Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Gleichstromes aus einer Gleichrichteranordnung Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungs anordnung zur Begrenzung des Gleichstromes aus einer Gleichrichteranordnung, bei der die an der Ausgangslei tung mit positiver Spannung liegenden Gleichrichterele- mente steuerbare Gleichrichter sind,
und der zu deren Durchschaltung benötigte Steuerstrom aus einer mit einem Pol an der Ausgangsleitung mit positiver Span nung angeschlossenen Hilfsstromquelle über einen Span- nungsteiler entnommen wird.
Für die Regelung einer Gleichspannung wurden schon mehrfach Lösungen vorgeschlagen, bei denen die Span nung mittels steuerbarer Gleichrichter, wie beispielsweise Thyratrone, geregelt wird. Zur Veränderung der Gleich spannung wird hierbei der Durchsteuerzeitpunkt dieser steuerbaren Gleichrichter innerhalb der Halbwellen der dem Gleichrichter zugeführten Wechselspannung verän dert. Dies ist ein Verfahren, das unter den Begriffen Phasenanschnittsteuerung oder Zündwinkelsteuerung be kannt ist.
Die bekannten Anordnungen unterscheiden sich praktisch nur durch die Zahl der Stromrichterzwei- ge1 die von der Art des Wechselstromnetzes abhängt. Diesen Gleichrichtern ist gemeinsam, dass zwischen den Stromleitern des Wechselstromnetzes und dem Gleich stromverbraucher ein steuerbares Schaltelement liegt und dass der Phasenanschnitt bei jeder Steuergrösse für alle Schaltelemente gleich ist. Alle diese Steuerungen ha ben zum Ziel, die Ausgangsgleichspannung zumindest innerhalb gewisser Grenzen konstant zu halten.
Muss jedoch damit gerechnet werden, dass im Ver braucher gelegentlich Kurzschlüsse möglich sind, so steigt der den Gleichrichtern entnommene Strom stark an, was bei Verwendung von Halbleiter-Gleichrichtern zu deren Zerstörung führen kann.
Einfache Schmelzsicherungen genügen in vielen Fäl len nicht, um die Gleichrichter zu schützen, da deren Abschaltzeit für Halbleiter zu gross ist, und die dann trotzdem für eine gewisse Zeit den hohen Strom zu lie fern haben. Zur Vermeidung dieser hohen Ströme wur den auch schon Schaltungsanordnungen vorgeschlagen, mit denen genügend kurze Schaltzeiten erreicht werden. Es ist jedoch bekannt, dass diese Schaltungsanordnungen aufwendig sind.
Die Erfdindung bezweckt, den Gleichstrom, der den Gleichrichtern entnommen wird, zu begrenzen, indem steuerbare Gleichrichterelemente durch eine Durchschal- tungssteuerung gesteuert werden, wobei jedoch der Auf wand gering bleibt und unabhängig von der verwendeten Anzahl steuerbarer Gleichrichterelemente ist.
Dies wird dadurch erreicht, dass ein Element des Spannungsteilers ein Transistor ist, dessen Basis-Emitterstrecke einen Teil eines in die Ausgangsleitung geschalteten Widerstandes überbrückt, und dessen Kollektor mit den übrigen Span- nungsteilerelementen verbunden ist.
An Hand der beiliegenden Zeichnung wird nachfol gend die Erfindung in einem Ausführungsbeispiel näher erläutert.
Der beispielsweise vorgesehene Gleichrichter ist ein Dreiphasenbrückengleichrichter, der durch drei Wech selstromleiter R, S, T gespiesen wird. Die Gleichrichter, deren Anoden am Ausgang für negative Spannung lie gen, sind Dioden G1, G2, G3 und die Gleichrichter, de ren Kathoden am Ausgang für positive Spannung liegen, sind steuerbare Halbleiterdioden G4, G5, G6. Diese Gleichrichteranordnung ist mit einer weiteren Diode G7 überbrückt. Im Leiter für negative Spannung L2 ist eine Siebdrossel Dr vorgesehen.
