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Transistor-Schaltverstärker, insbesondere für sich selbst steuernde Uhrenantriebe Es sind Transistor-Schaltverstärker bekannt, bei denen zwischen der Basis und Odem Emitter des Transistors eine Steuerwicklung, zwischen ldem Kollektor und dem Emitter eine Arbeitswicklung ,und in Serie zu der Arbeitswicklung eine vorzugsweise aus einer Monozelle bestehende Spannungsquelle vorgesehen sind.
In der Steuerwicklung erzeugte Spannungsimpulse rufen hierbei in der Arbeitswicklung verstärkte Impulse hervor, die zur Aufrechterhaltung einer mechanischen Schwing- oder .Drehbewegung ,benutzt werden. Bei zeithaltenden Anlagen kann ein derartiger Schaltverstärker entweder .direkt auf das zeithaltende Glied, z.
B. ein Pendel oder ,eine Unruh, einwirken, er kann aber auch Idas Antriebssystem eines periodisch oder idauernd lumlaufend@en Motors bilden, der zum .Antrieb einer Uhr lbenutzt wird.
Bei Verwendung einer solchen Transi'stor-Schaltan- ord:nung zum Antrieb von zeithaltenden Anlagen muss der Strom in der Arbeitswicklung und damit die Antriebsleistung des Systems möglichst konstant gehalten wenden.
Mit Aden heute .bekannten Schaltungen ist dies praktisch nicht möglich, da die Spannung der verwendeten Trockenbatterien während !des Betriebes der Uhr im Laufe der Zeit von 1,7 auf etwa 0,8 Volt tabsinkt. Mit tabnehmender Biatteriespannung sinkt aber auch die Stromstärke und damit die vom Schaltverstärker abgegebene Arbeitsleistung. Es sind Schaltungs,-an- ordnungein :
bekanntgeworden, bei denen der Einfluss der .absinkenden Batteriespannung :auf ,das mechanische System in :gewissen Grenzen kompensiert wird. ,Diese An- ordnungen verschlechtern jedoch den Wirkungsgrad des Schaltverstärkers, oder sie sind kompliziert und aufwendig -aufgebaut.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Transistor-Schaltverstärker der oberbeschriebenen Art, bei dem durch verhältnismässig einfache Mittel der Einfluss der Batteriespannung in einem verhältnismässig weiten Bereich nahezu vollständig kompensiert wird.
Nach der Erfindung wird vorgeschlagen, bei einem Transistor- Schaltverstärker, insbesondere für sich selbst steuernde Uhrenantriebe, bei dem im Arbeitskreis eine nichtkonstante Gleichspannungsquelle, insbesondere eine Trok- kenbatterie, als Energiequelle und zwischen Basis und Emitter eine Steuerwicklung .angeordnet ist und die im Arbeitsstromkreis erzeugten Schaltimpulse zum Antrieb eines mechanisch schwingenden oder rotfierenden Systems !dienen,
durch dessen Bewegung -dem Transistor periodisch Steuerimpulse zugeführt werden und bei dem Mittel zur Konstanth.altun:g des Arbeitsstromes vorgesehen sind, mit der Basis !des Transistors den einen Belag eines Kondensators zu verbinden und den anderen Belag des Kondensators an einen vorzugsweise als Transistor @ausgebildeten elektronischen :Schalter zu regen, welcher von der Arbeitswicklung des Transistors gesteuert wird und ein periodisches Entladen des Konden- sators :
bewirkt, wodurch .an die Basis des Transistors ein von der Höhe der Gleichspannung abhängiger Regelimpulsgelangt, welcher dem Steuerimpuls .an der Basis des Transistors entgegenwirkt, so dass die wirksame Steuerspannung @an der Basis des Transistors bei grö- sseren Werten der Gleichspannung kleiner ist als bei niedrigen.
Eine besonders hohe Aufladung idieses Kondensators wird dann erzielt, wenn die .Steuerwicklung eine möglichst hohe Induktivität aufweist. Dies ist besonders in der Kollektorschaltung des Arbeitstransistors der Fall.
Zur Erzielung einer hohen Aufladung des Regelkon- dansrators kann rdie Induktivität der Steuerspule des Arbeitstransistors !auch grösser ,als erforderlich gewählt werden, wobei Idas eine Ende dieser Steuerspule mit dem einen Belag des Regelkondensators verbunden und die Basis des Arbeitstransistors an .eine Anzapfung der Steuerspule @gelcgt wird.
