Netzschutzanordnung Zur Erfassung verschiedener Fehler in Energieversor- aungsnetzen ist es vorteilhaft, Netzschutzanordnungen zu verwenden, die nicht nur eine einzige elektrische Netz- grösse überwachen, sondern deren Funktion von dem Produkt zweier elektrischer Grössen unter Berücksichti gung des zwischen ihnen vorhandenen Phasenwinkels abhängt. Netzschutzanordnungen dieser Art finden insbe sondere als Erdschluss- oder Distanzrelais Verwendung.
In der Vergangenheit sind verschiedene Typen von Netz schutzanordnungen vorgeschlagen worden, die ein Induk tionsscheiben-, ein Induktionsschleifen- oder Zylinderre lais oder eine Gleichrichter-Brückenschaltung mit emp findlichem Drehspulrelais enthalten. Mit der Steigerung der Funktionsgeschwindigkeit verschiedener Elemente in Energieversorgungsnetzen ist es notwendig geworden, auch die Arbeitsgeschwindigkeit der Netzschutzanord- nung zu vergrössern. Die moderne Entwicklung strebt daher die Verwendung von Halbleiterschaltungen an, um verschiedene Signale zu erfassen und damit letztlich Kontakte von Anordnungen, wie Leistungsschalter, zu steuern.
Wenn solche Halbleiterschaltungen in Netzschutzan- ordnungen eingesetzt werden und diese Anordnungen zum schnellen Ansprechen ausgelegt sind, besteht ständig die Gefahr, dass die Relais bei Ausgleichsvorgängen ansprechen, die kein Zeichen für einen tatsächlich zu erfassenden, fehlerhaften Zustand des Energieversor gungsnetzes sind. Die Eliminierung dieser im allgemeinen nicht nennfrequenten Anteile in den Messgrössen durch Filter gibt Anlass zu Zeitverzögerungen, die in der Eigenschaft der Filter begründet sind und die unter gewissen Umständen unerwünscht sind.
Um Zeitverzögerungen bei einer Netzschutzanord- nung zu vermeiden, bei der zwei aus den Netzspannungen und/oder aus den Netzströmen abgeleitete elektrische Grössen unter Berücksichtigung des zwischen ihnen vorhandenen Phasenwinkels zur Überwachung eines Energieversorgungsnetzes dienen, wobei zumindest eine der abgeleiteten elektrischen Grössen zunächst einer auf die Netzfrequenz abgestimmten Filteranordnung zuge- führt wird, wird eine Filteranordnung vorgeschlagen, die erfindungsgemäss durch eine Steuerschaltung selbsttätig ein- und ausgeschaltet wird.
Vorteilhafterweise erfolgt das Ein- und Ausschalten der Filteranordnung durch die Steuerschaltung in Abhän gigkeit vom elektrischen Zustand des zu überwachenden Energieversorgungsnetzes derart, dass bei einem Fehler im zu überwachenden Energieversorgungsnetz die Filter anordnung eingeschaltet wird. Auf diese Weise sind durch die Filteranordnung hervorgerufene Zeitverzögerungen auf ein Minimum herabgedrückt.
Zur näheren Erläuterung der Erfindung sind in den Fig. 1 und 2 Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäs- sen Filteranordnung dargestellt.
Fig. 3 zeigt eine zum Einsatz der erfindungsgemässen Filteranordnung geeignete Netzschutzanordnung, und in der Fig.4 ist eine Anzahl von Diagrammen dargestellt, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Netzschutzan- ordnung nach Fig. 3 geeignet sind.
In der Fig.5 ist ein Ausschnitt aus einem Energieversor gungsnetz mit den Schaltungselementen dargestellt, die zur Gewinnung von elektrischen Grössen für eine als Erdschlussrichtungsrelais ausgeführte Netzschutzanord- nung mit Nullstrom-Kompensation erforderlich sind.
Fig. 6 zeigt ' eine der Fig. 5 ähnliche Anordnung zur Gewinnung von elektrischen Grössen für eine als Erd- schlussrichtungsrelais ohne Kompensation wirkende Netzschutzanordnung.
Fig.7 gibt eine Anordnung wieder, die zur Gewin nung von elektrischen Grössen für eine als ein doppelt polarisiertes Relais wirkende Netzschutzanordnung dient, und in der Fig. 8 ist eine Netzschutzanordnung als Richtungsre lais dargestellt.
Die Fig. 9 gibt eine Reihe von Diagrammen wieder, die drei mögliche Auslösecharakteristiken der Netzschutzan- ordnung als Erdschlussrichtungsrelais zeigen; in der Fig. 10 ist eine Folge von RX-Diagrammen darge stellt, die drei mögliche Auslösecharakteristiken einer als Distanzrelais arbeitenden Netzschutzanordnung wieder geben.
Wendet man sich. zunächst der Fig. 1 zu, in der eine Filteranordnung mit der zu ihrem selbsttätigen Ein- und Ausschalten erforderlichen Steuerschaltung dargestellt ist, dann erkennt man drei Klemmen, die mit den Phasen R, S und T verbunden sind. Die mit der Phase R verbundene Klemme ist über einen Kondensator 1 und eine Spule 2 sowie über zwei gegeneinander geschaltete Zenerdioden 3 mit einem Ende der Primärwicklung eines Transformators 4 verbunden. Die Phasen S und T sind an eine Drossel 5 mit Mittenanzapfung angeschlossen. Die Phase T ist ausserdem über einen Widerstand 6 an den Verbindungspunkt der Spule 2 und den Zenerdioden 3 angeschlossen.
Die Mittenanzapfung der Drossel 5 steht mit dem anderen Ende der Primärwicklung des Transfor mators 4 in Verbindung. Der Transformator 4 hat drei Sekundärwicklungen, jeweils eine für eine der zu überwa chenden Phasen; die mit in der Figur nicht näher dargestellten Anordnungen verbundenen Sekundärwick lungen sind in der Figur unterbrochen eingezeichnet. Die ausgezogene Sekundärwicklung des Transformators 4 ist mit einem Brückengleichrichter 7 verbunden, an dessen Gleichspannungsausgang der Kondensator 8 angeschaltet ist. Über eine Drossel 9 ist die Basis eines Transistors 10 angeschlossen.
Vier Dioden 11, 12, 13 und 14 bilden eine Brückenschaltung; die Anoden der Dioden 11 und 12 sind gemeinsam an den Kollektor des Transistors 10 herangeführt, während die Kathoden der Dioden 13 und 14 gemeinsam an den Leiter 15 angeschlossen sind, der mit dem Emitter des Transistors 10 und der negativen Gleichspannungsausgangsklemme des Brückengleichrich ters 7 in Verbindung steht. Der Brückengleichrichter 7 und die Schaltungselemente 8 bis 14 bilden eine Steuer schaltung für die Filteranordnung, die im dargestellten Ausführungsbeispiel als Serienresonanzkreis ausgebildet ist.
Der Serienresonanzkreis besteht aus der Drossel 16 und dem Kondensator 17 sowie aus zwei Widerständen 18 und 19 und ist zwischen zwei Klemmen KI und K2 angeordnet. Die Klemmen K1 und K2 sind die Eingangs klemmen der Filteranordnung. Die Bauelemente 16, 17 und 18 sind vorgesehen, um die gewünschte Filtercharak teristik zu gewinnen, und der Widerstand 19 ist genügend gross gewählt, um die Resonanzschärfe so weit zu erniedrigen, dass nur sehr wenig Energie in der Filteran ordnung gespeichert werden kann. Die Funktion der Filteranordnung ist im folgenden näher erläutert: Tritt ein Fehler im zu überwachenden Energieversor gungsnetz ein, dann fliesst ein Strom von der Phase R durch die Primärwicklung des Transformators 4 zur Mittenanzapfung der Drossel 5.
Die Filteranordnung ist so dimensioniert, dass im ungestörten Betrieb kein Ein gangssignal am Transformator 4 ansteht. Wenn indessen eine Unsymmetrie infolge eines Fehlers auftritt, dann wird dem Transformator 4 eine Eingangsgrösse zuge führt. Die beiden gegeneinandergeschalteten Zenerdioden 3 bilden einen Schwellwert, so dass die Schaltung bei kleinen Unsymmetrien nicht erregt werden kann.
Die Ausgangsgrösse des Transformators 4 wird über den Brückengleichrichter 7 dem Kondensator 8 zugeführt, der die Ausgangsgrösse zusammen mit der Drossel 9 speichert, um sicherzustellen, dass, wenn einmal ein Signal erzeugt worden ist, dieses Signal an der Basis des Transistors 10 für eine ausreichende Zeitdauer ansteht, z.B. für etwa 100 ms. Solange der Transistor 10 durchgesteuert ist, sind die Klemmen G und H kurzgeschlossen, wodurch der Widerstand 19 unwirksam ist. Unter diesen Umständen ist die Filteranordnung eingeschaltet und daher wirksam und unterdrückt, falls sie auf die Netzfrequenz abge stimmt ist, nicht-nennfrequente Störgrössen.
Wie oben bereits ausgeführt wurde, ist die Filteranordnung nur beim Auftreten eines Fehlers wirksam, so dass keine Energie zu Beginn eines Fehlers gespeichert ist. Auf diese Weise sind die Vorteile einer Ausfilterung gegeben, ohne den Nachteil von Zeitverzögerungen in Kauf nehmen zu müssen, die durch- die Energiespeicherung im Filter verursacht werden.
Fig. 2 zeigt eine weitere Filteranordnung, die Wider stände 20 und 21 und einen Parallelresonanzkreis enthält, der die Drossel 22 und den Kondensator 23 aufweist. Die Klemmen G und H der Anordnung nach Fig. 1, das sind die Klemmen der aus den Dioden 11 bis 14 bestehenden Brücke, sind in Reihe mit dem Parallelresonanzkreis geschaltet. Wenn die Klemmen G und H offen sind, dann ist der auf die Netzfrequenz abgestimmte Resonanzkreis unwirksam, so dass keine Energie in ihm gespeichert werden kann.
Wenn indessen ein Fehler auftritt, und die Klemmen G und H kurzgeschlossen sind, dann wird der Parallelresonanzkreis wirksam und lässt nur die netzfre- quenten Messgrössen an die Ausgangsklemme K2 wei ter.
Betrachtet man nun die Fig. 3, dann erkennt man, dass eine Eingangsklemme 24 dieser Netzschutzanord- nung über einen Widerstand 25, über eine Primärwick lung eines Wandlers 26, über eine Sekundärwicklung einer Zwei-Wicklungs-Drossel 27 und über einen Kon densator 28 mit einer weiteren Eingangsklemme D verbunden ist. Dioden 29, 30, 31 und 32 sind in Form eines Ringmodulators angeordnet. Ein Ende der mitten angezapften Sekundärwicklung des Wandlers 26 ist mit dem Verbindungspunkt der Dioden 29 und 30 und das andere Ende der Sekundärwicklung mit dem Verbin dungspunkt der Dioden 31 und 32 verbunden.
Die Eingangsklemmen C und D sind an die Primärwicklung einer Zwei-Wicklungs-Drossel 33 herangeführt, deren Sekundärwicklung mit einem Ende an die Mittenanzap- fung der Sekundärwicklung des Wandlers 26 und mit ihrem anderen Ende über einen Kondensator 34 an den Abgriff einer Potentiometeranordnung angeschlossen ist, die aus einer an die Verbindungspunkte der Dioden 29 und 31 bzw. 30 und 32 angeschlossenen, aus den Widerständen 35, 36 und 37 bestehenden Reihenschal tung gebildet ist. Die Anschlüsse X in den beiden Teildarstellungen der Fig.3 sind ebenso wie die An schlüsse Y untereinander verbunden.
