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Elektrisches Fernwirksystem Es ist ein aus Sender, Fernwirkverbindung und Empfänger bestehendes System zur Fernübertragung von Signalen bekannt, bei dem einer Vielzahl von Sendern sehr geringer Leistung ein gemeinsamer zentraler Empfänger zugeordnet ist und der Fernwirk- kanal einen hohen Störpegel aufweist.
Ein Fernwirk- system solcher Art dient zum Beispiel zur übertragung von Energieverbrauchsinformationen von örtlich verteilten Verbrauchsstellen aus an eine zentrale Sammelstelle, wobei als Fernwirkverbindung ein öffentliches Versorgungsnetz für elektrische Energie benützt wird, an das Sender und Empfänger, vorzugsweise in galvanisch zusammenhängenden Netzbezirken, angeschlossen sind.
Die Fernwirkaufgabe besteht darin, Signale mit sehr geringem Energieinhalt, die von der Sendeeinrichtung eines Verbrauchsmessers erzeugt werden und die zum Zwecke ihrer Fortleitung in einem zur Erfüllung anderer Funktionen bereits vorhandenen Leitungsnetz eine physikalische Form aufweisen müssen, die sich von der Art von im Fernwirkkanal willkürlich und gleichzeitig mit zumeist wesentlich höherem Energieniveau auftretenden Störgrössen nicht grundsätzlich unterscheidet, an einer zentralen Stelle mit grosser Sicherheit zur Wirkung zu bringen.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht eine Verbesserung eines zur Lösung der genannten Fernwirk- aufgabe bereits vorgeschlagenen Systemes, bei dem eine von der Sendeeinrichtung mit einer von der Grundfrequenz des als Fernwirkkanal dienenden Energieverteilungsnetzes verschiedenen Frequenz getastete und dem Netz überlagerte, periodisch amplitu- denmodulierte Tonfrequenzspannung als Informationsträger benützt und die Frequenz der Amplitudenmodulation in einem Korrelationsempfänger als unter- scheidendes Element der Information ausgewertet wird.
Es ist bekannt, Wechselstromsignale durch periodisches Anschalten eines elektrischen Schwingkreises an ein Wechselspannung von z. B. 50 Hz führendes Energieversorgungsnetz zu erzeugen. Dabei entstehen gedämpfte Schwingungen mit der vorzugsweise ton- frequenten Eigenschwingungszahl des Schwingkreises, die nach dem erwähnten Vorschlag periodisch ampli- tudenmoduliert sind, wenn der Takt der Anschaltung, die sogenannte Tastfrequenz, zur Netzfrequenz in einem nicht ganzzahligen Verhältnis steht.
In den Leitern des Versorgungsnetzes wird so ein durch die als Trägerfrequenz für die Signale dienende Resonanzfrequenz des Schwingkreises bestimmter Signalkanal für die Signalübertragung gebildet.
Der Signalempfänger ist durch ein Bandfilter auf die Frequenzlage des gewählten Signalkanales abgestimmt und enthält zur Demodulation des Trägers einen Demodulator mit nachgeschaltetemKorrelations- system, dessen Referenzfrequenz mit der auszusiebenden Modulationsfrequenz identisch ist.
Jede Modu- lationsfrequenz bedingt je ein Korrelationssystem mit einer entsprechenden Referenzfrequenz. Mit Vorteil werden für jede Modulationsfrequenz zwei parallel arbeitende Korrelationssysteme vorgesehen, die durch Referenzspannungen gleicher Frequenz, jedoch mit um 90 verschobener Phasenlage gesteuert sind.
Als Korrelationssysteme dienen z. B. die bekannten Ringmodulatoren oder andere Mischglieder. Wenn die dem Eingang eines Ringmodulators zugeführte Frequenz mit der dem Ringmodulator eingegebenen Referenzfrequenz identisch ist, ergeben sich am Ausgang des Ringmodulators Ströme mit der doppelten Frequenz und der Frequenz Null, von welchen zur
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weiteren Auswertung hier vorzugsweise der Gleichstromanteil benützt wird.
