Dispositif électronique de mesure de très faibles déplacements
La présente invention concerne un dispositif électronique de mesure de très faibles déplacements, en général inférieurs à 100 microns.
Comme dans de nombreux dispositifs antérieurs et notamment dans le système décrit par le titulaire dans le brevet français No 1341664 ayant pour titre Dispositif de mesure des déplacements linéaires ou angulaires , et dans les brevets additionnels déposés sous le mme titre, et portant les NoS83384, 87459, et 87963, il est fait appel à une capacité variable pour traduire le déplacement en un signal électrique.
Le dispositif selon l'invention n est caractérisé en ce qu'il comporte une capacité variable alimentée par un courant alternatif de haute fréquence et d'amplitude de l'oscillation constante à partir du point intermédiaire d'un circuit L C résJnnrtnt série, lui-mme alimenté sous tension d'amplitude, constante.
Le dessin ci-annexé représente à titre d'exemple, quelques formes d'exécution de l'objet de la présente invention.
La fig. 1 est un schéma électrique simplifié du dispositif électronique de mesure selon l'invention;
la fig. 2 est une vue schématique en coupe partielle d'un accéléromètre utilisant une forme d'exécution du dispositif électronique selon l'invention;
la fig. 3 est une vue schématique en coupe partielle d'une cellule microtbarométrique utilisant une autre forme d'exécution du dispositif électronique selon l'invention.
L'originalité du circuit proposé ici réside:
a) dans la façon d'imposer qu'une intensité alter
native à fréquence élevée d'amplitude de l'oscil
lation constante traverse la capacité.
b) dans le procédé de détection permettant de
ramener au niveau du dispositif d'alimentation
un signal d'information continu égal à l'amplitude
de la différence de potentiel alternative entre les
armatures de la capacité variable, lequel varie
donc comme l'écartement desdites armatures.
c) dans la manière de réaliser un tel circuit stable
thermiquement de façon compacte et légère.
d) dans la manière de réaliser les capacités varia
bles dans les deux applications précises déjà men
tionnées.
La fig. 1 présente le schéma théorique de la voie de mesure complète. Un oscillateur 1 contenu dans la boîte d'alimentation 2 alimente par l'intermédiaire de la ligne coaxiale 3 le circuit du capteur 4 en un courant de fréquence avantageusement choisie entre 10 et 15 M Hz c'est-à-dire suffisamment élevée pour pouvoir utiliser une capacité variable de quelques picofarads qui conserve cependant une impédance relativement basse de quelques milliers d'ohms. L'inductance 5 et la capacité fixe 6 constituent un circuit oscillant série dont la fréquence de résonance est celle de l'oscillateur 1.
Avec une capacité céramique 6 de 10 pF à faible coefficient de température associée à une inductance 5 à air bobinée sur un mandrin de performances diélectriques élevées dans le domaine de fréquence considéré on réalise aisément un circuit de surtension élevée et de bonne stabilité thermique.
Si, ayant ajusté la fréquence de l'oscillateur 1 à la résonance du circuit t 5-6, on branche la capacité variable 7, laquelle traduit le déplacement, le point t de fonc- tionnement du circuit est déplacé sur la pente de la courbe de résonance du nouveau circuit 5-6-7 située du côté des fréquences élevées. Un calcul élémentaire montre que compte tenu de la surtension finie mais élevée du circuit 5-6, l'intensité délivrée à la capacité 7 demeure sensiblement proportionnelle à l'amplitude
du potentiel alternatif à l'entrée 8 de l'inductance 5 tant que cette capacité demeure supérieure à une valeur minima pouvant tre une fraction de picofarad d'au
tant plus faible que la surtension du circuit 5-6 est plus élevée.
Cette intensité demeure donc constante si on
prend soin de régler l'amplitude du . signal alternatif
délivré par l'oscillateur au noeud 8 grâce, par exemple, à une diode régulatrice symétrique 9 disposée en série avec une forte capacité 10 par exemple de 10.000 pF.