Die Ausgangsspan nung des Ringmodulators liegt über den Widerstand 38 an der Basis des Transistors 39, dessen Kollektor über den Widerstand 40 mit der positives Potential führenden Stromversorgungsleitung 41 und dessen Emitter mit der negatives Potential führenden Stromversorgungsleitung 42 verbunden ist; der Widerstand 38 liegt im Eingangs kreis einer die Ausgangsspannung des Ringmodulators intergrierenden Schaltungsanordnung.
Der Kollektor des Transistors 39 ist auch über den Widerstand 43 an die Basis des Transistors 44 angeschlossen, dessen Kollektor über den Widerstand 45 an die Stromversorgungsleitung 41 angeschlossen ist; der Emitter des Transistors 44 steht unter Zwischenschaltung des Widerstandes 46 mit der Stromversorgungsleitung 42 in Verbindung. Der Emitter des Transistors 44 ist auch unmittelbar mit der Basis des Transistors 47 verbunden, dessen Kollektor über einen festen Widerstand 48 und einen einstellbaren Widerstand 49 mit der Stromversorgungsleitung 41 in Verbindung steht; der Emitter des Transistors 47 ist über eine Diode 50 mit der Stromversorgungsleitung 42 verbunden.
Der Kollektor des Transistors 47 steht auch über einen Widerstand 51 mit einem Kondensator 52 in Verbindung, der andererseits an die Stromversorgungsleitung 42 ange schlossen ist. Der Kollektor des Transistors 47 ist mit einer Auswerteeinrichtung über eine Vierschichtdiode 53, einen Widerstand 54 und einen Widerstand 55 auch mit der Stromversorgungsleitung 42 verbunden. Der Verbin dungspunkt der Widerstände 54 und 55 ist über eine Diode 56 und einen Kondensator 57 ebenfalls an die Stromversorgungsleitung 42 angeschlossen.
Der Verbin dungspunkt der Diode 56 und des Kondensators 57 ist mittels Widerstände 58 und 59 mit der Stromversor gungsleitung 42 verbunden, und der Verbindungspunkt der Widerstände 58 und 59 ist an die Basis eines Transistors 60 herangeführt; der Emitter dieses Transi stors 60 ist an die Stromversorgungsleitung 42 ange schlossen, während sein Kollektor über die Wicklung eines Relais 61 mit der Stromversorgungsleitung 41 in Verbindung steht.
Der Wicklung des Relais 61 ist eine Diode 62 zur Löschung parallelgeschaltet. Die Kontakte des Relais 61 bestehen aus einem einpoligen Umschaltkontakt mit überlappender Kontaktgabe. Die festen Kontakte dieses Relais sind miteinander über eine Schutzschaltung ver bunden, die einen Widerstand 63 und einen Kondensator 64 aufweist.
Ein Kondensator 65 ist der aus der Diode 53 und dem Widerstand 54 bestehenden Reihenschaltung parallelge schaltet, und der Verbindungspunkt des Kondensators 65 und des Widerstandes 54 ist über eine Diode 66 und über einen Kondensator 67 mit der Stromversorgungsleitung 42 verbunden. Der Verbindungspunkt der Diode 66 und des Kondensators 67 ist mit der negatives Potential führenden Stromversorgungsleitung 41 über Widerstände 68 und 69 verbunden. Der Verbindungspunkt der Wider stände 68 und 69 ist an die Basis eines Transistors 70 herangeführt, dessen Emitter mit der Stromversorgungs leitung 42 und dessen Kollektor über einen Widerstand 71 mit der Stromversorgungsleitung 41 in Verbindung steht.
Der Kollektor des Transistors 70 ist ausserdem über einen Widerstand 72 an die Basis eines Transistors 73 angeschlossen, dessen Emitter an die Stromversor gungsleitung 42 und dessen Kollektor über einen Wider stand 74 an die Stromversorgungsleitung 41 angeschlos sen ist; der Kollektor des Transistors 73 ist mit einer Ausgangsklemme 75 verbunden, die auch mit der Strom versorgungsleitung 42 über eine Zenerdiode 76 in Verbin dung steht.
Die Stromversorgung erfolgt über Anschlussklemmen 77 und 78, wobei die Anschlussklemme 78 direkt mit der Stromversorgungsleitung 42 und die Klemme 77 über einen Widerstand 79 mit der positives Potential führen den Stromversorgungsleitung 41 in Verbindung steht. Eine Zenerdiodenanordnung 80 und eine Schutzdiode 81 sowie ein Kondensator 82 sind zueinander parallel zwi schen den Stromversorgungsleitungen 41 und 42 angeord net.
Zur Erläuterung der Funktion der in der Fig, 3 ausgeführten Netzschutzanordnung soll folgendes ausge führt werden: Die Induktivität der Primärwicklung des Wandlers 26 und die Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 27 bilden zusammen mit der Kapazität des Kondensators 28 einen Resonanzkreis, der auf die Netzfrequenz abge stimmt ist. Vorteilhafterweise ist der im Resonanzkreis eingefügte Widerstand 25 durch die Steuerschaltung gemäss Fig. 1 zu beeinflussen.
In ähnlicher Weise bildet die Induktivität der Sekundärwicklung der Zwei-Wick- lungs-Drossel 33 mit der Kapazität des Kondensators 34 einen auf die Netzfrequenz abgestimmten Reihenreso- nanzkreis. Diese beiden auf die Netzfrequenz abgestimm ten Resonanzkreise sind verhältnismässig unempfindlich gegenüber Ausgleichsvorgängen.
Da die Schaltungsele mente zwischen den Eingangsklemmen 24 und D einen Reihenresonanzkreis darstellen, nehmen die Ströme im Resonanzfall ein Maximum an, so dass die Ausgangs- grösse an der Sekundärwicklung des Wandlers 26 bei der Resonanzfrequenz ein Maximum aufweist. In ähnlicher Weise erreicht der Strom durch die Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 33 bei der Resonanzfre quenz ein Maximum.
Wie oben bereits ausgeführt, sind die Dioden 29, 30, 31, 32 als Ringmodulator oder Phasendetektor angeord net, so dass, wenn die beiden von der Sekundärwicklung des Wandlers 36 und der Sekundärwicklung der Zwei- Wicklungs-Drossel 33 zugeführten Ströme zur selben Zeit die gleiche Polarität aufweisen, der Verbindungspunkt der Dioden 29 und 31 positives Potential relativ zum Verbindungspunkt der Dioden 30 und 32 aufweist; dadurch entsteht an der Basis des Transistors 39 ein positives Potential, durch das der Transistor durchlässig Gesteuert wird.
Im Gegensatz dazu wird im dem Falle, in dem die beiden oben näher bezeichneten Ströme unter schiedliche Polarität aufweisen oder einer von ihnen Null ist, von dem Ringmodulator eine negative Spannung oder eine Spannung mit dem Wert Null abgegeben, wodurch der Transistor 39 gesperrt wird.
Ist der Transistor 39 durchgeschaltet, dann liegt sein Kollektor etwa auf dem Potential der negatives Potential führenden Stromversorgungsleitung 42, wodurch der Transistor 44 gesperrt wird, der wiederum seinerseits den Transistor 47 sperrt. Im gesperrten Zustand des Transi stors 47 liegt sein Kollektor etwa auf dem Potential der Stromversorgungsleitung 41, wenn man von dem Span nungsabfall an den Widerständen 48 und 49 absieht, und der Kondensator 52 lädt sich über die Widerstände 49, 48 und 51 auf.
Wenn die sich am Kollektor des Transistors 47 bildende Spannung die Durchbruchspannung der Diode 53 erreicht, die z.B. eine Vierschichtdiode ist, dann bricht diese Diode durch und die in dem Kondensator 52 gespeicherte Ladung wird über den Widerstand 54 und über die Diode 56 auf den Kondensator 57 und über den Widerstand 54 und über die Diode 66 auf den Kondensa tor 67 übertragen. Da die Spannung, die den Durchbruch bestimmt, der Spannung an der Vierschichtdiode 53 entspricht, ist es zur zufriedenstellenden ,Funktion der Schaltung erforderlich, dass die Spannung an der Vier schichtdiode der Potentialdifferenz zwischen dem Kollek tor des Transistors 47 und Masse entspricht.
Die Dioden 56 und 66 schaffen die notwendige Trennung zwischen der der Vierschichtdiode nachgeordneten Schaltungsan ordnung (Auswerteeinrichtung), so dass die Potentiale an den Kondensatoren 57 und 67 nicht am Verbindungs punkt der Widerstände 54 und 55 erscheinen können.
Wenn der Kondensator 57 geladen ist, dann steigt die Spannung an dem aus den Widerständen 58 und 59 bestehenden Potentiometer, wodurch die Basis des Tran sistors 60 auf ein positives Potential angehoben wird; der Transistor 60 wird durchgeschaltet, was einen Stromfluss durch die Wicklung des Relais 61 zur Folge hat.
In ähnlicher Weise verändert sich die Spannung an dem aus den Widerständen 68 und 69 bestehenden Potentiometer, wodurch die Basis des Transistors 70 positiv und der Transistor ebenfalls durchlässig gesteuert wird. Wenn der Transistor 70 leitend wird, liegt sein Kollektor nahezu auf dem Potential der Stromversor gungsleitung 42; der Transistor 73 wird dadurch ge sperrt, und das Potential an seinem Kollektor steigt auf das der Stromversorgungsleitung 41, wodurch eine positi ve Spannung an der Ausgangsklemme 75 hervorgerufen wird. Ein Auslösesignal kann von der Netzschutzanord- nung entweder über Kontakte des Relais 61 oder an der Ausgangsklemme 75 abgenommen werden; dies ist von den nachgeordneten Anordnungen abhängig.
Es bestehen bei der erfindungsgemässen Netzschutz anordnung zwei Einstellmöglichkeiten zur Beeinflussung des Auslösebereiches, von denen die eine in der Einstel lung des einstellbaren Widerstandes 36 besteht. Dieser Widerstand ist vorgesehen, um einen Abgleich des Ring- modulators derart zu erzielen, dass bei verschiedenen Nullbedingungen der Eingangsgrössen am Ringmodula- tor eine Ausgangsspannung mit dem Werte Null auftritt.
Beispielsweise soll bei einer von der Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 33 abgegebenen Eingangs- grösse und bei einer Eingangsgrösse Null von der Sekundärwicklung des Wandlers 26 keine Ausgangsspan nung an den Klemmen des Ringmodulators erscheinen. Üblicherweise wird an die Klemmen 24 und D eine der Leitungsspannung proportionale Messgrösse und an die Klemmen C und D eine aus dem Leitungsstrom abgelei tete Messgrösse angelegt.
Die zweite Einstellmöglichkeit zur Bestimmung des Auslöseverhal_tens der erfindungsgemässen Netzschutzan- ordnung besteht in einer Beeinflussung der Ladezeitkon- stanten für den Kondensator 52. Der Ladekreis dieses Kondensators enthält zu diesem Zwecke den einstellba ren Widerstand 49. Da die Vierschichtdiode 53 durch bricht, wenn der Kondensator 52 eine vorbestimmte Spannung aufweist, hängt die Betätigung des Relais der erfindungsgemässen Netzschutzanordnung von der Zeit dauer ab, die der Kondensator 52 zum Aufladen auf die vorbestimmte Spannung benötigt.
