezogen werden, indem die Ausgangssignale der den beiden Transistoren zugeordneten Abtaster für eine Minimum-Maximum-Regelung der Vorspannung Uo benutzt werden.
Arrangement for converting pressures into digital electrical signals
The invention relates to an arrangement for converting pressures into digital electrical signals.
The arrangement is particularly suitable for recording and converting sound waves into digital signals.
This transformation is increasingly being used in the transmission of speech.
Acoustic signals are usually transmitted through an analog electroacoustic transducer, e.g. B. a microphone, first converted into an analog electrical signal. After that, it is not uncommon, especially in the case of commercial voice transmission, to digitize this electrical signal, i.e. convert it into a pulse-coded signal. The coding can be done in a wide variety of ways. One example is the frequently used pulse code modulation.
However, the described method is very cumbersome and complex in terms of equipment. Attempts have therefore become known to digitize the electrical signal to be transmitted even earlier, namely when converting the acoustic signal into the electrical signal. The intermediate stage of the analog electrical signal is thus switched off and the technical effort is already considerably reduced.
A known arrangement with a diaphragm for the direct conversion of the sound waves into digital output signals contains an arrangement which is responsive to movement transmitted from the diaphragm. On the one hand, the movement of only one point or a small sub-area of the membrane is used, and on the other hand, the floating mass of the membrane is undesirably increased by additional aids that are mechanically connected to the membrane.
On the other hand, a field effect transistor has become known, the current flow of which is controlled by a mechanically oscillating, electrically pretensioned rod which is arranged above the interface between the two current flow electrodes. The vibrating rod achieves a field effect modulation of the current flowing through the transistor while the bias of the rod is kept constant.
The object of the invention is to provide an arrangement for converting pressure waves into digital electrical signals which is as small as possible and simple in structure. This object is achieved according to the invention in that a membrane is provided to absorb the pressure, which is capacitively coupled to electrical switching elements that are capable of two states, in such a way that the number of switching elements that are in one of the states mentioned is from the diaphragm deflection is dependent.
The advantage of this arrangement lies in the elimination of the double conversion, namely the conversion of the analog pressure signals into analog electrical signals and their conversion into digital electrical signals. By eliminating this intermediate step, the circuitry effort can be reduced considerably.
Another advantage lies in the use of field effect transistors as electrical switching elements, which can easily be integrated into a miniature circuit and thus enable a cheap and reliable construction. A particular advantage lies in the possibility of incorporating subsequent coding circuits into the integrated circuit and of producing the entire converter and coding arrangement in common manufacturing steps on a single semiconductor base plate. For the user, the advantage lies in the small dimensions and thus in the handiness of this arrangement.
In the following a special embodiment of the arrangement is explained in more detail with reference to the drawings.
Show it :
1 shows the schematic representation of a condenser microphone for the delivery of digital output signals,
2 shows the section through one of the field effect transistors 10 to 15 from FIGS
FIG. 3 the specification of some variables for the calculation of the arrangement according to FIG. 1.
In Fig. 1, a membrane 1, a counter electrode 2 and a jig 3 for the elastic suspension of the membrane are shown as the basic elements of a condenser microphone. Because of the required conductivity, the membrane consists either of a metal foil or of a metallized material. The diaphragm is not shown in its rest position in FIG. 1, but to illustrate the effect in a working position resulting from a pressure load.
Several field effect transistors 10 to 15 are arranged within the counter electrode 2. As indicated in FIG. 2, they contain a source and a suction electrode 4 and 5, respectively. The control electrode is formed by the membrane 1 which is electrically pretensioned with respect to the counter electrode 2. The geometric dimensions of this arrangement will be discussed later in the description. It should be emphasized, however, that any other switching elements to be capacitively coupled to the membrane can also be used instead of the field effect transistors.
The principle of this arrangement consists in arranging the field effect transistors 10 to 15 along such a distance that with constant electrical biasing of the membrane 1, deflections of the membrane of different magnitudes correspond to the number of capacitively influenced (e.g. blocked) transistors by the membrane to change the number of unaffected (e.g. conducting) transistors. In the case of a parabolically deforming membrane, an arrangement of the field effect transistors running radially to the stationary membrane is advantageous. As a result, if the membrane deflects slightly, the centrally located field effect transistors are first influenced by the middle part of the membrane acting as a control electrode.
In the event of a very strong deflection, the outer field effect transistors are also influenced by the membrane moving near them. If a sufficiently large number of such field effect transistors is now arranged along the route just defined, the strength of the diaphragm deflection can be specified, for example, by statistically determining the number of conductive transistors compared to the number of blocked transistors. The more field effect transistors are provided along this route, the closer the quantization values are to one another, and the more precisely the strength of the membrane deflection can be specified.
It is particularly advantageous if the number of field effect transistors provided corresponds to the number of desired quantization levels for the theoretically assumed analog signal.
Of course, other membrane shapes than that shown in FIG. 1 are also conceivable. In any case, the field effect transistors must be geometrically arranged in such a way that the number of elements influenced by the membrane changes as a function of the deflection of the membrane.
The field effect transistors 10 to 15 are followed by sampling circuits 20 to 25 according to FIG. 1, which are controlled by a sampling generator 30. The outputs of the sampling circuits are fed to a coding matrix 40. The sampling generator 30 is essentially a clock generator which controls the sampling circuits 20 to 25 in such a way that they pass their signal to the coding matrix 40 at defined times. Assuming 2n quantization levels, 2n field effect transistors and 2n sampling circuits 20 to 25 are also provided in the exemplary embodiment shown in FIG.