L'ensemble du circuit étant jusqu'ici, grâce à la capa
cité de liaison 11, entièrement découplé de la masse
quant à la composante continue, la diode 12 impose au potentiel du noeud électrique 13 de varier non pas symétriquement de -V à + V par rapport au potentiel
de masse mais de O à + 2V en sorte que le filtre cons-
titué par l'inductance 14 et la capacité 15 au niveau du boîtier d'alimentation permet d'obtenir un signal
d'information continu égal à V à la borne 16. La résistance de charge 17 est indispensable pour diminuer la constante de temps de la réponse à des variations correspondant à une décroissance de V, le système restant théoriquement, quant à la composante continue de son potentiel, à la valeur maxima atteinte par cette dernière en l'absence de tout pompage continu.
En pratique, les fuites provenant notamment de la conduction inverse de la diode 12 ramènent toujours la composante continue à la valeur attendue V mais avec une constante de temps pouvant atteindre plusieurs secondes. La résistance 17 assure alors un pompage continu de la charge électrique apparue sur la ligne 3, qui, quant au signal continu d'information, se comporte comme une assez forte capacité pouvant atteindre un ordre de grandeur de 10.000 pF pour une ligne de cent mètres.
Elle peut tre avantageusement constituée en grande partie par l'impédance résistive du système enregistreur afin d'éviter tout gaspillage de l'énergie d'information; elle doit en tout cas tre choisie assez faible compte tenu de la capacité globale du circuit pour assurer une réponse assez rapide du circuit pour suivre les déplacements mécaniques imposés qu'on désire enregistrer;
elle ne doit pas non plus tre choisie inconsidérément trop faible au point d'écraser la surtension du circuit 5-6 en l'absence de la capacité 7 et en présence de la diode 12 car, d'une part la sensibilité du dispositif s'effondre, le raisonnement théorique précédent qui tenait compte d'une surtension élevée du circuit 5-6 n'est plus valable et enfin, outre que, mme avec une diode parfaite, le phénomène n'est plus linéaire, la diode qui doit assurer le passage d'un courant moyen important pendant l'annulation du potentiel du noeud 13 manifeste ses imperfections et notamment ses variations thermiques.
Il peut enfin s'avérer utile, pour augmenter la fidélité de l'appareil de disposer une résistance 18, en parallèle avec la diode 12 et les capacités 6 et 7, qui permet par un choix judicieux de sa valeur et de son coefficient thermique de compenser la variation thermique des phénomènes dissipatifs associés à la diode et aux pertes diélectriques qui se produisent surtout dans l'isolant qui constitue le support de l'inductance 5. Elle double en ce cas le rôle de la résistance 17, qui peut éventuellement ne plus tre utilisée, mais doit répondre aux préoccupations citées précédemment.
La fig. 2 représente, à une échelle voisine de 2, l'utilisation de ce circuit dans un accéléromètre ultra
sensible conçu spécialement et destiné à la mesure des vibrations mécaniques dans une très large gamme de
fréquences et d'amplitudes. La capacité variable est
constituée d'une part par le clinquant 20 en acier aux
qualités thermo-élastiques exceptionnelles tel l'Invar,
d'autre part par la pièce filetée 21 qu'on peut approcher à volonté du clinquant.
La déflexion du clinquant
sous l'action d'une accélération subie par l'appareil perpendiculairement à la face de fixation 22 est très sensiblement proportionnelle à cette accélération dans
une gamme de fréquences comprise entre 0 et la fréquence propre du clinquant si ce dernier est convenablement amorti. I1 est possible, avec des surfaces en regard de l'ordre du cm2, d'amortir convenablement
un clinquant de quelques centièmes de mm d'épais
seur à l'aide du coussin d'air situé dans l'entrefer. On
reconnaît le bobinage 5 réalisé sur un mandrin 19 avantageusement constitué d'un polystyrène ou d'une céramique de bonnes qualités diélectriques et les divers éléments du circuit de la fig. 1 qui sont désignés par les mmes références.
La fig. 3 représente une capsule manométrique à
réponse rapide où la capacité variable est constituée par l'électrode fixe 23 et la membrane métallique 24 dont la flèche est déterminée par la pression à mesurer.