Durch Änderung des Widerstandes 49 kann die Ladegeschwindigkeit des Kon- densators 52 eingestellt werden. Um eine unerwünschte Betätigung des Relais 61 zu vermeiden, wenn eine Reihe von Durchbrüchen der Vierschichtdiode 53 mit einer damit verbundenen Aufladung der Kondensatoren 57 und 67 eintritt, ist es erforderlich, dass die Vierschicht diode in ihrer Funktion von einer Spannung abhängig ist, die der Potentialdifferenz zwischen dem Kollektor des Transistors 47 und dem Minuspotential entspricht. Wie oben bereits ausgeführt wurde, trennen die Dioden 56 und 66 die Kondensatoren 57 und 67 von der Vier schichtdiode ab.
Der Widerstand 55 verbindet den Ver bindungspunkt der Dioden 56 und 66 und des Widerstan des 54 mit dem Minuspotential, wobei der Widerstands wert des Widerstandes 55 erheblich kleiner als der Sperrwiderstand der Dioden 56 und 66 ist. Daher liegt dieser Punkt nahezu auf Minuspotential, und die wirksa me Spannung an der Vierschichtdiode 53 entspricht der Potentialdifferenz zwischen dem Kollektor des Transi stors 47 und Minuspotential.
Durch Änderung des Wi derstandes 49 kann daher die Charakteristik der erfin- dungsgemässen Netzschutzanordnung eingestellt werden, indem dadurch die Zeitdauer festgelegt wird, während der Transistor 47 leitend sein muss, bevor die Netzschutz anordnung anspricht, und dies wiederum bestimmt die Phasendifferenz zwischen den dem Ringmodulator zuge führten Grössen, bei der eine Auslösung stattfindet. Wendet man sich nun der Fig.4 zu, dann erkennt man in dem Diagramm a eine Darstellung der Span nung im zu überwachenden Energieversorgungsnetz über der Zeit.
Diese Darstellung wird als Bezugskurve für die ferner gezeigten Diagramme verwendet. Das Diagramm b zeigt einen Strom, der in Phase mit der Kurve nach Diagramm a ist; dieser Strom kann in einer der Phasen oder im Nulleiter der Stromwandler auftreten und kann als eine Eingangsgrösse für den Ringmodulator verwen det werden.
Nimmt man an, dass die Kurve nach a die eine Eingangsgrösse des Ringmodulators ist, dann ist die Kurve nach Diagramm c ein weiterer Strom, der als weitere Eingangsgrösse für den Ringmodulator verwen det werden kann; der weitere Strom weist eine Phasendif ferenz von 90 zur Kurve nach Diagramm a auf. Das Diagramm d zeigt einen weiteren Strom, der dem Ringmodulator unter bestimmten Umständen zugeführt wird, wobei der Strom um 180 gegenüber der Bezugs spannung nach Diagramm a phasenverschoben ist.
Das Diagramm e zeigt die Ausgangsspannung des Ring- modulators, die der Basis des Transistors 39 zu geführt wird, wenn die Eingangsgrössen des Ring- modulators in ihren Kurvenläufen den Darstellungen nach a und b entsprechen. Man erkennt, dass der Ringmodulator eine nahezu konstante Ausgangsgrösse abgibt, solange sich eine oder beide seiner Eingangsgrös- sen nicht dem Wert Null nähern, so dass eine nahezu konstante Ausgangsspannung mit spitzen Einbrüchen bis zur Nullinie entsteht.
Das Diagramm f zeigt die Ausgangsgrösse des Ringmodulators, wenn ihm Ein- gangsgrössen gemäss den Diagrammen a und c zugeführt werden.
Man stellt fest, dass jeweils nahezu konstante positive Ausgangsimpulse erzeugt werden, wenn die in den Diagrammen a und c dargestellten Grössen entweder beide negative oder beide positive Polarität aufweisen, und dass nahezu konstante negative Ausgangsimpulse dann hervorgerufen werden, wenn die Grösse gemäss a positiv und die gemäss c negativ ist oder umgekehrt, wenn die Grösse gemäss c positiv und die gemäss a negativ ist.
Das Diagramm g zeigt die Ausgangsspannung des Ringmodulators, wenn seinen Eingängen elektrische Grössen gemäss den Diagrammen a und d zugeführt werden; man erkennt, dass die Ausgangsspannung des Ringmodulators negativ mit etwa konstanter Amplitude mit dazwischen liegenden, bis zur Nullinie reichenden Spitzen besteht, wobei die Spitzen dann auftreten, wenn sich eine oder beide Grössen nach a und d hichsicht- lich ihrer Polarität ändern.
Da der Transistor 39 nur dann leitend wird, wenn die ihm zugeführte Spannung positive Polarität aufweist, zeigt die Ausgangsgrösse des Transistors 39 eine Kurvenform ähnlich der nach den Diagrammen e und f , abgesehen davon, dass sie beschnitten ist und keinen Ausschlag in negativer Rich tung aufweist. Folglich wird die Kurve nach g unter drückt, da keine Werte unterhalb der Nullinie in der Ausgangsgrösse des Transistors 39 erscheinen; deshalb ist auch die Kurve f als Ausgangsgrösse des Transi stors 39 durch die Nullinie begrenzt.
Das Diagramm h zeigt das Potential im Kollektor des Transistors 47, wenn seiner Basis eine Grösse nach e zugeführt wird. Sobald der Transistor 39 durchge schaltet ist, ist der Transistor 47 gesperrt und der Kondensator 52 beginnt sich über die Widerstände 49, 48 und 51 aufzuladen. Wie oben bereits ausgeführt, ist die Aufladungsgeschwindigkeit von der Einstellung des ver änderbaren Widerstandes 49 abhängig. Der Kondensator 52 beginnt sich aufzuladen; bevor seine Spannung jedoch die Bezugslinie r im Diagramm h erreicht, geht die Kurve nach e durch Null, wodurch der Transistor 39 gesperrt, der Transistor 47 durchgeschaltet und der Kondensator 52 auf Null entladen wird.
Im folgenden Zyklus beginnt sich der Kondensator 52 wieder aufzula den, wenn der Transistor 47 gesperrt ist, und die Spannung am Kollektor des Transistors 47 steigt so lange, bis sie die Bezugslinie r erreicht; in diesem Augenblick bricht die Vierschichtdiode 53 durch, und ein Teil der Ladung des Kondensators 52 wird über die Widerstände 51 und 54 sowie über die Diode 56 auf den Kondensator 57 übertragen, wodurch die Spannung am Kondensator 52 abnimmt. Der Transistor 47 bleibt indessen gesperrt, und der Ladevorgang setzt sich ent sprechend der zweiten Ladekurve fort, bis der Transistor 39 nochmals gesperrt, der Transistor 47 dadurch geöffnet und der Kondensator 52 entladen wird.
Das. Diagramm h zeigt auch, was geschieht, wenn der Widerstand 49 in seinem Wert vermindert wird. Betrachtet man den Kurvenabschnitt, der im Punkte M beginnt, dann erkennt man, dass die Steigung dieses Kurvenabschnittes erheblich steiler als der vorhergehen den Abschnitte ist, weil der Widerstand 49 kleiner gewor den ist. Die Bezugslinie r wird daher schneller erreicht. Die Vierschichtdiode 53 bricht durch, und die Kondensa toren 52 u. 57 beginnen sich wieder aufzuladen, nachdem die Spannung entsprechend der Ladungsübertragung vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 vermindert worden ist.
Die Spannung am Kollektor des Transistors 47 steigt noch einmal bis zur Bezugslinie r an, und man erkennt, dass wegen der trennenden Diode 56 die Span nung an der Vierschichtdiode 53 tatsächlich der Poten tialdifferenz zwischen dem Kollektor des Transistors 47 und Masse entspricht. Die Vierschichtdiode 53 bricht daher nochmals durch, und es wird weitere Ladung vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 übertragen. Der Kondensator 52 beginnt sich danach nochmals so lange aufzuladen, bis entweder der Transistor 47 leitend wird oder die Vierschichtdiode 53 durchbricht, je nachdem, was zuerst eintritt.
Wie im Diagramm h dargestellt, ist angenommen, dass der Transistor 47 noch einmal leitend wird, da die Kurve e nochmals auf Null abfällt, wodurch der Kondensator 52 vollständig entladen wird, und der Zyklus neu beginnt.
Wenn der Widerstand 49 noch weiter vermindert wird, dann nimmt die Aufladungsgeschwindigkeit des Kondensators 52 noch mehr zu, wie dies die letzten beiden Kurvenabschnitte in der Darstellung h zeigen. Die Vorgänge laufen in der eben beschriebenen Weise ab, mit Ausnahme davon, dass die Aufladungsgeschwindig- keit grösser ist und dass die Spannung die Bezugslinie r in einer kürzeren Zeit erreicht; dadurch findet eine grössere Zahl von Durchbrüchen der Vierschichtdiode 53 sowie von Energieübertragungen vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 statt.
Es ist verständlich, dass gleichzeitig mit der Energieübertragung vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 auch ein Energietransport vom Kondensator 52 zum Kondensator 67 über den Widerstand 54 und die Diode 66 erfolgt.
Nunmehr sei das Diagramm i der Fig. 4 betrachtet, das die Spannung am Kollektor des Transistors 47 zeigt, wenn der Basis des Transistors 39 eine Grösse nach f zugeführt wird. Man erkennt, dass so lange keine Ände rung der Kollektorspannung eintritt, bis die Kurve nach f positiv wird; dann wird nämlich der Transistor 39 leitend und der Transistor 47 gesperrt, und der Konden- sator 52 beginnt sich aufzuladen. Es sei angenommen, dass er sich in derselben Weise, wie im Diagramm h gezeigt, auflädt, d.h. der Widerstand 49 ist genauso eingestellt wie bei den ersten drei Kurvenabschnitten des Diagramms h .
Man erkennt, dass das Potential am Kollektor des Transistors 47 die Durchbruchspannung der Vierschichtdiode 53 nicht erreicht, so dass sich der Kondensator 52 so lange auflädt, bis der Transistor 47 leitend wird und dadurch den Kondensator zur Entla dung am Ende der positiven Halbwelle der Spannung nach f veranlasst. Der Kondensator 52 bleibt entladen, bis die Spannung nach Diagramm f wieder positiv wird; in diesem Augenblick beginnt sich der Kondensator 52 wiederum aufzuladen, aber er erreicht noch nicht die Durchbruchspannung der Vierschichtdiode.
Beim nächsten Impuls des Diagramms i indessen ist angenommen, dass der Widerstand 49 in seinem Wert derart vermindert worden ist, wie es bereits im Hinblick auf das Diagramm h angenommen worden ist. Man erkennt nun, dass die Aufladungsgeschwindigkeit des Kondensators 52 grösser geworden ist und dass das Potential am Kollektor des Transistors 47 schneller ansteigt und die Bezugslinie r erreicht; es bricht dann die Vierschichtdiode 53 durch, wodurch ein Energie transport zum Kondensator 57 über den Widerstand 54 und die Diode 56 erfolgt. Der Kondensator 52 beginnt sich danach wieder aufzuladen, aber bevor seine Span nung die Bezugslinie r nochmals erreicht, wird der Transistor 39 gesperrt, da die Kurve f negative Polari tät annimmt.