Zwischen den Leiter für po sitive Spannung L1 und den Leiter für negative Span nung L2 ist ein Siebkondensator C1 geschaltet.
Die Steuerung der steuerbaren Dioden G4, G5, G6 erfolgt aus einer Hilfstromquelle U mit einer Spannung U$, von der der Pol mit negativer Spannung mit dem Leiter L1 verbunden ist. An den Pol mit positiver Span nung ist ein Widerstand R1 angeschlossen, von dessen zweiten Anschluss an einem Anschlusspunkt A je ein Widerstand R2, R3, R4 auf die Steuereingänge der steu erbaren Dioden G4, G5 und G6 geführt ist. Im Leiter L1 ist ein Potentiometer R6 vorgesehen.
Der Abgriff des Potentiometers R6 ist über einen Widerstand R5 mit der Basis eines Transistors Hl verbunden. Der Emitter die ses Transistors H1 ist mit dem lastseitigen Anschluss des Potentiometers R6 verbunden. Zwischen den Emitter und die Basis des Transistors Hl ist ein Kondensator C2 und parallel dazu ein Widerstand R7 mit negativem Temperaturkoeffizienten geschaltet. Der Kollektor dieses Transistors HI ist auf den gemeinsamen Anschluss der Widerstände R1, R2, R3 und R4 geführt.
Der Widerstand R1 und die Kollektor-Emitter-Strek- ke des Transistors H1 bilden zusammen mit dem Poten- tiometer R6 einen Spannungsteiler zwischen den Klem men der Hilfsstromquelle <B>Uli.</B> Die Steuerung der steu erbaren Dioden G4, G5 und G6 erfolgt vom Anschluss- punkt A über die Widerstände R2, R3, R4. Durch das Potentiometer R6 fliesst der an die Last abgegebene Strom und erzeugt am Potentiometer R6 einen Span nungsabfall.
Von der Spannung zwischen dem Abgriff und dem lastseitigen Anschluss des Potentiometers R6 wird ein Teil zur Steuerung des Transistors Hl benützt. Der Abgriff des Potentiometers R6 wird derart einge stellt, dass der Transistor Hl bei einem zulässigen Dau erstrom gerade noch sperrt. Steigt der Strom über diesen Dauerstromwert, so wird entsprechend der Spannungs abfall grösser, und der Transistor Hl leitet.
Der Spannungsteiler über der Hilfsstromquelle U mit den Widerständen R1, R6 und der Kollektor-Emitter- Strecke des Transistors Hl wird durch den Strom im Leiter L1 zwischen einem höchsten Wert, der im wesent lichen der Widerstand des gesperrten Transistors Hl ist, und einem tiefsten Wert, nämlich der Serieschaltung des Widerstandes R1 und des Potentiometers R6,
verändert. Die Spannung ändert damit am Punkt A ebenfalls zwi schen einem höchsten und einem tiefsten Wert. Diese beiden Werte sind derart festgelegt, dass die steuerbaren Halbleiter G4, G5 und G6 im einen Fall über die ganze positive Halbwelle leiten und im anderen Fall sperren.
Bei einem lastseitigen Kurzschluss steigt der Strom durch das Potentiometer R6, und der damit bewirkte Spannungsabfall bringt den Transistor H1 zum Leiten. Die Spannung am Punkt A sinkt soweit ab, dass die steuerbaren Gleichrichter in der nachfolgenden positiven Halbwelle des Wechselstromes nicht mehr leitend wer den. Damit sinkt der Strom im Leiter L1, und der Tran sistor Hl sperrt, so dass den steuerbaren Gleichrichtern nun der Steuerstrom wieder zugeleitet wird.