The above-mentioned statistical determination of the ratio of the number of blocked to the number of conductive field effect transistors can be simplified somewhat by the arrangement shown in FIG. When a certain diaphragm deflection occurs, some of the field effect transistors are switched on and the other part blocked. The dividing line running between switched-on and switched-off transistors shifts as a function of the diaphragm deflection along the path on which the transistors are arranged. It is therefore sufficient for the evaluation of the signals emitted by the transistors to determine the position of this dividing line.
This task can be taken over by the sampling circuits 20-25 in FIG. For example, it would be conceivable to design these circuits as non-equivalence circuits (exclusive OR). The output signals from two adjacent transistors could thus be compared with one another, which would result in only that sampling circuit delivering a signal which is connected to adjacent transistors with different switching states.
The coding matrix connected downstream of the scanning circuits 20 to 25 is used in this exemplary embodiment to convert the signals just described into binary-coded output signals, which can then be input directly into a data processing system for further processing, for example. In this case, the coding matrix could for example consist of a diode matrix with 2n x n elements. It goes without saying that any other coding matrix can be used, provided that coding is desired at all.
In the following, further details of the arrangement shown schematically in FIG. 1 will be discussed. The diaphragm 1 in the rest position has, as indicated in FIG. 3, the diameter 2 R and is located at a distance Do from the surface of the field effect transistors 10 to 15 arranged in one plane. The maximum deflection of the diaphragm compared to the rest position is a. Assuming that the membrane indicated in section in FIG. 3 assumes a parabolic shape when deflected, the following applies to the location-dependent distance D of the membrane from the field effect transistors, if x represents the location variable measured from the axis of symmetry of the membrane, (1) D (x) = Doa + R2 r2.
From the POISSON equation? "= -? /? Follows for the field strength F (N, L) at the surface of the semiconductor, if a barrier layer of strength L is to form at an impurity concentration N,
F = q-NL,
6 where q¯ denotes the electron charge and e denotes the dielectric constant of the semiconductor used. Let the channel located between the source and suction electrodes be n-doped, for example.
The current occurring per unit length within a field effect transistor with an applied voltage USD is: (2). r- "rAn =? / B (A-? ÁF /?) USD, where Á the carrier mobility, a the conductivity, A the height of the field effect transistor and B the channel length (Fig. 2).
The condition for the occurrence of the pinch-off effect is: A ss z 0 or?
F? A6.
-? Á
For example, with the values A = 10-4 cm,? = 1? -1 cm-1,? = 10-12 Asec / Vcm and Á = 3000 cm2 / Vsec a field strength of F = 3. 104 V / cm may be required to achieve the pinch-off effect.
Such values can be easily achieved with conventional condenser microphones in which Do = 10-3 cm and a bias voltage of U0 = 30 V is selected. In the case of an n-doping of the channel assumed above, the voltage Uo at the membrane would have to be selected to be negative compared to the counter electrode which is at the same potential with the transistors, so that a barrier layer is formed in the channel.
By differentiating equations (1) and (2) it follows: dD 2a dx-R2 x-, or dI / dF =? Á / B USD
On the other hand, if there is a bias voltage Uu between the membrane and the counterelectrode, the following applies for the field strength F between the counterelectrode and a point on the membrane at a distance D: dF Uo dD = - / D2À
The combination of the last three equations gives: dI 2a 6 A UO USD x "dx" "RDS (x -) 'TRT'
This equation indicates the change in the current as a function of the distance x-of the field effect transistor from the axis of symmetry, as defined in FIG. 3.
The following values, chosen as examples, serve to clarify: USD = 5V, B = 4.10-4 cm, R = 1.5 cm. With the numerical examples selected above, assuming that D (x-) can be replaced by Do for common condenser microphones, with a relative distance X / R = 0.1:
dI / @ = 15mA / cm2. dx
With a length of the individual transistor of 250 .mu.m the result is: --400. dix-
Assuming that digitization in 250 quantization steps is desired, the dimensions assumed above result in a length of 1.5 cm / 250 = 6.10-3 cm available for a transistor. The differences in the current values between the individual transistors are 2.4 ÁA. Such values can still be processed well by the following sampling circuits 20 to 25. The microphone sensitivity increases towards the periphery by a factor of about 10, which results in differences in the current values of 24 μA at these points.
Because of the small dimensions of the field effect transistors, it is possible to produce the scanning circuits and the coding matrix together with the transistors in common production steps in the form of an integrated circuit. For example, the circuit could be implemented using mesa technology.
For the exemplary embodiment shown, it would be expedient to arrange the field effect transistors on the surface of the counterelectrode 2 according to FIG. 1, so that a good interaction with the membrane serving as control electrode is achieved. In this example it is expedient to arrange the scanning circuits and the coding matrix at a certain distance from the membrane in order to eliminate disruptive influences of the electrical field emanating from the membrane on these circuits.
From the calculations outlined above it can be seen that the arrangement is relatively sensitive to changes in the preload Uo. If necessary, means for keeping this tension constant must be provided, which ensure that the membrane is always in a defined position when there is a defined external pressure on the membrane.
The two transistors that are adjacent to the above-mentioned dividing line between conductive and blocked transistors at the defined external pressure (that is, the last blocked and the first conductive, viewed from the axis of symmetry in FIG. 1) could be used to support this regulation by using the output signals of the samplers assigned to the two transistors for a minimum-maximum control of the bias voltage Uo.