Nach einem Ausführungsbeispiel können in die Kollektor- rund in. die Bias-iszulcitung nies .Schalttransistors Induktivitäten gelegt werden, die in Rückkopplungsschaltung mit dem Schalttransistor eine Sperrschwingung erzeugen. Zweckmässig wird der Kopplungsgrad dieser ,beiden Spulen nur ,so gross lgewählt, dass erst beim über-
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schreiten einer bestimmten Grösse der von der Arbeitsspule des Arbeitstransistors herrührenden Steuerimpulse die Sperrschwingung einsetzt.
Eine besonders vorteilhafte Einrichtung ;ergibt sich, wenn die in der Sperrschwingeranordnung vorgesehenen Spulen von einer mit ;dem Gangordner verbundenen Blende getrennt werden, wobei diese Blende mit einem Ausschnitt versehen wird, der beim überschreiten einer bestimmten Amplitude des Gangordners Idas Einsetzen der Sperrschwingung bewirkt.
Weiterer Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen.
Im einzelnen stellen,dar: Fi.g. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der nach der Erfindung vorgeschlagenen Transistorschaltung, Fig. 2 eine Variante der in Fig. 1 dargestellten Schaltung als Speicherschaltung, Fig. 3 eine Variante der in Fig. 2 dargestellten Schaltung, bei der -der Regeltransistor als Sperrschwin- g r arbeitet, Fig. 4 ein Spannungsdiagramm zur Erläuterung der in Fig. 3 dargestellten Schaltung,
Fig. 5 eine schematische Darstellung der erfindungsgemässen Schaltanordinung in Verbindung .mit einer durch einen Elektromotor angetriebenen Uhr, Fig. 6 die in .Fig. 5 dargestellte, mit ;dem Gangordner verbundene Vorrichtung meiner senkrechten Ansicht und Fig. 7 den in Fiig. 5 dargestellten Antriebsmotor ebenfalls in einer senkrechten Ansicht.
In der in Fig. 1 dargestellten Schaltung soll T1 beispielsweise einen p-n-p-Germanium"Transistor (darstellen, in dessen Arbeitskreis zwischen Kollektor und Emitter eine Trockenbatterie B und eine Arbeitsspule L1 in Reihe geschaltet sind.
In dem Steuerkreis zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors T1 liegt eine Steuerspule L2. Mit der Basis des Transistors T1 ist ferner der eine Belag eines Kondensators Cl verbunden, dessen anderer .Belag zudem ,Kollektor eines Transistors T2 führt. Der Kollektor ;des Regeltransistors T2 ist über einen geeignet bemessenen Widerstand R1 an die Spannung (der Trockenbatterie B gelegt.
Die Basis des Transistors T2 ist mit der gemeinsamen Null-Leitung N verbunden, und der Emitter dies Transistors T2 ist an dies eine Ende einer Koppelspule L:; angeschlossen, :die mit ihrem anderen Endre ebenfalls an der Null-Leitung N liegt. Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors T2 kann ferner noch ein Regelpotentiometer P vorgesehen sein. Die Spule L; ist induktiv mit der Arbeitsspule L1 des Transistors T1 gekoppelt.
Die Wirkungsweise der in Fig. 1 dargestellten Anordnung ist nun die folgende: Erhält .die Steuerspule L2 durch einen -an ihr vorbeilaufenden Permanentmagneten einen Impuls, bei dem ;die Basis, ;des Transistors T1 negativ wird, so wird der Transistor T1 leitend;
, so dass durch die Arbeitsspule L1 ein Strom fliesst, dessen Feld auf einen zweiten Permanentmagneten einen Antriebsimpuls lausüben kann. Gleichzeitig wird über die Kopplung zwischen L1 und L3 in L3 eine Spannung induziert, die an dem Emitter des Transistors T2 eine in bezug auf die Basis positive Spannurig erzeugt,
durch die der Transistor T2 ebenfalls leitend wird. Die in dem Kondensator Cl über den hochohmiigen Widerstand R1 gespeicherte Ladung kann daher über den Transistor T2 abfliessen, so @dass ,an dem rechten Belag des Kondensators Cl eine positive Ladung zur Wirkung kommt, !die der in der Steuerspule L2 induzierten Steuerspannung entgegenwirkt. Bei geeigneter Bemessung der ,Anordnung,
insbesondere der Grösse ödes Kopp- lungs:graides ;der Spule L3, kann daher der Transistor T2 so ausgesteuert werden, idass bei einer hohen Spannung,der Trockenbatterie .B ein grosser Regelimpuls an ,die Basis des Transistors T1 gelangt, der mit abnehmender Butteriespannunig kleiner wird. Auf diese Weise ist es :somit möglich, in einem weiten Bereich der Batteriespannung, etwa zwischen 1,7 bis 1 Volt, in der Arbeitsspule L, Impulse von angenähert konstanter Stromstärke zu erzielen.