Gleichzeitig wird der Transistor 47 leitend und der Kondensator 52 entladen. Dieser Vorgang wie derholt sich nochmals, wenn die Kurve f wieder positive Polarität annimmt.
Wenn, wie im weiteren Verlauf des Diagramms h gezeigt wurde, der Widerstand 49 noch weiter vermindert wird, dann lädt sich der Kondensator 52 noch schneller auf, und die Spannung steigt noch schneller an; sie erreicht die Bezugslinie r , wo dann die Vierschichtdio- de 53 durchbricht und damit eine teilweise üb-ertragung der Energie von Kondensator 52 auf den Kondensator 57 ermöglicht. Der Kondensator 52 beginnt sich nochmals aufzuladen und erreicht wiederum die Bezugslinie r , wobei dann die Vierschichtdiode nochmals durchbricht und weitere Ladung auf den Kondensator 57 übertragen wird.
Danach beginnt sich der Kondensator 52 wiederum aufzuladen, aber bevor seine Spannung die Bezugslinie r erreicht, wird die Kurve f negativ, so dass der Transistor 39 gesperrt und der Transistor 47 leitend wird. Dieser Vorgang wiederholt sich, wenn die Kurve f noch einmal positive Polarität annimmt.
Das Diagramm j der Fig.4 zeigt die Zeiten, während der die Transistoren 60 oder 70 leitend sind, da beide demselben Gesetz gehorchen. Das Diagramm j bezieht sich besonders auf das Diagramm h und man erkennt, dass der Transistor 60 gesperrt bleibt, bis die Kurve h die Bezugslinie r erreicht; in diesem Augenblick wird durch die infolge der übertragenen Ladung an dem Kondensator 57 liegenden Spannung der Transistor 60 durchgeschaltet. Die Ladung des Konden- sators 57 hält den Transistor 60 leitend, bis der Konden sator 57 über die Widerstände 58 und 59 ausreichend entladen ist, wobei sich das Potential an der Basis des Transistors 60 dem der Stromversorgungsleitung 42 nä hert.
Der gleiche Vorgang läuft beim zweiten Impuls des Diagramms j ab. Beim dritten Impuls indessen ist zweimal Ladung vom Kondensator 52 auf den Konden sator 57 übertragen worden, und die Entladung beginnt nicht, bevor die zweite Ladungsübertragung abgeschlos sen ist. Danach entlädt sich der Kondensator 57 allmäh lich, und der Transistor 60 wird möglicherweise nichtlei tend; er wird auch nicht wieder leitend, bis weitere Ladung vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 beim Durchbruch der Vierschichtdiode 53 übertragen worden ist. Wenn der Wert des Widerstandes 48 noch weiter vermindert wird, lädt sich der Kondensator 52 noch schneller auf, und die Zahl der Ladungsübergänge vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 vergrössert sich.
Wie die letzten Kurvenabschnitte des Diagramms j zeigen, beginnt sich der Kondensator 57 nicht eher zu entladen, bis die letzte Ladung übertragen worden ist; der Transistor 60 bleibt daher fast die ganze Zeit leitend.
Das Diagramm k ähnelt dem Diagramm j , be zieht sich aber insbesondere auf das Diagramm i . Man erkennt, dass der Transistor 60 gesperrt bleibt, bis der dritte Abschnitt der Kurve i zum ersten Mal die Bezugslinie r erreicht, wodurch eine Energieübertra gung vom Kondensator 52 zum Kondensator 57 veran- lasst wird. Dadurch wird die Basis des Transistors 60, wie oben bereits erläutert, positiv und bleibt so lange positiv, bis die Ladung über die Widerstände 58 und 59 abgebaut ist. Der Transistor 60 bleibt daher für eine begrenzte Zeit leitend und wird nochmals durchgeschaltet, wenn die Kurve i die Bezugslinie r wieder erreicht.
Wenn der Widerstand 49 noch weiter vermindert wird, erreicht die Kurve i die Bezugslinie r noch schneller, und der Transistor 60 wird zu einem früheren Zeitpunkt leitend und bleibt auch für einen grösseren Teil des Zykluses leitend, wie dies in den beiden letzten Kurvenabschnitten des Diagramms k wiedergegeben ist.
Aus den obigen Ausführungen geht hervor, dass der Transistor 60 durch entsprechend bemessene Widerstän de und Kondensatoren für unterschiedlich lange Perio denabschnitte in Abhängigkeit von der Kurvenform, die der Basis des Transistors 39 zugeführt wird, leitend gehalten werden kann. Dadurch wiederum kann das Relais 61 in Abhängigkeit von der Kurvenform der dem Transistor 39 zugeführten Grösse zum Ansprechen ge bracht werden und gehalten werden.
Durch Änderung des Widerstandes 49 kann die Wirkung einer elektrischen Grösse (Ausgangsgrösse des Ringmodulators) auf den Transistor 39 verändert werden, so dass das Relais 61 unter Berücksichtigung seiner Ansprechcharakteristik mit einer ihm eigenen Verzögerung ansprechen und in Abhängigkeit von einer bestimmten Kurvenform der der Basis des Transistors 39 zugeführten elektrischen Grösse gehalten oder zum Abfallen gebracht werden kann, was gleichbedeutend mit der Aussage ist, dass das Relais in Abhängigkeit von einem bestimmten Phasenwinkel zwi schen den Eingangsgrössen des Ringmodulators betätigt wird.
Wie aus den Diagrammen j und k ersichtlich ist, ist die Schaltung so ausgebildet, dass das Relais 61 bei Kurvenformen, wie sie die ersten beiden Kurvenabschnit te der Darstellung j und die letzten beiden Kurvenab schnitte des Diagramms k zeigen, anspricht und bei Kurvenformen, wie sie die letzten Abschnitte der Kurve j zeigen, angesprochen bleiben wird, aber bei Kurven- verläufen, wie sie in den ersten Abschnitten der Darstel lung k wiedergegeben sind, abfällt. Die Grössen nach j und k erscheinen in invertierter Form an der Ausgangsklemme 75 und können dazu verwendet wer den, um andere Einrichtungen zu steuern oder eine Anzeige für den Schaltzustand des Relais zu geben.
Die Zeit, die zur Aufladung des Kondensators 52 bis zur Durchbruchspannung der Vierschichtdiode 53 erfor derlich ist, möge a genannt werden und in elektrischen Graden ausgedrückt werden, wobei bei einer Netzfre quenz von 50 Hz 360 gleich 20 ms entsprechen. Berück sichtigt man dies und betrachtet die Fig. 9, in der das Diagramm A die Verhältnisse bei a gleich 90 veran schaulicht, dann zeigt der senkrecht verlaufende Vektor Vo die Verlagerungsspannung an der Dreieckwicklung eines Drehstromtransformators bei Erdschluss.
Die Re laisanordnung ist so eingestellt, dass sie bei maximaler Impulsdauer der der Basis des Transistors 39 zugeführten Impulse betätigt wird, wenn der zugeführte Strom der Spannung um 90 vor- oder nacheilt. Der im Diagramm A in waagerechter Richtung nach rechts zeigende Vektor stellt daher die Grösse Jo bei maximaler Impulsdauer der der Basis des Transistors 39 zugeführten Spannung dar. Bei diesen Festlegungen spricht das Relais an, wenn der Stromvektor irgendwo innerhalb des Bereichs von 90 zur Jo-Linie bzw. zum waagerechten Vektor liegt.
Durch andere Einstellung des Widerstandes 49 kann x auch zu 120 festgelegt werden, so dass dann die Aufladezeit annähernd 6,7 ms betragen wird; das Relais spricht dann an, wenn der Stromvektor - wie im Diagramm B gezeigt - innerhalb eines Bereichs von 60 zum waagerechten Vektor liegt. Wie in der Darstellung D der Fig. 9 veranschaulicht, kann a auch auf 60 festgelegt werden; in diesem Falle spricht das Relais an, wenn der Stromvektor innerhalb eines Be reichs von 120 zum waagerechten Vektor liegt. Es ist offensichtlich, dass verschiedene andere Einstellwerte für a zur Anpassung der Netzschutzanordnung an besonde re Netzbedingungen möglich sind.
Die Fig. 5, 6, 7 und 8 zeigen verschiedene Anwen dungsmöglichkeiten der erfindungsgemässen Netzschutz anordnung. Zunächst sei die Fig. 5 betrachtet, die eine Anordnung zum Einsatz der erfindungsgemässen Netz schutzanordnung als Erdschlussrichtungsrelais wieder gibt. Man erkennt, dass die Leiter R, S und T eines Drehstromnetzes an die im Dreieck geschalteten Primär wicklungen eines Drehstromtransformators 83 geschaltet sind. Die Sekundärwicklungen des Transformators sind im Stern geschaltet, und der Sternpunkt ist mit Erde verbunden. Die Enden der Sekundärwicklungen des Transformators 83 sind an die Last über einen Leistungs schalter 84 angeschlossen.
Die Spannung der verschiede nen Phasen an den Sekundärwicklungen des Transforma tors 83 ist mittels Spannungswandler 85, 86 und 87 zusammengefasst, die in Sternschaltung an die Phasen R, S, T angeschlossen sind mit geerdetem Sternpunkt. Die Sekundärwicklungen der Spannungswandler 85, 86 und 87 sind in Reihe geschaltet an die Eingangsklemme 24 angeschlossen. Die Lastströme werden mittels Strom wandler 88, 89 und 90 erfasst und der Nullstrom wird gemessen, indem die jeweils einen sekundären Anschluss- klemmen der Stromwandler gemeinsam an den Stern punkt D herangeführt sind und die jeweils anderen Anschlussklemmen an Erde und an den Schaltungspunkt A angeschlossen sind.
Entsprechend bezeichnete Klem men in den Fig.5 und 3 sind miteinander verbunden. Man erkennt, dass die erste dem Ringmodulator zuge führte Spannung an der Eingangsklemme 24 liegt und die Anordnung polarisiert, indem sie eine Bezugsspannung bildet. Der mittels der Stromwandler 88, 89 und 90 gewonnene Strom Jo fliesst durch die Primärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 27 von der Klemme A zur Klemme B. Die Klemme B ist mit der Klemme C verbunden, so dass derselbe Strom auch durch die Primärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 33 zur Klemme D fliesst.
Am Ausgang der Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 33 steht die zweite Ein- gangsgrösse für den Ringmodulator an, so dass der Nullstrom hinsichtlich seiner Phase im Ringmodulator mit der Bezugsspannung verglichen werden kann. Gleich zeitig wird eine dem Nullstrom proportionale Spannung in Reihe mit der Bezugsspannung geschaltet, um die Un empfindlichkeit zu kompensieren, die unter Umständen bei kleiner Quellimpedanz und niedrigem Fehlerstrom auftreten kann.
Fig.6 zeigt eine Anordnung mit Spannung- und Strompolarisation. Wie oben beschrieben, liefert das Drehstromnetz R, S und T Strom an den Transformator 83, dessen Sekundärwicklungen im Stern geschaltet sind, wobei der Sternpunkt geerdet ist. Der Strom vom Sternpunkt nach Erde wird über einen Stromwandler 91 geführt, dessen sekundäre Ausgangsgrösse an die Klem men A und B angeschlossen ist. Die Spannung zur Polarisation wird - wie oben beschrieben - aus den Spannungen der drei Phasen mittels der Spannungswand- ler 85, 86 und 87 abgeleitet, und der Nullstrom fliesst von der Klemme C zur Klemme D nach Erde.
