Einrichtung mit zwei im Schaltbetrieb arbeitenden Wechselrichtern Im Schaltbetrieb arbeitende Wechselrichter sind bekannt. Diese bestehen aus zwei steuerbaren Schalt elementen (z.B. Transistoren), die die Gleichspan nung mit verschiedener Polarität abwechselnd an den Wechselstromverbraucher schalten. Die Ausgangs spannung eines solchen Wechselrichters zeigt Fig. 1.
Während der Zeit T1 ist das eine Element stromfüh rend geschaltet, während der Zeit TZ das andere. Die Zeiten T1 und T2 sind gleich gross. Der Nachteil dieses bekannten Wechselrichters besteht darin, dass die Amplitude der Ausgangsspannung konstant ist, wäh rend zur Frequenzänderung eine ,Änderung der Schalt frequenz selbst erforderlich ist.
Dieser Nachteil ist besonders unangenehm bei der frequenzvariablen Speisung eines aus einer Eiseninduktivität (z.B. Wechselstrommotor) bestehenden Verbrauchers. Mit Rücksicht auf die Sättigung und die Ausnutzung sind diese Verbraucher möglichst so zu speisen, dass das Verhältnis aus Amplitude und Frequenz, also die Spannungszeitfläche der speisenden Spannung kon stant ist.
Um diesen Nachteil zu beseitigen, wurde bereits ein Wechselrichter vorgeschlagen (Schweizer Patent 409 116), der sich von dem oben beschriebenen be kannten Wechselrichter wie folgt unterscheidet: Die Schaltfrequenz des Wechselrichters ist sehr gross gegenüber der Frequenz, mit der der Verbraucher zu speisen ist. Das Verhältnis der Schaltzeiten TI/T, ist nicht mehr konstant und gleich 1, sondern steuer bar. Die Steuerung dieses Verhältnisses erfolgt in Ab hängigkeit der Augenblickswerte einer Sollspannung.
Diese Sollspannung wird in der Regel eine Sinus spannung sein, so dass sich das Impulsbreitenverhält- nis (Schaltzeitenverhältnis) T,/T, sinusförmig ändert. Fig. 2 zeigt diese Verhältnisse. Der Mittelwert der rechteckförmigen Ausgangsspannung U, ist nicht mehr, wie in Fig. 1, konstant und gleich Null, sondern er ändert sich sinusförmig. Das bedeutet,
dass der hochfrequenten Ausgangsspannung U" eine sinus- förmige Unterwellenspannung U8' unterlagert wird. Diese Unterwellenspannung speist den Verbraucher. Die hochfrequenten Oberwellen werden entweder durch die Induktivität des Verbrauchers selbst oder durch vorgeschaltete Siebkreise weitgehend unter drückt.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Weiterentwicklung des eben beschriebenen, bereits vorgeschlagenen Wechselrichters.
Um die Erfindung zu verstehen, ist zunächst auf die Steuerung des Impulsbreitenverhältnisses, d.h. der Schaltelemente, einzugehen. Dies geschieht anhand der Figuren 3, 4a, 4b, 5a und 5b. Es wurde festge stellt, dass der Wechselrichter von den Augenblicks werten einer Sollspannung gesteuert wird. Der Ein fachheit halber wird zunächst ein konstanter Wert als Sollspannung angenommen.
Er ist in Fig. 4a gestrichelt dargestellt und mit u. bezeichnet. Aus diesem Sollwert u. werden durch Addition und Substraktion eines Gleichstromwertes ein oberer und ein unterer Grenzsollwert u1 und u, gebildet. Man kann sich auch mit der Addition oder Subtraktion begnügen und als zweiten Grenzsollwert die Grösse u" selbst verwenden.
Man nimmt dann eine kleine Ungenauigkeit in Kauf.