Dans l'un et l'autre dispositifs, en fonctionnant avec
des surfaces en regard de l'ordre du cm2 et un entrefer de l'ordre de 50 microns on peut obtenir au niveau du boîtier d'alimentation un signal dont la linéarité est excellente pour des déplacements supérieurs à 20 microns avec une sensibilité atteignant sans amplification 1 volt par micron.
Les dérives thermiques du circuit électrique proprement dit, exprimées en thermes de longueur, sont inférieures au 1/100 de micron dans des conditions normales d'utilisation en laboratoire et nettement inférieures au micron pour une large gamme de température ce qui rend ces appareils, à condition de réaliser convenablement les compensations des dilatations associées aux éléments constitutifs de la capacité variable, susceptibles d'une large diffusion industrielle, tant pour la mesure des vibrations que pour celles des pressions et aussi des très faibles déplacements proprement dits.
Electronic device for measuring very small displacements
The present invention relates to an electronic device for measuring very small displacements, generally less than 100 microns.
As in many previous devices and in particular in the system described by the holder in French patent No. 1341664 entitled Device for measuring linear or angular displacements, and in the additional patents filed under the same title, and bearing Nos.83384, 87459 , and 87963, a variable capacitor is used to translate the displacement into an electrical signal.
The device according to the invention is characterized in that it comprises a variable capacitor supplied by an alternating current of high frequency and of constant oscillation amplitude from the intermediate point of a series resJnnrtnt LC circuit, itself. even supplied under voltage of constant amplitude.
The accompanying drawing represents, by way of example, some embodiments of the object of the present invention.
Fig. 1 is a simplified electrical diagram of the electronic measuring device according to the invention;
fig. 2 is a schematic view in partial section of an accelerometer using an embodiment of the electronic device according to the invention;
fig. 3 is a schematic view in partial section of a microtbarometric cell using another embodiment of the electronic device according to the invention.
The originality of the circuit offered here lies:
a) in the way of imposing that an intensity alter
native high frequency oscillation amplitude
constant lation crosses the capacitance.
b) in the detection process allowing
bring back to the level of the feeding device
a continuous information signal equal to the amplitude
of the alternating potential difference between
reinforcements of variable capacity, which varies
therefore like the spacing of said reinforcements.
c) in the way of making such a stable circuit
thermally compact and lightweight.
d) in the way of achieving the varia capacities
bles in the two precise applications already carried out
mentioned.
Fig. 1 presents the theoretical diagram of the complete measurement channel. An oscillator 1 contained in the power supply box 2 supplies the circuit of the sensor 4 via the coaxial line 3 with a current of frequency advantageously chosen between 10 and 15 M Hz, that is to say sufficiently high to be able to use a variable capacitance of a few picofarads which however retains a relatively low impedance of a few thousand ohms. The inductance 5 and the fixed capacitor 6 constitute a series oscillating circuit whose resonant frequency is that of oscillator 1.
With a ceramic capacitor 6 of 10 pF with a low temperature coefficient associated with an air inductor 5 wound on a mandrel of high dielectric performance in the frequency range considered, a high overvoltage circuit and good thermal stability are easily produced.
If, having adjusted the frequency of oscillator 1 to the resonance of circuit t 5-6, we connect the variable capacitor 7, which reflects the displacement, the operating point t of the circuit is displaced on the slope of the curve resonance of the new circuit 5-6-7 located on the high frequency side. An elementary calculation shows that taking into account the finite but high overvoltage of circuit 5-6, the intensity delivered to the capacitor 7 remains substantially proportional to the amplitude
of the alternating potential at input 8 of inductor 5 as long as this capacitance remains greater than a minimum value which may be a fraction of a picofarad of at least
both lower than the overvoltage of circuit 5-6 is higher.
This intensity therefore remains constant if we
takes care to adjust the amplitude of the. alternating signal
delivered by the oscillator to node 8 thanks, for example, to a symmetrical regulating diode 9 arranged in series with a high capacitance 10, for example of 10,000 pF.