Die Funktion ist ähnlich der der Anordnung nach Fig. 5; die Phasenla ge des Nullstromes wird verglichen mit der Phasenlage einer Grösse, die aus der mittels der Spannungswandler 85, 86 und 87 abgeleiteten Spannung sowie dem mittels des Stromwandlers 91 gewonnenen Strom besteht.
Fig. 7 stellt eine den oben beschriebenen Anordnun gen ähnliche Netzschutzanordnung dar, bei der nur eine Strompolarisation vorgenommen wird. Der Strom des Stromwandlers 91 wird den Klemmen A und B zuge führt, und der Nullstrom von der Klemme C nach Erde fliesst über die Klemmen C und D, so dass der Phasen winkel zwischen diesen beiden Strömen gemessen wird.
In der Fig.8 ist eine als Distanzschutz wirkende Schaltungsanordnung zur Betätigung einer Gruppe von drei erfindungsgemässen Netzschutzanordnungen wieder gegeben. Wie bei den oben behandelten Anordnungen sind auch bei dem in dieser Figur dargestellten Ausfüh rungsbeispiel die Netzleistungen mit R, S und T bezeich net; sie sind über einen Leistungsschalter 84 abschaltbar. Der Strom über den Leistungsschalter durchfliesst auch die Stromwandler 88, 89 und 90. Um ein Auslösesignal zu gewinnen, ist es erforderlich, mehrere Faktoren zu berücksichtigen, z.B. muss eine Anordnung auf Spannun gen zwischen den Netzleitungen R, S und T ansprechen.
Zu diesem Zwecke ist ein Spannungswandler 92 vorgese hen, der an die drei Phasen angeschlossen ist; die Spannung zwischen den sekundären Klemmen 24a und 24b entspricht dann der Spannung zwischen den Phasen R und S. Diese Spannung kann den Klemmen 24 und D (Fig. 3) der Netzschutzanordnung zugeführt werden, um sie als Bezugsspannung für den Ringmodulator zu ver wenden. Die andere Eingangsgrösse für den Ringmodula- tor ist nicht nur von der Spannung zwischen den Phasen R und S, sondern auch vom Strom in der Phase R und vom Strom in der Phase S abhängig.
Um diese Eingangs- grösse zu gewinnen, sind Wandler 93, 94 und 95 vorgese hen, von denen der Wandler 93 ein Signal abgibt, das von dem Strom durch den Stromwandler 88 - dieser Strom durchfliesst nämlich eine Primärwicklung des Wandlers 93 - und vom Strom in Phase S vom Stromwandler 89 dieser Strom durchfliesst eine zweite Primärwicklung des Wandlers 93 - in der Weise abhängig ist, dass die sekundäre Ausgangsgrösse des Wandlers 93 dem Strom in der Phase R abzüglich dem Strom in der Phase S entspricht.
In ähnlicher Weise ist die sekundäre Ausgangsgrösse des Wandlers 94 eine Funktion des Stromes in Phase S abzüglich des Stromes in Phase T und die sekundäre Ausgangsgrösse des Wandlers 95 eine Funktion des Stromes in Phase T abzüglich des Stromes in Phase R. Die Spannung an den Klemmen Ca und Da entspricht daher der geometrischen Differenz der Span nung URS und einer dem Strom dRs proportionalen Messgrösse.
Zwischen der Sekundärwicklung des Wandlers 93 und der Klemme Ca ist eine Filteranordnung 97 vorgesehen, die selbsttätig ein- und ausschaltbar ist. Ähnliche Anord nungen 98 und 99 sind zwischen den Sekundärwicklun gen des Wandlers 94 und der Klemme Cb sowie der Sekundärwicklung des Wandlers 95 und der Klemme Cc vorgesehen. Die Funktion dieser Anordnungen ist bereits in Verbindung mit den Fig. 1 und 2 näher beschrieben worden.
Wenn die Klemme Ca mit der Klemme C der Fig. 3 und die Klemme Da mit der Klemme D der Fig.3 verbunden ist und die Klemme 24a mit der Klemme 24 der Fig. 3 in Verbindung steht, dann arbeitet die erfin- dungsgemässe Netzschutzanordnung als Distanzrelais.
Um die Auslösesignale der drei Netzschutzanordnungen zusammenzufassen, wobei jede Anordnung zur Überwa chung einer Phase dient, kann für jede Phase jeweils ein Ringmodulator und jeweils eine getrennte, integrierende Schaltungsanordnung verwendet werden, und erst die einzelnen Auslösesignale können in einer nachgeordneten Schaltung zusammengefasst werden.
Zu diesem Zwecke können die Anordnungen nach Fig.3 zwischen den Punkten E und F offen sein, und die Klemme F der Fig.8 kann mit der Klemme F der Fig.3 und die Klemme E der Netzschutzanordnung der Phase R mit der Klemme Ea der Fig. 8 verbunden werden. In ähnli cher Weise kann die Klemme E der Schutzanordnung für die Phase S mit der Klemme Eb der Fig. 8 und die Klemme E der Schutzanordnung für die Phase T mit der Klemme Ec der Fig. 8 verbunden werden.
Der gemeinsa me, die nachgeordnete Schaltung bildende Teil einer derartigen Anordnung, der an die Klemme F angeschlos sen ist, kann als gemeinsamer Ausgang für alle drei Phasen dienen; das an der Klemme L der Fig. 1 auftre- tendeAuslösesignal einer derartigen kombiniertenSchutz- anordnung kann der Klemme L in Fig. 8 zugeführt werden, um den Leistungsschalter 84 zu betätigen.
Es ist zweckmässig, wenn bei einer derartigen Schutz anordnung die Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs- Drossel 33 und der Kondensator 34 keinen Resonanz kreis bilden, da ein Resonanzkreis in diesem Falle eine unerwünschte Verzögerung verursachen würde. Der Kon densator 34 wird daher zweckmässigerweise fortgelassen. Die selektive Funktion dieses abgestimmten Resonanz kreises wird im vorliegenden Falle vorteilhafterweise durch selbsttätig ein- und ausschaltbare Filteranordnun gen 97, 98 und 99 übernommen, die bereits in Verbin dung mit den Fig. 1 und 2 beschrieben worden sind.
Um das Problem besser erfassen zu können, soll zuerst betrachtet werden, welches Signal an den Klem men Ca und Da ansteht. Dies ist in der Tat die Spannung zwischen den Phasen R und S abzüglich einer von der Differenz zwischen den Strömen in den Phasen R und S abhängigen Funktion. Unter normalen Betriebsbedingun gen ist der letztere Teil dieser Funktion nahezu Null und die Spannung zwischen den Phasen R und S ist eine Konstante. Daher wird, wenn dieses Signal einer Filteran- ordnung zugeführt wird, diese Filteranordnung mit einer Leistung beaufschlagt, von der ein bestimmter Betrag gespeichert wird.
Wenn nun ein Fehler auftritt, muss der der Differenz zwischen dem Strom in Phase R und dem Strom in der Phase S proportionale Faktor sein Vorzei chen umkehren; der Betrag der Energie, der in dem umgekehrten Vorzeichnen verfügbar ist, hängt von der Grösse des Fehlerstromes und von der Lage des Fehler ortes ab. Es ist daher einleuchtend, dass sich, damit die Netzschutzanordnung kleine Fehlerströme oder Fehler in geringen Entfernungen erfassen kann, die Spannung an den Klemmen C und D rasch ändern können muss und dass es nicht erforderlich sein muss, dass die in der Filteranordnung gespeicherte Energie erst abgebaut wer den muss. Zu diesem Zwecke sind die Filteranordnungen 97, 98 und 99 selbsttätig ein- und ausschaltbar und nur beim Auftreten eines Fehlers wirksam.
Alle oben aufgeführten Vorteile der erfindungsgemäs sen Netzschutzanordnung sind bei den verschiedenen Anwendungs- und Einsatzmöglichkeiten erzielbar, und es sei beispielsweise im Zusammenhang mit der Anordnung gemäss Fig. 8 festgestellt, dass die Ausgangsgrösse an der Klemme 24a der Primärwicklung der Zwei-Wicklungs- Drossel 26 zugeführt wird und dass diese einen Teil eines Resonanzkreises bildet, der mit grösserer Empfindlich keit auf Signale mit der Netzfrequenz als auf Signale mit anderen Frequenzen reagiert, wobei der gemeinsame Ausgang der Anordnung nach Fig. 8 eine vorteilhafte Verminderung der Zahl der Elemente ermöglicht,
die zur Überwachung bzw. Auslösung erforderlich sind.
Es ist verständlich, dass die erfindungsgemässe Netz- schutzanordnung auch noch in anderer Weise Anwen dung finden kann und dass eine ganze Anzahl von Bauelementen durch in der Wirkung gleichartige ersetzt werden kann; so kann z.B. in der Anordnung nach Fig. 1 die Steuerschaltung unter der Voraussetzung durch einen mechanischen Schalter ersetzt werden, dass dieser Schal ter eine genügend hohe Schaltgeschwindigkeit aufweist.
Wie oben bereits erwähnt, zeigt die Fig. 10 in den Darstellungen A, B und C drei mögliche Auslösebereiche in der RX-Ebene, die allein durch Veränderung von a erreichbar sind.
Wenn a zu 90 gewählt ist, wird die übliche mho-Charakteristik erzielt, Wird a zu 120 ge wählt, wie dies in der Darstellung B der Fig. 10 gezeigt ist, dann ist der Auslösebereich kleiner, wodurch die Wahrscheinlichkeit einer Fehlauslösung bei Pendelungen herabgesetzt ist;
eine Netzschutzanordnung mit einer solchen Charakteristik ist daher besonders für lange Übertragungsleitungen geeignet. In der Darstellung C ist ein Auslösebereich gezeigt, bei der a kleiner als 90 , beispielsweise 60 , gewählt ist, wodurch ein Auslösebe- reich entsteht, der bei kurzen Leitungen wegen seiner grösseren Unempfindlichkeit gegen Lichtbogenwiderstän- de nützlich ist. Es ist selbstverständlich, dass unter Umständen Zwischenwerte für a vorteilhaft sein kön nen.
Network protection arrangement To detect various faults in energy supply networks, it is advantageous to use network protection arrangements which not only monitor a single electrical network variable, but whose function depends on the product of two electrical variables, taking into account the phase angle between them. Mains protection arrangements of this type are used in particular as ground fault or distance relays.
In the past, various types of network protection arrangements have been proposed that contain an induction disc, an induction loop or cylinder relay or a rectifier bridge circuit with sensitive moving coil relay. With the increase in the speed of operation of various elements in energy supply networks, it has become necessary to increase the speed of operation of the network protection system. The modern development therefore aims at the use of semiconductor circuits in order to acquire various signals and thus ultimately to control contacts of arrangements such as circuit breakers.
If such semiconductor circuits are used in network protection arrangements and these arrangements are designed to respond quickly, there is always the risk that the relays will respond during balancing processes that are not a sign of a faulty state of the power supply network that can actually be detected. The elimination of these generally not nominal frequency components in the measured quantities by filters gives rise to time delays which are due to the properties of the filters and which are undesirable under certain circumstances.