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der bereits vorgeschlagenen Schaltung. Die Last L ist einerseits an die Mittelanzapfung einer Gleichstromquelle 3 an geschlossen. Mit ihrem anderen Ende ist sie an zwei Schaltelemente 1 und 2 angeschlossen, die ihrerseits mit ihren freien Enden an den positiven bzw. negati ven Pol der Gleichstromquelle 3 angeschlossen sind. Die Blöcke 1 und 2 deuten die Schaltelemente symbo lisch an. Sie können in mannigfacher Weise durch be kannte mechanische und kontaktlose (z.B. Ventile, Halbleiter) Einrichtungen verwirklicht werden.
Die seitlich an den Blöcken 1 und 2 angebrachten Pfeile deuten an, dass die Schalter steuerbar sind. Es ist je weils einer der beiden Schalter durchgeschaltet und der andere geöffnet. Die Schaltelemente werden wie folgt gesteuert: Der über die Last L fliessende Strom iL wird nach entsprechender Umformung in eine ge eignete Spannung mit den beiden Grenzsollwerten u, u. u., verglichen. Sobald der Strom den Wert ul erreicht hat, erfolgt eine Umschaltung, sobald der Strom bis auf den Wert u2 gefallen ist, erfolgt die Zurückschal tung.
Dieser fortlaufend sich wiederholende Vorgang ist in den Figuren 4a und 4b abgebildet. 4b zeigt die an der Last liegende Spannung, die identisch mit den Schaltzuständen der beiden Schalter ist. Der Strom ir, bewegt sich auf Abschnitten aus Exponentialfunk- tionen. Die Exponentialfunktionen werden durch das Verhältnis von Induktivität und Wirkwiderstand des Lastkreises bestimmt. Wenn ausnahmsweise eine reine Wirklast gespeist wird, können Zusatzinduktivitäten vorgeschaltet werden.
Der ansteigende Ast des Stro mes iL in Fig. 4a verläuft flacher als der abfallende; das liegt daran, dass beim Ansteigen der Strom dem stationären Endzustand näher ist (oberer Teil der Exponentialkurve) als beim Abfallen. Der auf die Last L wirkende Mittelwert der Spannung ist in Fig. 4b mit Ua,' bezeichnet. Ihm entspricht der Mittelwert des über die Last L fliessenden Stromes.
Wenn die Sollwertspannung nicht konstant ist, sondern sinusförmig schwankt, dann ergeben sich die in den Figuren 5a und 5b dargestellten entsprechenden Verhältnisse. Aus dem Sollwert u. werden wieder durch Addition und Substraktion eines konstanten Wertes die Grenzsollwerte u1 und u. gebildet. Dem sinusförmig schwankenden Mittelwert des Stromes iL ist ein Oberwellenstrom überlagert (Fig. 5a).
Die an der Last liegende Spannung ist in. Fig. 5b darge stellt. Infolge des sinusförmig schwankenden Schalt zeitenverhältnisses Tl/T2 ist der hochfrequenten Spannung U eine niederfrequente Unterwellenspan- nung U.,' unterlagert. Sie bestimmt den sinusförmigen Grundwellenstrom des Verbrauchers.
Der Wechselrichter ist um so hochwertiger, je ge ringer die Oberwelligkeit des Stromes ist. Die Ober welligkeit ist um so geringer, je höher das Verhältnis der Oberwellenfrequenz zur Grundwellenfrequenz ist.
Aus Fig. 4a erkennt man, auf welche Weise die Oberwelligkeit herabgesetzt werden kann. Dies ist möglich: 1. Durch Herabsetzung der im Kreis wirksamen Induktivität (bei konstantem Wirkwiderstand) . 2. Durch Verringerung des Abstandes zwischen den Grenzsollwerten u1 und u2.