Das bei dem Beispiel in Fig. 1 zwischen ;der Basis und ;dem Emitter des Transistors T2 vorgesehene Potentiometer kann bei geeigneter Bemes- sung,der übrigen Bestandteile der Schaltung auch fortgeliassenwerden.
Bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung liegt die Arbeitsspule L1 unmittelbar in der Emiitter- zuleitung ;des Transistors Ti, so dass hier eine soge= nannte Kollektorschaltung vorliegt. Bei ,dieser Schaltung ist es notwendig, :der Steuerspule L2 eine höhere Induk- tivität !als (der Arbeitsspule L1 zu ,geben.
Da ferner in der Steuerspule L2 durch den Permanentmagneten in der Sperrphase eine .Spannung induziert wird, die an ,der Basis :des Transistors T1 eine Plus-Spannung erzeugt, kann die Speisezuleitung zu dem Regeltransistor T2 auch fortgelassen werden, wobei ;die Aufladung des Regelkondensators Cl durch diesen in der Steurspule L2 erzeugten Impuls über die Basis-Kollektor-Strecke des Regeltransistors T2 erfolgt.
Eine weitere Vereinfachung ist (dadurch vorgenommen worden, dass der Emitter des Transistors T1 mit dem gemeinsamen Null,Lei@ter verbunden ist und die Basivs des Transistors T2 !an einer Anzapfung ;der Arbeitsspule L1 legt.
Während der Sperrphase ide,r Anordnung liegt somit an dem rechten Belag des Kondensators. Cl eine relativ hohe positive Spannung und an ;dem anderen Ende der Steuerspule L 2 eine entsprechende negative Spannung, die über Iden Teil L1 der Arbeitsspule der Basis des Transistors T2 zugeführt wird.
Infolgedessen lädt sich über die in dieser Richtung leitende Basis-Kollektor- Strecke des Transistors T2 der linke Belag ödes Kondensators Cl ,negativ :aiuf. In der -nachfolgenden Arbeitsphase erhält die Basis des Transistors T1 ein negatives Potential in bezug auf den Emitter, so dass ;der Transistor T1 leitend wird.
An dem oberen, mit dem Emitter verbundenen Ende (der Arbeitsspule L1' liegt dann eine negative Spannung, Ein Teil dieser negativen Spannjung L1' wird der Basis des Transistors T2 zugeführt, so dass :dieser mehr oder weniger leitend wird und die negative Ladung von ;dem linken Belag des Kondensators C, abfliessen kann. Infolgedessen entsteht auch hier, ebenso wie bei dem in Fig. 1 :dargestellten Ausführungsbeispiel, ein ;
die Steuerspannung von L2 herabsetzender positiver Regelimpuls ,an ;der Basis von TI, dessen Grösse mit der Batteriespannung anwächst.
Da während ;der Ladeperiode ödes Kondensators Cl .an dem Kollektor (des Transistors T2 eine verhältnismässig hohe positive Spannung und an dem Em'itter eine negative Spannung liegt, arbeitet der Transistor T2 auch im Inversbetrieb. Zur Vermeidung @dieses Effektes verwendet man zweckmässig Transistoren, bei denen die Inversiverstärkung gering ;ist, was insbesondere dadurch erzielt werden kann, idass -die Vorwärtsverstärkung nicht unnötig ;
gross gewählt und die zwischen Kollektor und
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Basis vorgesehene Sperrschichtfläche wesentlich grösser als die zwischen Basis und Emitter .ausgeführt wird.
Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltung ist die Induktivität der Steuerspule L2 besünders gross gewählt, wobei die Basis des Transistors T1 an eine Anzapfung dieser Steuerspule L2 .gelegt ist. Weiterhin befinden sich in dLr Basüszuleitun@g und in der Kollektor- zuleitungdes Transistors T2 je eine Induktivität L4 und L5, die in geeigneter Weise miteinander :gekoppelt oder koppelbar sind.
Zur Unterdrückung unerwünschter Schwingungen sind die Enden der Steuerspule L2, L2 durch einen Kondensator C2 und die Zuleitungen zu Emitter und Basis des Transistors T2 durch einen weiteren Kondensator C3 miteinander verbunden. Auch bei diesem Ausführungsbeispiel soll die Induktivität L2 in oder Sperrphasie .den Kondensator Cl aufladen. Die resultierende Spannung während des Regelvorganges an ,
der Basis des Transistors T1 ergibt sich -aus F.ig. 4. Mit UL2 ist :die :gesamte in oder Spule L2 induzierte negative Steuerspannung bezeichnet.
Demgegenüber steht in der Arbeltsphase an der Basis des Transistors T1 nur eines wirksame Spannung von UBTl zur Verfügung. Die .in dem Teil L2 erzeugte Spannung ist als positiver Teil von adergesamten in L2 induzierten Spannung abzuziehen. Hinzu kommt noch @die von dem Kondensator Cl herrührende Regelspannung UCl, die ebenfalls die negative Steuerspannung an oder @Basis des Transistors T1 verringert.
Wie bereits .ausgeführt, sollen die beiden Spulen L4 -und L5 so miteinander 'in Rückkopplungsschaltung liegen, idass erst durch den auf die Basis des Transistors T2 übertragenen Auslöseimpuls oder Transistor T2 eine Sperrschwingung ausführt. Diese Sperrschwingung wird um so lebhafter tangefaoht, je höher die .Batteriiaspannung ist und soll beim Absinkender Batteriespannung unterhalb seines bestimmten Wertes,
.beispielsweise von 1,0 Volt, nicht mehr auftreten.
Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung erweist sich dann -als .besonders vorteilhaft, wenn die beiden Indukti- vitäten L4 und L5 ,durch. eine mit dem Gangordner verbundene Blende getrennt werden, die die Sperrschwin- gung @normalerweise unterdrückt, wobei diese Blende einen Ausschnitt iaufweis.t, ider .beim Überschreiten einer bestimmten Amplitude des Gangordners das Einsetzen der Sperrschwingung bewirkt.
Eine solche Anordnung ist schematisch ihn den .Fig. 5 und 6 dargestellt. Mit 1 ist :der Rotor eines Transistormotors bezeichnet, der über :die .Schnecke 2 zum Aufziehen einer nichtdargestellten Pufferfeder und zum Antrieb eines Zeigerwerkes dient. Der Rotor 1 weist mm Abstand voneinander zwei Arme 3 und 4 iauf, die an ihrem Ende :gegenüberliegend mit Permanentmagneten 5 bzw. 6 versehen sind.
Zwischen ,den Magneten 5 eist die Steuerspule L2 und zwischen den Magneten @6 ist die Arbeitsspule L1 dargestellt. Die Zuleitungen dieser Spulen führen zu !der Verstärkerlanordnung 7. Mit der Verstärkeranordnung 7 sind auch die Spulen L4 und L5 verbunden, die .hier mit einem ferromiagnetischen Joch 8 versehen sind. In dem Luftspalt des Jocheis 8 ist eine Scheibe 9 drehbar vorgesehen. Die Scheibe 9 befindet sich ,auf der Welle 10 eines mit einer Spiralfeder 1 1 versehenen Gangordners. Die Scheibe 9 weit ferner einen Ausschnitt 12 auf.
Wird beispielsweise der Rotor 1 ides Elektromotors in Pfeilrichtung in Fig. 7 angestossen, so überstreichen die Magnete 5 die Steuerspule L2, während die Magnete 6 sich über @die Arbeitsspule L1 hinweigbewegen. In der Sperrphase wird dann der Kondensator Cl auf- geladen.
In ider Öffnungsphase des Transistors T1 wird zwar von Cl ein Regelimpuls auf die Basis des Transistors T1 iausgeübt, .die Sperrschwingung setzt jedoch noch nicht ein.