Durch rechnerische Analyse der erwähnten Art von Signalerzeugung und Signalfortleitung lässt sich zeigen, dass im resultierenden Frequenzspektrum des Signalstromes die als Träger dienende Resonanzfrequenz des Schwingkreises unterdrückt ist und lediglich Seitenfrequenzen von Harmonischen der Tast- frequenz auftreten. Die die Lage dieser Seitenfrequenzen bestimmende Modulationsfrequenz ist durch eine feste Beziehung mit der Netzfrequenz und der Tast- frequenz verknüpft, wenn die Erzeugung der Modulation beispielsweise mit Hilfe einer netzsynchron arbeitenden Einrichtung erfolgt.
Ausgehend von diesen Überlegungen und dem geschilderten Stand der Technik wird nun vorgeschlagen, ein elektrisches Fernwirksystem mit einem Fern- wirkkanal, der einem Wechselstrom-Energieversor- gungsnetz überlagert ist, und mit wenigstens einem Sender, der mindestens einen mit charakteristischer Tastfrequenz betätigten Tastschalter zur impulsweisen Anschaltung eines als Trägerfrequenzerzeuger dienenden passiven elektrischen Schwingkreises an das Wechselstromnetz enthält,
sowie mit einem Empfänger für mit wenigstens einer festen Modulationsfrequenz modulierte Wechselstromsignale, der für die vom Sender erzeugten Signalfrequenzen mindestens ein Korrela- tionssystem mit fester Referenzfrequenz aufweist, ge- mäss der vorliegenden Erfindung so auszubilden,
dass sowohl die Tastfrequenz jedes Tastschalters des Senders als auch die Referenzfrequenz jedes Korrelations- systemes des Empfängers ein und derselben Grundfrequenz des als Fernwirkverbindung benützten Energieversorgungsnetzes in jedem Zeitmoment streng proportional sind, und dass im Empfänger wenigstens zweien, der Trägerfrequenz nahe liegenden,
von mehreren zu Harmonischen einer Tastfrequenz gebildeten Seitenfrequenzen wenigstens je ein eigenes Korrela- tionssystem mit einer der vom jeweiligen Korrelations- system auszusiebenden Seitenfrequenz identischen Referenzfrequenz zugeordnet ist.
Durch die Anwendung der hier vorgeschlagenen Massnahmen gelingt es, die übermittlungssicherheit eines Fernwirksystemes der genannten Art um ein Vielfaches des bisher Erreichten zu steigern. Einzelheiten des vorstehend definierten Fernwirksystemes gehen aus den im folgenden an Hand der Zeichnungsfiguren beschriebenen Ausführungsbeispielen hervor.
Es zeigen: Fig. 1 Teile eines Senders, Fig. 2 ein Arbeitsdiagramm des Senders, Fig. 3 ein Frequenzschaubild, Fig. 4 Teile eines Empfängers, Fig. 5 ein Blockschaltbild eines vollständigen Empfängers und Fig. 6 eine Variante des Empfängers in Blockdarstellung.
Die Fig. 1 bis 4 sind als geschlossene Darstellung zu betrachten; in der nachfolgenden Detail- und Funk- tionsbeschreibung werden die Fig. 1 bis 4 daher zusammenhängend behandelt.
In der Fig. 1 bedeutet 1 einen Phasen- und 0 einen Nulleiter eines Dreiphasen-Vierleiter-Drehstromnetzes mit der Netzfrequenz f., beispielsweise eines Nieder- spannungs-Verteilnetzes, das elektrische Energie den Einzelabnehmern einer öffentlichen Stromversorgung zuführt. Die Leiter 1 und 0 gehen von der Unterspannungsseite eines Transformators 2 aus (vgl. Fig. 4), der in einer Niederspannungs-Verteilstation untergebracht ist. Die teilweise Strichierung der Leiter 1 und 0 deutet an, dass die Länge der galvanisch durchverbundenen Leitungen relativ gross sein kann.
In der Fig. 1 erkennt man als wesentliche Teile einer Sendeeinrichtung die Reihenschaltung eines elektrischen Reihenschwingkreises 3 mit einem Sendezeitschalter 4 über zwei elektrisch parallel angeordnete, durch einen Signalwähler 5 abwechselnd in die Reihenschaltung einlegbare Strompfade 6 und 7, deren erster einen Tastschalter 8 und deren zweiter einen Tast- schalter 9 enthält. Anschlussleitungen 10 und 11 verbinden die Reihenschaltung mit den Netzleitern 1 und 0.