Die Induktivität ist im allgemeinen durch den Verbraucher zwingend vorgegeben. Also lässt sich nur durch Zusammenrücken der Grenzsollwerte die Ober- welligkeit herabsetzen. Dieser Massnahme ist aber eine obere Grenze gesetzt, die durch die Schaltge schwindigkeit der Schaltelemente bestimmt ist. Die Schaltzeiten T,. oder TZ dürfen bestimmte Mindest werte nicht unterschreiten, wenn ein sicheres Arbeiten der- Schaltelemente gewährleistet sein soll.
Der vorliegenden Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zu finden, die eine weitere Herabsetzung des Oberwellengehaltes ermöglicht.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird nach der Erfin dung eine Einrichtung mit zwei im Schaltbetrieb ar beitenden Wechselrichtern vorgeschlagen, die dadurch gekennzeichnet ist, dass zwei Wechselrichter zuein ander parallel geschaltet sind und über eine gemein same Saugdrossel auf den Verbraucher arbeiten, wo bei der obere Grenzsollwert des einen Wechselrichters selbsttätig so gesteuert wird. dass die entsprechenden Umschaltungen beider Wechselrichter gegeneinander auf zeitliche Mittellage verschoben sind.
Zur Erzie lung der zeitlichen Mittellage wird eine Steuerung vor geschlagen, die dadurch gekennzeichnet sein kann, dass vom Augenblick der durch den oberen Grenz- sollwert bedingten Umschaltung des einen Systems an dieser Grenzsollwert um einen zeitlich linear anwach senden Wert vergrössert wird, vom Zeitpunkt der ent sprechenden Umschaltung des andern Systems an wieder zeitlich linear verkleinert wird und im Zeit punkt der nächsten durch ihn selbst bedingten Um schaltung wieder auf den unmodifizierten Wert zu rückgeführt wird.
Ein Ausführungsbeispiel der Einrichtung nach der Erfindung ist in Fig. 6 dargestellt. In ihr sind zwei Wechselrichter la, 2a und 1b, 2b der anhand der Figuren 3-5 erläuternden Art parallel geschaltet und durch eine Saugdrossel 4 miteinander verbunden. Die Last L ist an die Mittenanzapfungen der Gleichspan nungsquelle 3 und der Saugdrossel 4 angeschlossen.
Die Steuerung dieser Wechselrichteranordnung soll anhand der Figuren 7a-7e erläutert werden. Wie in Figur 4b und 4a wird des leichteren Verständnisses wegen wieder eine in ihren Augenblickswerten kon stante Sollwertspannung u9 angenommen.
In Fig. 7a sind die Grenzsollwerte u1 und u2 des aus den Schalt elementen la und 2a bestehenden Wechselrichters abgebildet. Zwischen den beiden Grenzen schwankt der im linken Teil der Saugdrossel 2 fliessende Strom iLa. Der Einfachheit halber sind die exponentiellen Ver- läufe durch Geraden ersetzt. Fig. 7c zeigt die ent sprechenden Grössen für den aus den Schaltelementen 1b und 2b bestehenden Wechselrichter.
Bei diesem Wechselrichter ist nun der obere Grenzsollwert u1' steuerbar. In Fig. 7b sind die Schaltzustände der Schaltelemente la und 2a dargestellt, in Fig. 7d der Schaltzustand der Schaltelemente 1b und 2b. Die Figuren 7b und 7d beschreiben gleichzeitig die Span- nungen der Punkte b und c gegenüber dem Punkte d (Fig. 6).
Im linken Teil der Fig. 7c wird von einem kon stanten oberen Grenzsollwert u,' ausgegangen. Die Steuerung setzt im Zeitpunkte tb, ein. In diesem Zeit punkte findet eine Umschaltung des Schaltelementen paares 1b und 2b statt. Von diesem Zeitpunkte an wird der obere Grenzsollwert u,' um einen zeitlich linear anwachsenden Wert vergrössert.