Die vom Rotor 1 gespannte Pufferfeder setzt nun :den Gangregler in Bewegung. Wird eine Amplitude von etwa 180 Grad am Gangregler erhalten, iso .gelangt der Ausschnitt 12 in der Scheibe 9 in den Spalt des ferromagnedschien Joches 8, wodurch die Sperrschwingung ides Transistors T2 einsetzt, so @dass jetzt sehr kräftige .Regelimpulse ,an die Basis des Transistors T1 ;
abgegeben werdbn. Hierdurch kann die Antriebsleistung dies Motors so weit reduziert werden, dass die Uhr bei einer praktisch konstanten .Spannung der Pufferfeder und mit einer konstanten Amplitude ödes Gan- reglers :auch :bei verschiedener Bütteriespannung arbeitet. Durch Idas periodische Wiederaufladen des Kondensators Cl wird eine ,zusätzliche Bremsung auf den Motorausgeübt. Mit Odem Einsetzen der Sperrschwingung wird die Stromaufnahme der Anordnung verringert.
Die Sperrschwingeranordnungarbeitet auch bei tiefen Temperaturen einwandfrei, da diese Schwingung durch @die von der Arbeitsspule dies Transistors T1 herrührenden Initialimpulse angestossen wird.
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Transistor switching amplifiers, especially for self-controlling clock drives There are known transistor switching amplifiers in which there is a control winding between the base and the emitter of the transistor, a working winding between the collector and the emitter, and one preferably made of a mono cell in series with the working winding existing voltage source are provided.
Voltage pulses generated in the control winding cause amplified pulses in the working winding, which are used to maintain a mechanical oscillating or rotating movement. In time-keeping systems, such a switching amplifier can either .directly onto the time-keeping element, e.g.
B. a pendulum or a balance wheel, but it can also form the drive system of a periodically or continuously rotating motor that is used to drive a clock.
When using such a Transi'stor switching arrangement to drive time-keeping systems, the current in the working winding and thus the drive power of the system must be kept as constant as possible.
This is practically not possible with the circuits known today, since the voltage of the dry batteries used drops from 1.7 to about 0.8 volts over time while the watch is in operation. However, as the battery voltage decreases, so does the current intensity and thus the work done by the switching amplifier. There are circuit arrangements:
have become known, in which the influence of the falling battery voltage: on the mechanical system is compensated within certain limits. However, these arrangements degrade the efficiency of the switching amplifier, or they are complex and expensive to build.
The present invention relates to a transistor switching amplifier of the type described above, in which the influence of the battery voltage is almost completely compensated for in a relatively wide range by relatively simple means.
According to the invention it is proposed in a transistor switching amplifier, especially for self-controlling clock drives, in which a non-constant DC voltage source, in particular a dry battery, is arranged as an energy source and a control winding between the base and emitter and is generated in the working circuit Switching pulses are used to drive a mechanically oscillating or rotating system!
through the movement of which control pulses are periodically fed to the transistor and in which means for keeping the working current constant are provided to connect one layer of a capacitor to the base of the transistor and the other layer of the capacitor to one, preferably as a transistor @ trained electronic: switch to energize, which is controlled by the working winding of the transistor and a periodic discharge of the capacitor:
causes a control pulse, which is dependent on the level of the DC voltage and which counteracts the control pulse at the base of the transistor, so that the effective control voltage @ at the base of the transistor is smaller than at larger values of the DC voltage at low.
A particularly high charge of this capacitor is achieved when the control winding has the highest possible inductance. This is particularly the case in the collector circuit of the working transistor.
To achieve a high charge of the regulating capacitor, the inductance of the control coil of the operating transistor can also be selected to be greater than required, with one end of this control coil being connected to one layer of the regulating capacitor and the base of the operating transistor being connected to a tap on the control coil @ is applied.
According to one exemplary embodiment, inductances can be placed in the collector circuit in the bias supply line. Switching transistor inductances which generate a blocking oscillation in a feedback circuit with the switching transistor. The degree of coupling of these two coils is expediently selected only so large that only when
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If the control pulses originating from the work coil of the work transistor reach a certain size, the blocking oscillation begins.
A particularly advantageous device results when the coils provided in the blocking oscillator arrangement are separated from a screen connected to the aisle folder, this screen being provided with a cutout which causes the blocking oscillation to commence when a certain amplitude of the aisle folder is exceeded.
Further advantages and details of the invention emerge from the following description of exemplary embodiments.