Dieser Vorgang ist alternierend. Der Strom, der in die Last an den Klemmen K geführt wird, kann einen zulässigen Wert nicht übersteigen. Dieser zulässige Wert ist durch die Type der steuerbaren Gleichrichter gegeben und liegt innerhalb einer Sicherheitsgrenze unter dem zu lässigen Höchststrom der Gleichrichter. Zwischen die Basis und den Emitter des Transistors Hl ist ein Widerstand R7 mit negativem Temperatur- koeffizienten zwecks Kompensation der Drift der Schwellenspannung des Transistors Hl geschaltet.
Damit die Schaltungsanordnung richtig arbeitet, muss das Siebnetzwerk mit der Drossel Dr und dem Kondensator Cl richtig dimensioniert sein. Bei der Di mensionierung ist zu berücksichtigen, dass die Zeitkon stante des Netzwerkes derart festgelegt wird, dass der Ladestrom den zulässigen periodischen Spitzenstrom der Gleichrichter nicht überschreitet. Ausserdem muss noch berücksichtigt werden, dass bei einem Kurzschluss im Lastkreis der Strom durch die steuerbaren Gleichrichter wenigstens während einer Halbperiode bestehen bleibt und erst in einem Nulldurchgang abgeschaltet wird.
Der Ladestrom des Siebnetzwerkes darf daher das zulässige Stromstossmaximum der Gleichrichter nicht überschrei ten. Die oben beschriebene Schaltungsanordnung ist für ungeregelte Dreiphasenbrückengleichrichter vorgesehen. Selbstverständlich ist das Steuerprinzip ebenfalls für Ein phasenbrückengleichrichter verwendbar.
Daneben könn te dieselbe Anordnung auch für spannungsgeregelte Gleichrichteranordnungen vorgesehen werden; an Stelle der konstanten Hilfsgleichspannung Ux müssten die Steuerimpulse für die Phasenanschnittsteuerung durch eine geregelte Hilfsstromquelle geliefert werden.
Circuit arrangement for limiting the direct current from a rectifier arrangement The present invention relates to a circuit arrangement for limiting the direct current from a rectifier arrangement, in which the rectifier elements connected to the output line with positive voltage are controllable rectifiers.
and the control current required to switch them through is taken from an auxiliary current source connected to the output line with positive voltage via a voltage divider.
Several solutions have already been proposed for regulating a DC voltage in which the voltage is regulated by means of controllable rectifiers, such as thyratrons. In order to change the DC voltage, the timing of this controllable rectifier is changed within the half-waves of the AC voltage supplied to the rectifier. This is a method that is known under the terms phase control or ignition angle control.
The known arrangements differ practically only in the number of converter branches1, which depends on the type of alternating current network. What these rectifiers have in common is that a controllable switching element is located between the current conductors of the alternating current network and the direct current consumer, and that the phase control is the same for every control variable for all switching elements. The aim of all these controls is to keep the DC output voltage constant, at least within certain limits.
However, if it has to be expected that short circuits are occasionally possible in the consumer, the current drawn from the rectifiers rises sharply, which can lead to their destruction if semiconductor rectifiers are used.
In many cases, simple fuses are not sufficient to protect the rectifiers, since their switch-off time is too long for semiconductors and they still have to deliver the high current for a certain period of time. To avoid these high currents, circuit arrangements have already been proposed with which sufficiently short switching times can be achieved. However, it is known that these circuit arrangements are expensive.
The aim of the invention is to limit the direct current that is drawn from the rectifiers by controlling controllable rectifier elements by means of a circuit control, but the effort remains low and is independent of the number of controllable rectifier elements used.
This is achieved in that one element of the voltage divider is a transistor whose base-emitter path bridges part of a resistor connected to the output line and whose collector is connected to the remaining voltage divider elements.
With reference to the accompanying drawings, the invention is explained in more detail in the following in an exemplary embodiment.