Diese Ver grösserung wird so lange fortgesetzt, bis eine durch den oberen Grenzsollwert u, bedingte Umschaltung des anderen Systems l11, 211 stattfindet (Zeitpunkt t112). Von diesem Zeitpunkte an wird der linear anwach sende obere Grenzsollwert des Systems 1b, 2b wieder zeitlinear verkleinert.
Dieser Vorgang wird so lange fortgesetzt, bis der ansteigende Strom iLb den kleiner werdenden Grenzsollwert u1' erreicht (Zeitpunkt tb2). Mit der in diesem Augenblick erfolgenden Umschal tung des Systems 1b, 2b wird auch der obere Grenz- sollwert u1' wieder auf den unmodifizierten Wert zu rückgeführt, also auf den Wert, der sich durch Addi tion der konstanten Spannung zu dem Sollwert u5 er gibt (Punkt e im Zeitpunkt tb2)
. Der eben beschriebene Vorgang wiederholt sich fortlaufend. Auf diese Weise spielt sich das System 1b, 2b mit seinen Umschaltun gen auf die zeitliche Mittenlage des Systems l11, 211 ein.
Die Spannung an der Last L ergibt sich durch Bildung der Differenz der Spannungen nach Fig. 7b und 7d. Sie ist in Fig. 7e dargestellt. Im linken Teil von Fig. 7e, also zu der Zeit zu der eine zeitliche Mittenlage der Umschaltungen beider Systeme noch nicht erreicht ist, enthält die Spannung noch negative Anteile. Im rechten Teil ist die an der Last liegende Spannung für den Fall dargestellt, dass eine zeitliche Mittenlage der Umschaltungen beider Systeme vor liegt.
Bei gleichen Schaltzeiten T1 und T. ist die Ober welligkeit der Ausgangsspannung bei dem Wechsel richter bedeutend geringer als bei dem Wechselrichter nach Fig. 3. Die Ausgangsspannung des Wechsel richters nach Fig. 3 ist, immer unter Zugrundelegung gleicher Schaltzeiten T1 und T2, mit dem Verlauf von Figur 7b bzw. 7d identisch. Durch Vergleich der Figu ren 7e und 7d erkennt man, dass nicht nur die Fre quenz der Oberwellen durch die Anordnung auf das Doppelte erhöht wird, sondern dass auch die Ampli tude der Oberwellen etwa auf den halben Wert herab gesetzt wird.
Der Oberwellengehalt des über die Last fliessenden Stromes, der in den Figuren nicht abge bildet ist, ist also auf etwa ein Viertel des bei der be reits vorgeschlagenen Anordnung vorhandenen Strom oberwellengehalts gesunken.
In den Figuren 711 - 7e wurde eine in den Augen blickswerten konstante Sollspannung us zugrunde ge legt. Wenn die Sollspannung us eine zeitlich veränder liche Spannung ist, dann spielen sich die Vorgänge ganz entsprechend ab. Auf die Darstellung im einzel nen wird wegen der Kompliziertheit verzichtet. Sie er gibt sich aus den Figuren 711 - 7e genauso wie die Der- Stellung in den Figuren 5a und 5b aus den Figuren 4a und 4b.
Die erläuterte Steuerung des oberen Grenzsollwer- tes kann in entsprechender Weise auch auf den unte ren Grenzsollwert angewendet werden. Es können auch beide Grenzsollwerte eines Systems gleichzeitig gesteuert werden. Schliesslich können auch die Grenz- sollwerte beider Systeme steuerbar sein.
Die selbsttätig ablaufende Steuerung der Grenz- sollwerte wird dadurch stabil, dass man nach jeder durch die steuerbare Grenze bedingte Umschaltung diesen Grenzsollwert auf den unmodifizierten Grenz- sollwert zurückführt (Punkt e in Fig. 7c).