In order to avoid time delays in a network protection arrangement in which two electrical variables derived from the network voltages and / or from the network currents, taking into account the phase angle between them, are used to monitor a power supply network, at least one of the derived electrical variables initially being based on the network frequency A matched filter arrangement is supplied, a filter arrangement is proposed which, according to the invention, is switched on and off automatically by a control circuit.
The filter arrangement is advantageously switched on and off by the control circuit as a function of the electrical state of the energy supply network to be monitored such that the filter arrangement is switched on in the event of a fault in the energy supply network to be monitored. In this way, time delays caused by the filter arrangement are reduced to a minimum.
For a more detailed explanation of the invention, embodiments of the filter arrangement according to the invention are shown in FIGS. 1 and 2.
FIG. 3 shows a network protection arrangement suitable for use with the filter arrangement according to the invention, and FIG. 4 shows a number of diagrams which are suitable for explaining the mode of operation of the network protection arrangement according to FIG.
FIG. 5 shows a section from an energy supply network with the circuit elements that are required to obtain electrical quantities for a network protection arrangement designed as a directional earth fault relay with zero current compensation.
FIG. 6 shows an arrangement similar to FIG. 5 for obtaining electrical quantities for a network protection arrangement which acts as a directional earth-fault relay without compensation.
7 shows an arrangement which is used to win electrical quantities for a network protection arrangement acting as a double polarized relay, and in FIG. 8 a network protection arrangement is shown as a directional relay.
FIG. 9 reproduces a series of diagrams which show three possible tripping characteristics of the network protection arrangement as a directional earth fault relay; in Fig. 10 is a sequence of RX diagrams Darge presents the three possible trigger characteristics of a network protection arrangement operating as a distance relay.
If you turn. first of all to FIG. 1, in which a filter arrangement is shown with the control circuit required for its automatic switching on and off, then three terminals which are connected to the phases R, S and T can be seen. The terminal connected to phase R is connected to one end of the primary winding of a transformer 4 via a capacitor 1 and a coil 2 as well as via two Zener diodes 3 connected against one another. The phases S and T are connected to a throttle 5 with a center tap. The phase T is also connected to the connection point of the coil 2 and the Zener diodes 3 via a resistor 6.
The center tap of the throttle 5 is connected to the other end of the primary winding of the transformer 4. The transformer 4 has three secondary windings, one for each of the phases to be monitored; the secondary windings associated with arrangements not shown in detail in the figure are shown in interrupted form in the figure. The extended secondary winding of the transformer 4 is connected to a bridge rectifier 7, to whose DC voltage output the capacitor 8 is connected. The base of a transistor 10 is connected via a choke 9.
Four diodes 11, 12, 13 and 14 form a bridge circuit; the anodes of the diodes 11 and 12 are brought together to the collector of the transistor 10, while the cathodes of the diodes 13 and 14 are connected together to the conductor 15, which is connected to the emitter of the transistor 10 and the negative DC voltage output terminal of the bridge rectifier 7 stands. The bridge rectifier 7 and the circuit elements 8 to 14 form a control circuit for the filter arrangement, which is designed as a series resonant circuit in the illustrated embodiment.
The series resonant circuit consists of the choke 16 and the capacitor 17 as well as two resistors 18 and 19 and is arranged between two terminals KI and K2. Terminals K1 and K2 are the input terminals of the filter arrangement. The components 16, 17 and 18 are provided to obtain the desired filter characteristics, and the resistor 19 is chosen to be large enough to lower the resonance sharpness so much that very little energy can be stored in the filter arrangement. The function of the filter arrangement is explained in more detail below: If a fault occurs in the energy supply network to be monitored, a current flows from phase R through the primary winding of transformer 4 to the center tap of choke 5.
The filter arrangement is dimensioned so that no input signal is present at the transformer 4 in undisturbed operation. If, however, an imbalance occurs as a result of a fault, then the transformer 4 is supplied with an input variable. The two Zener diodes 3 connected against one another form a threshold value so that the circuit cannot be excited in the event of small asymmetries.
The output of the transformer 4 is fed via the bridge rectifier 7 to the capacitor 8, which stores the output together with the choke 9 to ensure that, once a signal has been generated, this signal at the base of the transistor 10 for a sufficient period of time pending, e.g. for about 100 ms. As long as the transistor 10 is turned on, the terminals G and H are short-circuited, whereby the resistor 19 is ineffective. Under these circumstances, the filter arrangement is switched on and is therefore effective and, if it is matched to the mains frequency, suppresses non-rated-frequency disturbances.
As has already been explained above, the filter arrangement is only effective when an error occurs, so that no energy is stored at the beginning of an error. In this way the advantages of filtering out are given without having to accept the disadvantage of time delays caused by the energy storage in the filter.
Fig. 2 shows a further filter arrangement, the opposing stands 20 and 21 and contains a parallel resonance circuit which has the choke 22 and the capacitor 23. The terminals G and H of the arrangement according to FIG. 1, which are the terminals of the bridge consisting of the diodes 11 to 14, are connected in series with the parallel resonant circuit. If terminals G and H are open, the resonance circuit, which is tuned to the mains frequency, is ineffective, so that no energy can be stored in it.
If, however, an error occurs and the terminals G and H are short-circuited, the parallel resonance circuit becomes effective and only allows the mains-frequency measured values to be passed on to the output terminal K2.
If one now looks at FIG. 3, one recognizes that an input terminal 24 of this network protection arrangement is connected via a resistor 25, via a primary winding of a converter 26, via a secondary winding of a two-winding choke 27 and via a capacitor 28 another input terminal D is connected. Diodes 29, 30, 31 and 32 are arranged in the form of a ring modulator. One end of the center tapped secondary winding of the converter 26 is connected to the connection point of the diodes 29 and 30 and the other end of the secondary winding to the connection point of the diodes 31 and 32.
The input terminals C and D are brought up to the primary winding of a two-winding choke 33, the secondary winding of which is connected at one end to the center tap of the secondary winding of the converter 26 and at its other end via a capacitor 34 to the tap of a potentiometer arrangement, which is formed from a connected to the connection points of the diodes 29 and 31 or 30 and 32, consisting of the resistors 35, 36 and 37 series circuit. The terminals X in the two partial representations of Figure 3 are just like the terminals Y connected to one another.
The output voltage of the ring modulator is via the resistor 38 to the base of the transistor 39, the collector of which is connected via the resistor 40 to the positive potential leading power supply line 41 and whose emitter is connected to the negative potential leading power supply line 42; the resistor 38 is in the input circuit of a circuit arrangement integrating the output voltage of the ring modulator.
The collector of the transistor 39 is also connected via the resistor 43 to the base of the transistor 44, the collector of which is connected via the resistor 45 to the power supply line 41; the emitter of the transistor 44 is connected to the power supply line 42 with the interposition of the resistor 46. The emitter of transistor 44 is also directly connected to the base of transistor 47, the collector of which is connected to the power supply line 41 via a fixed resistor 48 and an adjustable resistor 49; the emitter of the transistor 47 is connected to the power supply line 42 via a diode 50.
The collector of the transistor 47 is also connected via a resistor 51 to a capacitor 52 which, on the other hand, is connected to the power supply line 42. The collector of the transistor 47 is connected to an evaluation device via a four-layer diode 53, a resistor 54 and a resistor 55 and also to the power supply line 42. The connection point of the resistors 54 and 55 is also connected to the power supply line 42 via a diode 56 and a capacitor 57.
The connection point of the diode 56 and the capacitor 57 is connected by means of resistors 58 and 59 to the Stromversor supply line 42, and the connection point of the resistors 58 and 59 is brought up to the base of a transistor 60; the emitter of this transistor 60 is connected to the power supply line 42, while its collector is connected to the power supply line 41 via the winding of a relay 61.
A diode 62 is connected in parallel to the winding of the relay 61 for extinction. The contacts of the relay 61 consist of a single-pole changeover contact with overlapping contact. The fixed contacts of this relay are connected to one another via a protective circuit which has a resistor 63 and a capacitor 64.
A capacitor 65 is connected to the series circuit consisting of the diode 53 and the resistor 54 in parallel, and the connection point of the capacitor 65 and the resistor 54 is connected to the power supply line 42 via a diode 66 and a capacitor 67. The connection point of the diode 66 and the capacitor 67 is connected to the power supply line 41 carrying a negative potential via resistors 68 and 69. The connection point of the opposing stands 68 and 69 is brought up to the base of a transistor 70, the emitter of which is connected to the power supply line 42 and the collector of which is connected to the power supply line 41 via a resistor 71.
The collector of the transistor 70 is also connected via a resistor 72 to the base of a transistor 73, the emitter of which is connected to the Stromversor supply line 42 and the collector of a counter stand 74 to the power supply line 41 is ruled out; the collector of transistor 73 is connected to an output terminal 75, which is also connected to the power supply line 42 via a Zener diode 76 in connec tion.
The power supply takes place via connection terminals 77 and 78, the connection terminal 78 being connected directly to the power supply line 42 and the terminal 77 via a resistor 79 with the positive potential of the power supply line 41. A Zener diode arrangement 80 and a protective diode 81 and a capacitor 82 are arranged in parallel between the power supply lines 41 and 42.
To explain the function of the network protection arrangement shown in FIG. 3, the following will be carried out: The inductance of the primary winding of the converter 26 and the secondary winding of the two-winding choke 27 together with the capacitance of the capacitor 28 form a resonant circuit that reacts to the network frequency is coordinated. The resistor 25 inserted in the resonance circuit can advantageously be influenced by the control circuit according to FIG.
In a similar way, the inductance of the secondary winding of the two-winding choke 33 and the capacitance of the capacitor 34 form a series resonant circuit that is matched to the mains frequency. These two resonance circuits matched to the mains frequency are relatively insensitive to equalization processes.
Since the circuit elements between the input terminals 24 and D represent a series resonance circuit, the currents assume a maximum in the case of resonance, so that the output variable at the secondary winding of the converter 26 has a maximum at the resonance frequency. Similarly, the current through the secondary winding of the two-winding choke 33 reaches a maximum at the resonance frequency.
As already stated above, the diodes 29, 30, 31, 32 as a ring modulator or phase detector are angeord net, so that when the two currents supplied by the secondary winding of the converter 36 and the secondary winding of the two-winding choke 33 at the same time have the same polarity, the connection point of the diodes 29 and 31 has positive potential relative to the connection point of the diodes 30 and 32; this creates a positive potential at the base of transistor 39, by means of which the transistor is controlled to be permeable.
In contrast, in the case in which the two currents described in more detail above have different polarity or one of them is zero, a negative voltage or a voltage with the value zero is emitted by the ring modulator, whereby the transistor 39 is blocked.
If the transistor 39 is switched through, then its collector is approximately at the potential of the power supply line 42 carrying negative potential, whereby the transistor 44 is blocked, which in turn blocks the transistor 47. In the locked state of the transistor 47 its collector is approximately at the potential of the power supply line 41, if one disregards the voltage drop across the resistors 48 and 49, and the capacitor 52 charges through the resistors 49, 48 and 51 on.
When the voltage developed at the collector of transistor 47 reaches the breakdown voltage of diode 53, e.g. is a four-layer diode, then this diode breaks down and the charge stored in the capacitor 52 is transferred via the resistor 54 and via the diode 56 to the capacitor 57 and via the resistor 54 and via the diode 66 to the capaci tor 67. Since the voltage that determines the breakdown corresponds to the voltage across the four-layer diode 53, it is necessary for the circuit to function satisfactorily that the voltage across the four-layer diode corresponds to the potential difference between the collector of the transistor 47 and ground.