The rectifier provided for example is a three-phase bridge rectifier which is fed by three AC conductors R, S, T. The rectifiers, whose anodes lie at the output for negative voltage, are diodes G1, G2, G3 and the rectifiers, whose cathodes are at the output for positive voltage, are controllable semiconductor diodes G4, G5, G6. This rectifier arrangement is bridged with a further diode G7. A filter choke Dr is provided in the conductor for negative voltage L2.
A filter capacitor C1 is connected between the conductor for positive voltage L1 and the conductor for negative voltage L2.
The controllable diodes G4, G5, G6 are controlled from an auxiliary power source U with a voltage U $, of which the negative voltage pole is connected to the conductor L1. A resistor R1 is connected to the pole with positive voltage, from the second connection of which a resistor R2, R3, R4 is led to the control inputs of the controllable diodes G4, G5 and G6 at a connection point A. A potentiometer R6 is provided in conductor L1.
The tap of the potentiometer R6 is connected to the base of a transistor Hl via a resistor R5. The emitter of this transistor H1 is connected to the load-side connection of the potentiometer R6. A capacitor C2 and a resistor R7 with a negative temperature coefficient are connected in parallel between the emitter and the base of the transistor Hl. The collector of this transistor HI is connected to the common connection of the resistors R1, R2, R3 and R4.
The resistor R1 and the collector-emitter path of the transistor H1 together with the potentiometer R6 form a voltage divider between the terminals of the auxiliary power source <B> Uli. </B> The control of the controllable diodes G4, G5 and G6 is made from connection point A via resistors R2, R3, R4. The current supplied to the load flows through potentiometer R6 and generates a voltage drop at potentiometer R6.
A part of the voltage between the tap and the load-side connection of the potentiometer R6 is used to control the transistor Hl. The tap of the potentiometer R6 is set in such a way that the transistor Hl just blocks at a permissible continuous current. If the current rises above this continuous current value, the voltage drop is correspondingly larger and the transistor Hl conducts.
The voltage divider over the auxiliary power source U with the resistors R1, R6 and the collector-emitter path of the transistor Hl is through the current in the conductor L1 between a highest value, which is the union wesent the resistance of the blocked transistor Hl, and a lowest value , namely the series connection of the resistor R1 and the potentiometer R6,
changed. The voltage thus also changes at point A between a highest and a lowest value. These two values are set in such a way that the controllable semiconductors G4, G5 and G6 conduct in one case over the entire positive half-wave and in the other case block.
In the event of a short circuit on the load side, the current through the potentiometer R6 increases and the resulting voltage drop causes the transistor H1 to conduct. The voltage at point A drops so far that the controllable rectifiers are no longer conductive in the subsequent positive half-wave of the alternating current. This reduces the current in the conductor L1, and the Tran sistor Hl blocks, so that the control current is now fed back to the controllable rectifier.
This process is alternating. The current that is fed into the load at terminals K cannot exceed a permissible value. This permissible value is given by the type of controllable rectifier and lies within a safety limit below the maximum permissible current of the rectifier. A resistor R7 with a negative temperature coefficient is connected between the base and the emitter of the transistor Hl in order to compensate for the drift of the threshold voltage of the transistor Hl.
So that the circuit arrangement works properly, the filter network with the choke Dr and the capacitor Cl must be correctly dimensioned. When dimensioning it must be taken into account that the time constant of the network is set in such a way that the charging current does not exceed the permissible periodic peak current of the rectifier. In addition, it must also be taken into account that in the event of a short circuit in the load circuit, the current through the controllable rectifier remains for at least one half cycle and is only switched off when it crosses zero.
The charging current of the filter network must therefore not exceed the permissible current surge maximum of the rectifier. The circuit arrangement described above is intended for unregulated three-phase bridge rectifiers. Of course, the control principle can also be used for a phase bridge rectifier.
In addition, the same arrangement could also be provided for voltage-regulated rectifier arrangements; Instead of the constant auxiliary DC voltage Ux, the control pulses for the phase control would have to be supplied by a regulated auxiliary power source.