Die beschriebene Steuerung des Grenzsollwertes kann dadurch bewirkt werden, dass mit den Schalt impulsen von den beiden Systemen eine bistabile Kipp- stufe betrieben wird, die z.B. über einen Miller-Inte- grator zu der gewünschten Sägezahnkurve integriert wird. Der Schaltimpuls des Systems 1b, 2b führt aus- serdem die Kippstufe durch Entladung des Integra- tionskondensators auf den normalen Ausgangspunkt zurück.
Die gezeigte Anordnung benötigt eine grössere Zahl von Schaltelementen. Dieser geringfügige Nachteil verschwindet dort völlig, wo ohnehin mit Rücksicht auf die Stromstärken mit mehreren parallelen Schalt elementen gearbeitet wird.
Wenn die Anordnung nach der Erfindung zur Speisung eines Motors verwendet wird, dann ist für jede Phasenwicklung eine Anordnung nach Fig. 6 er forderlich. Gerade bei Motoren ist es sehr wichtig, dass der Oberwellengehalt der speisenden Spannung bzw. des speisenden Stromes klein ist. Geht man davon aus, dass ein bestimmter Oberwellengehalt nicht über schritten werden darf, so ist hierdurch eine Grenze für die Frequenz gesetzt bis zu der der Wechselrichter verwendbar ist. Diese Grenze wird bei der beschrie benen Einrichtung erheblich nach oben verschoben.
Das bedeutet, dass bei der Speisung eines Motors der einstellbare Drehzahlbereich erheblich vergrössert wird.
Device with two inverters working in switching mode Inverters working in switching mode are known. These consist of two controllable switching elements (e.g. transistors) that alternately switch the direct voltage to the alternating current consumer with different polarity. The output voltage of such an inverter is shown in FIG. 1.
During time T1, one element is energized, while the other element is switched on during time TZ. The times T1 and T2 are the same. The disadvantage of this known inverter is that the amplitude of the output voltage is constant, while a change in the switching frequency is required to change the frequency.
This disadvantage is particularly unpleasant with the variable-frequency supply of a consumer consisting of an iron inductance (e.g. AC motor). With regard to saturation and utilization, these consumers are to be fed in such a way that the ratio of amplitude and frequency, i.e. the voltage-time area of the feeding voltage, is constant.
To eliminate this disadvantage, an inverter has already been proposed (Swiss Patent 409 116) which differs from the known inverter described above as follows: The switching frequency of the inverter is very high compared to the frequency with which the consumer is to be fed. The ratio of the switching times TI / T is no longer constant and equal to 1, but can be controlled. This ratio is controlled as a function of the instantaneous values of a target voltage.
This nominal voltage is usually a sinusoidal voltage, so that the pulse width ratio (switching time ratio) T, / T, changes sinusoidally. Fig. 2 shows these relationships. The mean value of the square-wave output voltage U, is no longer, as in FIG. 1, constant and equal to zero, but it changes sinusoidally. That means,
that the high-frequency output voltage U "is subordinated to a sinusoidal sub-wave voltage U8 '. This sub-wave voltage feeds the consumer. The high-frequency harmonics are largely suppressed either by the inductance of the consumer itself or by upstream filter circuits.
The present invention relates to a further development of the above-described, already proposed inverter.
In order to understand the invention, it is first necessary to control the pulse width ratio, i. of the switching elements. This is done using FIGS. 3, 4a, 4b, 5a and 5b. It was found that the inverter is controlled by the instantaneous values of a target voltage. For the sake of simplicity, a constant value is initially assumed as the target voltage.
It is shown in dashed lines in Fig. 4a and with u. designated. From this setpoint u. an upper and a lower limit setpoint u1 and u are formed by adding and subtracting a direct current value. You can also be satisfied with the addition or subtraction and use the variable u "itself as the second limit setpoint.
You then accept a small inaccuracy.
Fig. 3 shows an embodiment of the circuit already proposed. The load L is on the one hand closed to the center tap of a direct current source 3. At its other end it is connected to two switching elements 1 and 2, which in turn are connected with their free ends to the positive or negative pole of the direct current source 3. Blocks 1 and 2 indicate the switching elements symbolically. They can be implemented in many ways using known mechanical and contactless (e.g. valves, semiconductors) devices.