The diodes 56 and 66 create the necessary separation between the circuit arrangement (evaluation device) downstream of the four-layer diode, so that the potentials on the capacitors 57 and 67 cannot appear at the connection point of the resistors 54 and 55.
When the capacitor 57 is charged, the voltage on the potentiometer consisting of resistors 58 and 59 increases, whereby the base of the Tran sistor 60 is raised to a positive potential; the transistor 60 is switched through, which results in a current flow through the winding of the relay 61.
In a similar manner, the voltage on the potentiometer consisting of resistors 68 and 69 changes, whereby the base of transistor 70 is controlled to be positive and the transistor is also controlled to be conductive. When the transistor 70 becomes conductive, its collector is almost at the potential of the Stromversor supply line 42; the transistor 73 is thereby blocked, and the potential at its collector rises to that of the power supply line 41, whereby a positive voltage at the output terminal 75 is caused. A trip signal can be picked up from the network protection arrangement either via contacts of relay 61 or at output terminal 75; this depends on the subordinate arrangements.
In the network protection arrangement according to the invention, there are two setting options for influencing the tripping area, one of which is the setting of the adjustable resistor 36. This resistor is provided in order to achieve a balancing of the ring modulator in such a way that an output voltage with the value zero occurs at different zero conditions of the input variables on the ring modulator.
For example, with an input variable emitted by the secondary winding of the two-winding choke 33 and with an input variable of zero from the secondary winding of the converter 26, no output voltage should appear at the terminals of the ring modulator. Usually a measured variable proportional to the line voltage is applied to terminals 24 and D and a measured variable derived from the line current is applied to terminals C and D.
The second setting option for determining the tripping behavior of the mains protection arrangement according to the invention consists in influencing the charging time constant for the capacitor 52. The charging circuit of this capacitor contains the adjustable resistor 49 for this purpose. Since the four-layer diode 53 breaks down when the capacitor 52 has a predetermined voltage, the actuation of the relay of the network protection arrangement according to the invention depends on the period of time that the capacitor 52 needs to charge to the predetermined voltage.
The charging speed of the capacitor 52 can be adjusted by changing the resistor 49. In order to avoid undesired actuation of the relay 61 when a series of breakdowns of the four-layer diode 53 occurs with an associated charging of the capacitors 57 and 67, it is necessary that the function of the four-layer diode depends on a voltage that is the potential difference between the collector of transistor 47 and the negative potential. As already stated above, the diodes 56 and 66 separate the capacitors 57 and 67 from the four-layer diode.
The resistor 55 connects the connection point of the diodes 56 and 66 and the resistor 54 to the negative potential, the resistance value of the resistor 55 being considerably smaller than the blocking resistance of the diodes 56 and 66. Therefore, this point is almost at negative potential, and the effective me voltage at the four-layer diode 53 corresponds to the potential difference between the collector of the transistor 47 and negative potential.
By changing the resistance 49, the characteristics of the network protection arrangement according to the invention can therefore be adjusted by defining the time period during which the transistor 47 must be conductive before the network protection arrangement responds, and this in turn determines the phase difference between the ring modulator led quantities at which a trip takes place. If one now turns to FIG. 4, then one recognizes in diagram a a representation of the voltage in the energy supply network to be monitored over time.
This representation is used as a reference curve for the diagrams also shown. Diagram b shows a current that is in phase with the curve according to diagram a; this current can occur in one of the phases or in the neutral conductor of the current transformer and can be used as an input variable for the ring modulator.
If one assumes that the curve according to a is one input variable of the ring modulator, then the curve according to diagram c is a further current that can be used as a further input variable for the ring modulator; the further current has a phase difference of 90 to the curve according to diagram a. Diagram d shows another current that is fed to the ring modulator under certain circumstances, the current being 180 out of phase with the reference voltage according to diagram a.
Diagram e shows the output voltage of the ring modulator that is fed to the base of transistor 39 when the curves of the input variables of the ring modulator correspond to the representations according to a and b. It can be seen that the ring modulator emits an almost constant output variable as long as one or both of its input variables do not approach the value zero, so that an almost constant output voltage with sharp drops down to the zero line is created.
Diagram f shows the output variable of the ring modulator when it is supplied with input variables according to diagrams a and c.
It can be seen that almost constant positive output pulses are generated when the variables shown in diagrams a and c have either both negative or both positive polarity, and that almost constant negative output pulses are produced when the variable according to a is positive and the is negative according to c or vice versa, if the quantity according to c is positive and that according to a is negative.
Diagram g shows the output voltage of the ring modulator when its inputs are supplied with electrical quantities according to diagrams a and d; it can be seen that the output voltage of the ring modulator is negative with an approximately constant amplitude with peaks in between and reaching the zero line, the peaks occurring when one or both of the quantities change according to a and that is, their polarity.
Since the transistor 39 is only conductive when the voltage fed to it has positive polarity, the output variable of the transistor 39 shows a curve shape similar to that according to diagrams e and f, except that it is trimmed and has no deflection in the negative direction . Consequently, the curve according to g is suppressed, since no values appear below the zero line in the output of the transistor 39; therefore the curve f as the output variable of the transistor 39 is limited by the zero line.
Diagram h shows the potential in the collector of transistor 47 when its base is fed a value after e. As soon as the transistor 39 is turned on, the transistor 47 is blocked and the capacitor 52 begins to charge through the resistors 49, 48 and 51. As already stated above, the charging speed is dependent on the setting of the variable resistor 49. The capacitor 52 begins to charge; However, before its voltage reaches the reference line r in diagram h, the curve goes to e through zero, whereby the transistor 39 is blocked, the transistor 47 is switched on and the capacitor 52 is discharged to zero.
In the following cycle, the capacitor 52 begins to recharge when the transistor 47 is blocked, and the voltage at the collector of the transistor 47 rises until it reaches the reference line r; at this moment the four-layer diode 53 breaks down and part of the charge of the capacitor 52 is transferred via the resistors 51 and 54 and via the diode 56 to the capacitor 57, whereby the voltage on the capacitor 52 decreases. The transistor 47 remains blocked, however, and the charging process continues accordingly the second charging curve until the transistor 39 is blocked again, the transistor 47 is thereby opened and the capacitor 52 is discharged.
The. Diagram h also shows what happens when resistor 49 is decreased in value. Looking at the curve section that begins at point M, you can see that the slope of this curve section is significantly steeper than the previous sections because the resistance 49 has become smaller. The reference line r is therefore reached more quickly. The four-layer diode 53 breaks down, and the capacitors 52 u. 57 begin to recharge after the voltage has been reduced in accordance with the charge transfer from capacitor 52 to capacitor 57.
The voltage at the collector of the transistor 47 rises again up to the reference line r, and it can be seen that because of the separating diode 56, the voltage at the four-layer diode 53 actually corresponds to the potential difference between the collector of the transistor 47 and ground. The four-layer diode 53 therefore breaks down again, and further charge is transferred from the capacitor 52 to the capacitor 57. The capacitor 52 then begins to charge again until either the transistor 47 becomes conductive or the four-layer diode 53 breaks, whichever occurs first.
As shown in diagram h, it is assumed that transistor 47 becomes conductive again, since curve e again drops to zero, as a result of which capacitor 52 is completely discharged and the cycle begins again.
If the resistance 49 is reduced still further, then the charging rate of the capacitor 52 increases even more, as the last two curve sections in the illustration h show. The processes take place in the manner just described, with the exception that the charging rate is greater and that the voltage reaches the reference line r in a shorter time; as a result, a larger number of breakdowns of the four-layer diode 53 and of energy transfers from the capacitor 52 to the capacitor 57 take place.
It is understandable that, at the same time as the energy transfer from capacitor 52 to capacitor 57, energy is also transferred from capacitor 52 to capacitor 67 via resistor 54 and diode 66.
Now consider diagram i in FIG. 4, which shows the voltage at the collector of transistor 47 when the base of transistor 39 is fed a magnitude after f. It can be seen that the collector voltage does not change until the curve towards f becomes positive; Then the transistor 39 becomes conductive and the transistor 47 is blocked, and the capacitor 52 begins to charge. Assume that it charges in the same way as shown in diagram h, i.e. the resistance 49 is set in the same way as in the first three curve sections of diagram h.
It can be seen that the potential at the collector of the transistor 47 does not reach the breakdown voltage of the four-layer diode 53, so that the capacitor 52 charges until the transistor 47 becomes conductive and thereby the capacitor to discharge at the end of the positive half-wave of the voltage f causes. The capacitor 52 remains discharged until the voltage according to diagram f becomes positive again; at this moment the capacitor 52 begins to charge again, but it has not yet reached the breakdown voltage of the four-layer diode.
In the case of the next pulse in diagram i, however, it is assumed that resistor 49 has been reduced in its value as it has already been assumed with regard to diagram h. It can now be seen that the charging speed of the capacitor 52 has increased and that the potential at the collector of the transistor 47 rises faster and reaches the reference line r; it then breaks through the four-layer diode 53, whereby energy is transported to the capacitor 57 via the resistor 54 and the diode 56. The capacitor 52 then begins to recharge, but before its voltage reaches the reference line r again, the transistor 39 is blocked, since the curve f assumes negative polarity.
At the same time, the transistor 47 becomes conductive and the capacitor 52 is discharged. This process is repeated again when curve f assumes positive polarity again.
If, as was shown in the further course of diagram h, the resistance 49 is reduced even further, then the capacitor 52 charges even faster and the voltage rises even faster; it reaches the reference line r, where the four-layer diode 53 then breaks through and thus enables a partial transfer of the energy from the capacitor 52 to the capacitor 57. The capacitor 52 begins to charge again and again reaches the reference line r, the four-layer diode then breaking through again and further charge being transferred to the capacitor 57.
The capacitor 52 then begins to charge again, but before its voltage reaches the reference line r, the curve f becomes negative, so that the transistor 39 is blocked and the transistor 47 becomes conductive. This process is repeated when curve f once again assumes positive polarity.
Diagram j of FIG. 4 shows the times during which the transistors 60 or 70 are conductive, since both obey the same law. The diagram j relates in particular to the diagram h and it can be seen that the transistor 60 remains blocked until the curve h reaches the reference line r; At this moment the transistor 60 is turned on by the voltage applied to the capacitor 57 as a result of the transferred charge. The charge of the capacitor 57 keeps the transistor 60 conductive until the capacitor 57 is sufficiently discharged via the resistors 58 and 59, the potential at the base of the transistor 60 approaching that of the power supply line 42.
The same process takes place with the second pulse in diagram j. At the third pulse, however, charge has been transferred from capacitor 52 to capacitor 57 twice, and the discharge does not begin until the second charge transfer is completed. Thereafter, the capacitor 57 discharges gradually Lich, and the transistor 60 may not tend notlei; nor does it become conductive again until further charge has been transferred from capacitor 52 to capacitor 57 when the four-layer diode 53 breaks down. If the value of the resistor 48 is further reduced, the capacitor 52 charges even more quickly, and the number of charge transfers from the capacitor 52 to the capacitor 57 increases.
As the last curve sections of diagram j show, the capacitor 57 does not begin to discharge until the last charge has been transferred; transistor 60 therefore remains conductive for most of the time.