In detail represent: Fi.g. 1 shows a first exemplary embodiment of the transistor circuit proposed according to the invention, FIG. 2 shows a variant of the circuit shown in FIG. 1 as a memory circuit, FIG. 3 shows a variant of the circuit shown in FIG. 2, in which the control transistor operates as a blocking frequency, FIG. 4 shows a voltage diagram to explain the circuit shown in FIG. 3,
5 shows a schematic representation of the switching arrangement according to the invention in connection with a clock driven by an electric motor, FIG. 6 the in. 5 illustrated device connected to the aisle folder, my vertical view, and FIG. 7 the device in FIG. 5 shown drive motor also in a vertical view.
In the circuit shown in FIG. 1, T1 is intended to represent, for example, a p-n-p-germanium "transistor (in whose working circuit a dry battery B and a working coil L1 are connected in series between collector and emitter.
A control coil L2 is located in the control circuit between the base and the emitter of the transistor T1. One layer of a capacitor Cl is also connected to the base of the transistor T1, the other layer of which also leads to the collector of a transistor T2. The collector of the control transistor T2 is connected to the voltage (of the dry battery B via a suitably sized resistor R1.
The base of the transistor T2 is connected to the common zero line N, and the emitter of this transistor T2 is at this one end of a coupling coil L :; connected: the other end of which is also connected to the neutral line N. A control potentiometer P can also be provided between the base and the emitter of the transistor T2. The coil L; is inductively coupled to the work coil L1 of the transistor T1.
The mode of operation of the arrangement shown in FIG. 1 is as follows: If the control coil L2 receives a pulse from a permanent magnet running past it, in which the base of the transistor T1 becomes negative, the transistor T1 becomes conductive;
so that a current flows through the work coil L1, the field of which can exert a drive pulse on a second permanent magnet. At the same time, a voltage is induced in L3 via the coupling between L1 and L3, which generates a voltage that is positive with respect to the base at the emitter of transistor T2,
through which the transistor T2 also becomes conductive. The charge stored in the capacitor Cl via the high-resistance resistor R1 can therefore flow away via the transistor T2, so that a positive charge comes into effect on the right-hand side of the capacitor Cl, which counteracts the control voltage induced in the control coil L2. If the, arrangement,
In particular the size of the dull coupling: of the coil L3, the transistor T2 can therefore be controlled in such a way that at a high voltage, the dry battery .B, a large control pulse arrives at the base of the transistor T1, which becomes smaller as the butteries voltage decreases becomes. In this way it is: thus possible, in a wide range of the battery voltage, approximately between 1.7 to 1 volt, in the working coil L, to achieve pulses of approximately constant current strength.
The potentiometer provided in the example in FIG. 1 between the base and the emitter of the transistor T2 can also be omitted if the other components of the circuit are suitably dimensioned.
In the circuit arrangement shown in FIG. 2, the work coil L1 lies directly in the emitter lead of the transistor Ti, so that what is known as a collector circuit is present here. With this circuit it is necessary: to give the control coil L2 a higher inductance than (to the work coil L1.
Furthermore, since a voltage is induced in the control coil L2 by the permanent magnet in the blocking phase, which generates a positive voltage at the base of the transistor T1, the feed line to the regulating transistor T2 can also be omitted, whereby the charging of the regulating capacitor Cl takes place through this pulse generated in the control coil L2 via the base-collector path of the control transistor T2.
A further simplification has been made in that the emitter of the transistor T1 is connected to the common zero conductor and the base of the transistor T2 is connected to a tap of the work coil L1.
During the blocking phase, the arrangement is therefore on the right-hand side of the capacitor. Cl a relatively high positive voltage and at the other end of the control coil L 2 a corresponding negative voltage, which is fed to the base of the transistor T2 via Iden part L1 of the work coil.
As a result, the left-hand coating of the capacitor C1 becomes negative via the base-collector path of the transistor T2, which is conductive in this direction: aiuf. In the subsequent working phase, the base of the transistor T1 receives a negative potential with respect to the emitter, so that the transistor T1 becomes conductive.
At the upper end connected to the emitter (the working coil L1 'then has a negative voltage, part of this negative voltage L1' is fed to the base of the transistor T2, so that: this becomes more or less conductive and the negative charge of; can flow off the left coating of the capacitor C. As a result, here too, as in the embodiment shown in FIG.
the control voltage of L2 lowering positive control pulse, the base of TI, the size of which increases with the battery voltage.