The whole circuit being so far, thanks to the capa
link city 11, fully decoupled from ground
as for the DC component, the diode 12 forces the potential of the electrical node 13 to vary not symmetrically from -V to + V with respect to the potential
mass but from 0 to + 2V so that the filter
tituated by the inductance 14 and the capacitor 15 at the level of the power supply unit makes it possible to obtain a signal
of continuous information equal to V at terminal 16. The load resistor 17 is essential to decrease the time constant of the response to variations corresponding to a decrease in V, the system remaining theoretically, as regards the continuous component of its potential, to the maximum value reached by the latter in the absence of any continuous pumping.
In practice, the leaks originating in particular from the reverse conduction of the diode 12 always bring the DC component back to the expected value V but with a time constant which can reach several seconds. Resistor 17 then ensures a continuous pumping of the electric charge appearing on line 3, which, as regards the continuous information signal, behaves like a fairly strong capacitor which can reach an order of magnitude of 10,000 pF for a line of one hundred meters. .
It can advantageously consist largely of the resistive impedance of the recording system in order to avoid any waste of information energy; it must in any case be chosen to be low enough taking into account the overall capacity of the circuit to ensure a sufficiently rapid response of the circuit to follow the imposed mechanical displacements which one wishes to record;
nor should it be chosen inconsiderately too low to the point of crushing the overvoltage of circuit 5-6 in the absence of capacitor 7 and in the presence of diode 12 because, on the one hand, the sensitivity of the device is collapsed, the previous theoretical reasoning which took into account a high overvoltage of circuit 5-6 is no longer valid and finally, apart from the fact that, even with a perfect diode, the phenomenon is no longer linear, the diode which must ensure the passage of a large average current during the cancellation of the potential of node 13 shows its imperfections and in particular its thermal variations.
Finally, it may prove useful, in order to increase the fidelity of the device, to have a resistor 18, in parallel with the diode 12 and the capacitors 6 and 7, which allows a judicious choice of its value and its thermal coefficient of compensate for the thermal variation of the dissipative phenomena associated with the diode and the dielectric losses which occur especially in the insulator which constitutes the support of the inductance 5. In this case, it doubles the role of the resistor 17, which may possibly no longer be used, but must respond to the concerns mentioned above.
Fig. 2 represents, on a scale close to 2, the use of this circuit in an ultra accelerometer
sensor specially designed and intended for measuring mechanical vibrations in a very wide range of
frequencies and amplitudes. The variable capacity is
formed on the one hand by the foil 20 in steel with
exceptional thermo-elastic qualities such as Invar,
on the other hand by the threaded part 21 which can be approached at will to the foil.
The deflection of the foil
under the action of an acceleration undergone by the device perpendicular to the fixing face 22 is very substantially proportional to this acceleration in
a range of frequencies between 0 and the natural frequency of the foil if the latter is suitably damped. It is possible, with facing surfaces of the order of cm2, to adequately absorb
a tinsel a few hundredths of a mm thick
sor using the air cushion located in the air gap. We
recognizes the coil 5 produced on a mandrel 19 advantageously made of a polystyrene or a ceramic of good dielectric qualities and the various elements of the circuit of FIG. 1 which are designated by the same references.
Fig. 3 represents a manometric capsule
rapid response where the variable capacitance is formed by the fixed electrode 23 and the metal membrane 24, the deflection of which is determined by the pressure to be measured.
In both devices, working with
facing surfaces of the order of cm2 and an air gap of the order of 50 microns, a signal can be obtained at the level of the power supply unit, the linearity of which is excellent for displacements greater than 20 microns with a sensitivity reaching without amplification 1 volt per micron.
The thermal drifts of the electrical circuit itself, expressed in thermal lengths, are less than 1/100 of a micron under normal conditions of laboratory use and clearly less than a micron for a wide temperature range, which makes these devices suitable for condition of suitably carrying out the compensations of the expansions associated with the constituent elements of the variable capacity, susceptible of a wide industrial diffusion, as well for the measurement of the vibrations as for those of the pressures and also of the very small displacements proper.