The diagram k is similar to diagram j, but relates in particular to diagram i. It can be seen that the transistor 60 remains blocked until the third section of the curve i reaches the reference line r for the first time, as a result of which an energy transmission from the capacitor 52 to the capacitor 57 is initiated. As a result, the base of the transistor 60, as already explained above, becomes positive and remains positive until the charge via the resistors 58 and 59 has been reduced. The transistor 60 therefore remains conductive for a limited time and is switched through again when the curve i reaches the reference line r again.
If the resistance 49 is reduced even further, the curve i reaches the reference line r even faster, and the transistor 60 becomes conductive at an earlier point in time and also remains conductive for a greater part of the cycle, as is the case in the last two curve sections of diagram k is reproduced.
From the above it can be seen that the transistor 60 can be kept conductive for different lengths of period depending on the waveform that is fed to the base of the transistor 39 by appropriately dimensioned resistors and capacitors. As a result, in turn, the relay 61 can be made to respond and held depending on the curve shape of the variable supplied to the transistor 39.
By changing the resistor 49, the effect of an electrical variable (output variable of the ring modulator) on the transistor 39 can be changed, so that the relay 61 responds with its own delay, taking into account its response characteristics and depending on a certain curve shape that of the base of the transistor 39 supplied electrical quantity can be held or caused to drop, which is equivalent to the statement that the relay is actuated depending on a certain phase angle between tween the input quantities of the ring modulator.
As can be seen from diagrams j and k, the circuit is designed in such a way that the relay 61 responds to waveforms as shown in the first two curve sections of diagram j and the last two curve sections of diagram k, and for curve forms such as it will show the last sections of curve j, will remain addressed, but will drop in the case of curves as shown in the first sections of illustration k. The variables after j and k appear in inverted form at the output terminal 75 and can be used to control other devices or to give an indication of the switching status of the relay.
The time required to charge the capacitor 52 to the breakdown voltage of the four-layer diode 53 may be called a and expressed in electrical degrees, with 360 corresponding to 20 ms at a Netzfre frequency of 50 Hz. Taking this into account and looking at FIG. 9, in which diagram A illustrates the relationships at a equal to 90, the vertical vector Vo shows the displacement voltage on the delta winding of a three-phase transformer in the event of a ground fault.
The relay arrangement is set so that it is actuated at the maximum pulse duration of the pulses supplied to the base of transistor 39 when the supplied current leads or lags the voltage by 90. The vector pointing in the horizontal direction to the right in diagram A therefore represents the quantity Jo at the maximum pulse duration of the voltage supplied to the base of transistor 39. With these definitions, the relay responds when the current vector is somewhere within the range from 90 to the Jo line or to the horizontal vector.
By setting the resistor 49 differently, x can also be set to 120, so that the charging time will then be approximately 6.7 ms; the relay responds when the current vector - as shown in diagram B - is within a range of 60 to the horizontal vector. As illustrated in illustration D of FIG. 9, a can also be set to 60; in this case the relay responds when the current vector is within a range of 120 to the horizontal vector. It is obvious that various other setting values for a are possible to adapt the network protection arrangement to special network conditions.
5, 6, 7 and 8 show various possible applications of the network protection arrangement according to the invention. First of all, FIG. 5 should be considered, which shows an arrangement for using the network protection arrangement according to the invention as a directional earth fault relay. It can be seen that the conductors R, S and T of a three-phase network are connected to the primary windings of a three-phase transformer 83, which are connected in a triangle. The secondary windings of the transformer are star-connected and the star point is connected to earth. The ends of the secondary windings of the transformer 83 are connected to the load via a power switch 84.
The voltage of the various phases on the secondary windings of the transformer 83 is combined by means of voltage converters 85, 86 and 87, which are connected in a star connection to the phases R, S, T with a grounded star point. The secondary windings of the voltage converters 85, 86 and 87 are connected in series to the input terminal 24. The load currents are recorded using current transformers 88, 89 and 90 and the zero current is measured by connecting the secondary connection terminals of the current transformers to star point D and connecting the other connection terminals to earth and to circuit point A. .
Correspondingly designated Klem men in Figures 5 and 3 are interconnected. It can be seen that the first voltage applied to the ring modulator is applied to the input terminal 24 and polarizes the arrangement by forming a reference voltage. The current Jo obtained by means of the current transformers 88, 89 and 90 flows through the primary winding of the two-winding choke 27 from terminal A to terminal B. Terminal B is connected to terminal C, so that the same current also flows through the primary winding of the Two-winding choke 33 to terminal D flows.
The second input variable for the ring modulator is present at the output of the secondary winding of the two-winding choke 33, so that the phase of the zero current in the ring modulator can be compared with the reference voltage. At the same time, a voltage proportional to the zero current is connected in series with the reference voltage in order to compensate for the insensitivity that may occur with a low source impedance and low fault current.
Fig. 6 shows an arrangement with voltage and current polarization. As described above, the three-phase network R, S and T supplies current to the transformer 83, the secondary windings of which are star-connected, the star point being grounded. The current from the star point to earth is conducted via a current transformer 91, the secondary output variable of which is connected to terminals A and B. As described above, the voltage for polarization is derived from the voltages of the three phases by means of voltage converters 85, 86 and 87, and the zero current flows from terminal C to terminal D to earth.
The function is similar to that of the arrangement according to FIG. 5; the phase position of the zero current is compared with the phase position of a variable which consists of the voltage derived by means of the voltage converters 85, 86 and 87 and the current obtained by means of the current converter 91.
Fig. 7 illustrates a network protection arrangement similar to the above-described Anordnun conditions in which only one current polarization is carried out. The current from the current transformer 91 is fed to terminals A and B, and the zero current from terminal C to earth flows through terminals C and D, so that the phase angle between these two currents is measured.
In FIG. 8, a circuit arrangement acting as a distance protection for actuating a group of three network protection arrangements according to the invention is shown. As with the arrangements discussed above, in the exemplary embodiment shown in this figure, the network powers are denoted by R, S and T; they can be switched off via a circuit breaker 84. The current through the circuit breaker also flows through the current transformers 88, 89 and 90. In order to obtain a trip signal it is necessary to take several factors into account, e.g. an arrangement must respond to voltages between the power lines R, S and T.
For this purpose a voltage converter 92 is provided which is connected to the three phases; the voltage between secondary terminals 24a and 24b then corresponds to the voltage between phases R and S. This voltage can be fed to terminals 24 and D (Fig. 3) of the mains protection arrangement in order to use it as a reference voltage for the ring modulator. The other input variable for the ring modulator is not only dependent on the voltage between phases R and S, but also on the current in phase R and on the current in phase S.
In order to obtain this input variable, converters 93, 94 and 95 are provided, of which the converter 93 emits a signal that consists of the current through the current converter 88 - namely, this current flows through a primary winding of the converter 93 - and the current in Phase S from current converter 89 this current flows through a second primary winding of converter 93 - it is dependent on the fact that the secondary output variable of converter 93 corresponds to the current in phase R minus the current in phase S.
Similarly, the secondary output of converter 94 is a function of the current in phase S minus the current in phase T and the secondary output of converter 95 is a function of the current in phase T minus the current in phase R. The voltage at terminals Ca and Da therefore corresponds to the geometric difference between the voltage URS and a measured variable proportional to the current dRs.
A filter arrangement 97 which can be switched on and off automatically is provided between the secondary winding of the converter 93 and the terminal Ca. Similar arrangements 98 and 99 are provided between the secondary windings of the converter 94 and the terminal Cb and the secondary winding of the converter 95 and the terminal Cc. The function of these arrangements has already been described in more detail in connection with FIGS. 1 and 2.
If the terminal Ca is connected to the terminal C of FIG. 3 and the terminal Da is connected to the terminal D of FIG. 3 and the terminal 24a is connected to the terminal 24 of FIG. 3, then the network protection arrangement according to the invention operates as Distance relay.
In order to summarize the trigger signals of the three network protection arrangements, each arrangement being used to monitor a phase, a ring modulator and a separate, integrated circuit arrangement can be used for each phase, and only the individual trigger signals can be combined in a downstream circuit.
For this purpose, the arrangements according to Figure 3 between points E and F can be open, and the terminal F of Figure 8 can be connected to the terminal F of Figure 3 and the terminal E of the mains protection arrangement of phase R to the terminal Ea of Fig. 8 are connected. In a similar way, the terminal E of the protection arrangement for the phase S can be connected to the terminal Eb of FIG. 8 and the terminal E of the protection arrangement for the phase T can be connected to the terminal Ec of FIG.
The common me, the downstream circuit forming part of such an arrangement, which is ruled out to the terminal F, can serve as a common output for all three phases; the trip signal occurring at the terminal L of FIG. 1 of such a combined protection arrangement can be fed to the terminal L in FIG. 8 in order to operate the circuit breaker 84.
It is useful if, with such a protection arrangement, the secondary winding of the two-winding choke 33 and the capacitor 34 do not form a resonance circuit, since a resonance circuit would cause an undesirable delay in this case. The capacitor 34 is therefore conveniently omitted. The selective function of this tuned resonance circuit is advantageously taken over in the present case by automatically switched on and off filter arrangements 97, 98 and 99, which have already been described in connection with FIGS. 1 and 2.
In order to better grasp the problem, it should first be considered which signal is pending at the terminals Ca and Da. This is in fact the voltage between the R and S phases minus a function of the difference between the currents in the R and S phases. Under normal operating conditions the latter part of this function is close to zero and the voltage between phases R and S is a constant. Therefore, when this signal is fed to a filter arrangement, this filter arrangement has a power applied to it, of which a certain amount is stored.
If an error occurs, the factor proportional to the difference between the current in phase R and the current in phase S must reverse its sign; the amount of energy that is available in the opposite sign depends on the size of the fault current and the location of the fault location. It is therefore evident that in order for the network protection arrangement to be able to detect small fault currents or faults at short distances, the voltage at terminals C and D must be able to change quickly and that the energy stored in the filter arrangement does not have to be dissipated first must become. For this purpose, the filter arrangements 97, 98 and 99 can be switched on and off automatically and are only effective when an error occurs.
All of the advantages of the inventive mains protection arrangement listed above can be achieved in the various possible uses and applications, and it should be noted, for example, in connection with the arrangement according to FIG and that this forms part of a resonant circuit which reacts with greater sensitivity to signals with the mains frequency than to signals with other frequencies, the common output of the arrangement according to FIG. 8 enabling an advantageous reduction in the number of elements,
which are required for monitoring or triggering.
It is understandable that the network protection arrangement according to the invention can also be used in other ways and that a whole number of components can be replaced by those of the same effect; so e.g. In the arrangement according to FIG. 1, the control circuit can be replaced by a mechanical switch, provided that this switch has a sufficiently high switching speed.
As already mentioned above, FIG. 10 shows, in representations A, B and C, three possible trigger areas in the RX plane, which can be achieved solely by changing a.
If a is chosen to be 90, the usual mho characteristic is achieved. If a is chosen to be 120, as shown in illustration B of FIG. 10, then the triggering range is smaller, which reduces the probability of false triggering in case of oscillations ;
a network protection arrangement with such a characteristic is therefore particularly suitable for long transmission lines. Representation C shows a tripping area in which a is selected to be less than 90, for example 60, which creates a tripping area that is useful for short lines because of its greater insensitivity to arcing resistance. It goes without saying that, under certain circumstances, intermediate values for a can be advantageous.