Since during the charging period of the capacitor C1 there is a relatively high positive voltage at the collector of the transistor T2 and a negative voltage at the emitter, the transistor T2 also works in inverse mode. To avoid this effect, it is advisable to use transistors, in which the inverse gain is low, which can be achieved in particular by the fact that the forward gain is not unnecessary;
chosen large and between the collector and
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The barrier layer area provided for the base is significantly larger than that between the base and the emitter.
In the circuit shown in FIG. 3, the inductance of the control coil L2 is chosen to be so large, the base of the transistor T1 being connected to a tap of this control coil L2. In addition, there are inductances L4 and L5 in the base supply line and in the collector supply line of the transistor T2, which are coupled or can be coupled to one another in a suitable manner.
To suppress undesired oscillations, the ends of the control coil L2, L2 are connected to one another by a capacitor C2 and the leads to the emitter and base of the transistor T2 are connected to one another by a further capacitor C3. In this exemplary embodiment, too, the inductance L2 is intended to charge the capacitor C1 in or blocking phase. The resulting voltage during the control process
the base of the transistor T1 results from F.ig. 4. With UL2: denotes: the total negative control voltage induced in or coil L2.
In contrast, only one effective voltage of UBT1 is available at the base of transistor T1 in the working phase. The voltage generated in part L2 is to be subtracted as a positive part from the entire voltage induced in L2. Added to this is the control voltage UCl originating from the capacitor Cl, which also reduces the negative control voltage at or base of the transistor T1.
As already stated, the two coils L4 and L5 should be in a feedback circuit with one another in such a way that a blocking oscillation does not occur until the trigger pulse or transistor T2 transmitted to the base of transistor T2. This blocking oscillation becomes more lively, the higher the battery voltage is and, when the battery voltage drops below its certain value,
For example of 1.0 volts, no longer occur.
The circuit shown in FIG. 3 then proves to be particularly advantageous when the two inductances L4 and L5 through. a diaphragm connected to the aisle folder can be separated, which normally suppresses the blocking oscillation, whereby this diaphragm has a cutout, i.e. when a certain amplitude of the aisle folder is exceeded, the blocking oscillation begins.
Such an arrangement is shown schematically in the .Fig. 5 and 6 shown. With 1: the rotor of a transistor motor is referred to, which is used via: the .Schnecke 2 to wind a buffer spring (not shown) and to drive a pointer mechanism. The rotor 1 has two arms 3 and 4 iauf spaced mm apart, which at their end: are provided with permanent magnets 5 and 6 opposite one another.
The control coil L2 is shown between the magnets 5 and the work coil L1 is shown between the magnets @ 6. The leads of these coils lead to the amplifier arrangement 7. The coils L4 and L5, which are provided with a ferromagnetic yoke 8 here, are also connected to the amplifier arrangement 7. In the air gap of the yoke 8, a disk 9 is rotatably provided. The disk 9 is located on the shaft 10 of a gear folder provided with a spiral spring 11. The disk 9 also has a cutout 12.
If, for example, the rotor 1 of the electric motor is pushed in the direction of the arrow in FIG. 7, the magnets 5 sweep over the control coil L2, while the magnets 6 move over the work coil L1. In the blocking phase, the capacitor C1 is then charged.
In the opening phase of the transistor T1, a control pulse is exerted by Cl on the base of the transistor T1, but the blocking oscillation does not yet set in.
The buffer spring tensioned by rotor 1 now sets: the gear regulator in motion. If an amplitude of about 180 degrees is obtained on the regulator, the cutout 12 in the disk 9 enters the gap of the ferromagnetic yoke 8, whereby the blocking oscillation of the transistor T2 sets in, so that now very powerful control pulses are sent to the base of the Transistor T1;
be handed in. As a result, the drive power of this motor can be reduced so far that the clock works with a practically constant tension of the buffer spring and with a constant amplitude of the variable speed regulator: also: with different battery voltages. Additional braking is exerted on the motor by the periodic recharging of the capacitor C1. With the onset of the blocking oscillation, the power consumption of the arrangement is reduced.
The blocking oscillator arrangement works perfectly even at low temperatures, since this oscillation is triggered by the initial impulses coming from the work coil of transistor T1.