The arrows on the side of blocks 1 and 2 indicate that the switches can be controlled. One of the two switches is switched on and the other is open. The switching elements are controlled as follows: The current iL flowing through the load L is converted into a suitable voltage with the two limit setpoints u, u. u., compared. As soon as the current has reached the value ul, a switchover takes place; as soon as the current has fallen to the value u2, the switchback takes place.
This continuously repeating process is shown in FIGS. 4a and 4b. 4b shows the voltage across the load, which is identical to the switching states of the two switches. The current ir, moves on sections of exponential functions. The exponential functions are determined by the ratio of inductance and effective resistance of the load circuit. If, as an exception, a pure active load is fed, additional inductances can be connected upstream.
The rising branch of the current iL in Fig. 4a is flatter than the falling; This is due to the fact that when the current rises, it is closer to the stationary end state (upper part of the exponential curve) than when it falls. The mean value of the voltage acting on the load L is denoted by Ua, 'in FIG. 4b. The mean value of the current flowing through the load L corresponds to it.
If the setpoint voltage is not constant but fluctuates sinusoidally, the corresponding relationships shown in FIGS. 5a and 5b result. From the setpoint u. the limit setpoints u1 and u are again set by adding and subtracting a constant value. educated. A harmonic current is superimposed on the sinusoidally fluctuating mean value of the current iL (FIG. 5a).
The voltage across the load is shown in FIG. 5b. As a result of the sinusoidally fluctuating switching time ratio Tl / T2, the high-frequency voltage U is subordinated to a low-frequency undersave voltage U., '. It determines the sinusoidal fundamental wave current of the consumer.
The lower the ripple of the current, the higher the quality of the inverter. The higher the ratio of the harmonic frequency to the fundamental frequency, the lower the harmonic ripple.
From Fig. 4a it can be seen in which way the harmonic ripple can be reduced. This is possible: 1. By reducing the inductance effective in the circuit (with constant effective resistance). 2. By reducing the distance between the limit setpoints u1 and u2.
The inductance is generally prescribed by the consumer. So the harmonic can only be reduced by moving the limit setpoints closer together. This measure has an upper limit, which is determined by the speed of the switching elements. The switching times T ,. or TZ must not fall below certain minimum values if safe operation of the switching elements is to be guaranteed.
The present invention is now based on the object of finding an arrangement which enables the harmonic content to be further reduced.
To solve this problem, a device with two inverters working in switching operation is proposed according to the invention, which is characterized in that two inverters are connected in parallel to one another and work on the consumer via a common suction throttle, where the upper limit setpoint of the an inverter is controlled automatically in this way. that the corresponding switchovers of both inverters are shifted against each other to the temporal middle position.
To achieve the temporal middle position, a control is proposed which can be characterized in that from the moment the one system is switched over due to the upper limit setpoint, this limit setpoint is increased by a value that increases linearly over time speaking switchover of the other system is again reduced linearly in time and at the time of the next switchover caused by itself is returned to the unmodified value.
An embodiment of the device according to the invention is shown in FIG. In it, two inverters 1 a, 2 a and 1 b, 2 b of the type explained with reference to FIGS. 3-5 are connected in parallel and connected to one another by a suction throttle 4. The load L is connected to the center taps of the DC voltage source 3 and the suction throttle 4.
The control of this inverter arrangement will be explained with reference to FIGS. 7a-7e. As in FIGS. 4b and 4a, a setpoint voltage u9 that is constant in its instantaneous values is assumed for the sake of easier understanding.
In Fig. 7a, the limit setpoints u1 and u2 of the inverter consisting of the switching elements la and 2a are shown. The current iLa flowing in the left part of the suction throttle 2 fluctuates between the two limits. For the sake of simplicity, the exponential curves are replaced by straight lines. Fig. 7c shows the corresponding sizes for the inverter consisting of the switching elements 1b and 2b.
With this inverter, the upper limit setpoint u1 'can now be controlled. In Fig. 7b the switching states of the switching elements la and 2a are shown, in Fig. 7d the switching state of the switching elements 1b and 2b. FIGS. 7b and 7d simultaneously describe the stresses at points b and c with respect to point d (FIG. 6).
In the left part of FIG. 7c, a constant upper limit setpoint u, 'is assumed. The control starts at time tb. At this point in time, the switching element pairs 1b and 2b are switched over. From this point in time on, the upper limit setpoint u, 'is increased by a value that increases linearly over time.
This enlargement is continued until a switchover of the other system 11, 211, caused by the upper limit setpoint u, takes place (time t112). From this point in time on, the upper limit setpoint of the system 1b, 2b, which increases linearly, is again reduced linearly over time.
This process is continued until the increasing current iLb reaches the decreasing setpoint value u1 '(time tb2). When the system 1b, 2b is switched over at this moment, the upper limit setpoint u1 'is also returned to the unmodified value, i.e. to the value that results from adding the constant voltage to the setpoint u5 ( Point e at time tb2)
. The process just described is repeated continuously. In this way, the system 1b, 2b and its switchover conditions play in the middle position of the system l11, 211.
The voltage at the load L results from the formation of the difference between the voltages according to FIGS. 7b and 7d. It is shown in Fig. 7e. In the left-hand part of FIG. 7e, that is to say at the time at which a mid-point position of the switchover of both systems has not yet been reached, the voltage still contains negative components. The right-hand part shows the voltage applied to the load in the event that the switchovers between the two systems are in the middle.
With the same switching times T1 and T. the ripple of the output voltage in the inverter is significantly lower than in the inverter according to FIG. 3. The output voltage of the inverter according to FIG. 3 is always based on the same switching times T1 and T2, with the Course of Figure 7b and 7d is identical. By comparing Figures 7e and 7d, it can be seen that not only is the frequency of the harmonics doubled by the arrangement, but that the amplitude of the harmonics is also reduced to approximately half the value.
The harmonic content of the current flowing through the load, which is not shown in the figures, has fallen to about a quarter of the current harmonic content present in the arrangement already proposed.
In FIGS. 711-7e, a target voltage us that is constant at the moment was taken as the basis. If the nominal voltage us is a voltage that changes over time, the processes take place accordingly. The details are not shown because of the complexity. It results from FIGS. 711-7e just like the der position in FIGS. 5a and 5b from FIGS. 4a and 4b.
The explained control of the upper limit setpoint can also be applied in a corresponding manner to the lower limit setpoint. It is also possible to control both limit setpoints of a system at the same time. Finally, the limit setpoints of both systems can also be controllable.
The automatic control of the limit setpoints becomes stable in that after each switchover caused by the controllable limit, this limit setpoint is returned to the unmodified limit setpoint (point e in FIG. 7c).
The described control of the limit setpoint can be achieved by operating a bistable multivibrator with the switching pulses from the two systems, which e.g. is integrated into the desired sawtooth curve via a Miller integrator. The switching pulse of the system 1b, 2b also leads the trigger stage back to the normal starting point by discharging the integration capacitor.
The arrangement shown requires a larger number of switching elements. This minor disadvantage disappears completely wherever several parallel switching elements are used with regard to the current strengths.
If the arrangement according to the invention is used to feed a motor, then an arrangement according to FIG. 6 is required for each phase winding. With motors in particular, it is very important that the harmonic content of the supply voltage or supply current is low. Assuming that a certain harmonic content may not be exceeded, this sets a limit for the frequency up to which the inverter can be used. This limit is shifted significantly upwards in the facility described.
This means that the adjustable speed range is increased considerably when a motor is supplied.