Eine Abzweigung 12 führt von den Netzleitern 1 und 0 ausserdem zu einem Frequenzwandler 13, der die Netzfrequenz f" in eine erste Tastfrequenz ftl und in eine zweite Tastfrequenz ft, umwandelt und gleichzeitig die Tastschalter 8 und 9 mit der ihnen zugeordneten Tastfrequenz betätigt. In Sendepausen kann der Frequenzwandler 13 durch ein nicht gezeichnetes Schaltorgan von der Netzspannung getrennt sein.
Wenn der Frequenzwandler 13 einschliesslich der beiden Tastschalter 8 und 9 rein elektronisch ausgeführt ist und daher praktisch trägheitsfrei arbeitet, kann seine Ein- und Ausschaltung zweckmässig durch den Sendezeitschalter 4 erfolgen. Die Spannung des Phasenleiters 1 für den Frequenzwandler 13 würde dann von einer Klemme 14 des Sendezeitschalters 4 abgegriffen.
Zur Betätigung des Sendezeitschalters4 ist ein zeitabhängiges Schaltwerk 15 vorgesehen, welches auf einen in der Figur durch einen Pfeil 16 angedeuteten Steuerbefehl hin startet. Der Signalwähler 5 wird durch ein Umschaltorgan 17 gesteuert, das Umschaltbefehle - versinnbildlicht durch einen Pfeil 18 - beispielsweise vom Zählwerksantrieb eines Verbrauchsmessers erhält.
Die bisher genannten Teile des Senders sind durchwegs aus bekannten Bauelementen zusammengesetzt; ihre Gruppierung entspricht im Prinzip einem früheren Vorschlag. Wesentlich im vorliegenden Zusammenhang ist am Sender die zwangsläufige Koppelung der Tastfrequenzen f t, und f t2 mit der Netzfrequenz f " derart, dass ftl und ft2 (sowie allenfalls weitere Tast- frequenzen) in jedem Zeitmoment proportional fn sind, also jeder Änderung der Netzfrequenz f" verhältnisgleich folgen.
Ein hierzu geeigneter Frequenzwandler lässt sich rein elektronisch, rein elektromechanisch oder elektromechanisch-optisch mit elektrooptischen Tastschaltern, vorzugsweise unter Verwendung eines
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Synchronantriebes, insgesamt jedoch in bekannter Weise, aufbauen.
Das Arbeitsdiagramm der Fig. 2 erläutert, was unter Tastfrequenz verstanden werden soll. In zwei Tast- diagrammen sind über einer Zeitachse mehrere Perioden von Rechteckfunktionen 19 und 20 dargestellt. Eine Tastperiode f t 1 besteht aus einer Zeitdauer A und einer Zeitdauer B, ihr Kehrwert f t wird Tast- frequenz genannt. Während der Dauer A ist der Tast- schalter geschlossen, während der Dauer B geöffnet.
Der den Bezeichnungen der Fig. 2 beigefügte Index 1 ordnet das obere Tastdiagramm dem Tastschal- ter 8 (Fig. 1) zu, während der Index 2 den Bezug des zweiten Tastdiagrammes auf den Tastschalter 9 (Fig. 1) herstellt.
Eine im unteren Teil der Fig. 2 gezeichnete Rechteckkurve 21 ist ein Abbild des zeitlichen Kontaktzustandes des Sendezeitschalters 4 (Fig. 1) mit der Kon- taktgabedauer D. In einem vollautomatischen Abfragesystem für Verbrauchsmesswerte wird die Funktion 21 periodisch sein, wobei ihre Periode der Dauer eines Abfragezyklus entspricht und D sehr klein ist gegen eine Zeitdauer E, in welcher der Sendezeitschalter 4 geöffnet ist.
Die elektrischen Vorgänge bei der Tastung des Sendeorganes, nämlich des Reihenschwingkreises 3, durch die Tastschalter 8 und 9 des Senders (Fig. 1) veranschaulicht das Frequenzschaubild der Fig. 3, in dem jene Grössen abhängig von der Zeit dargestellt sind, die für das Verständnis der Entstehung der hier verwendeten Signale Bedeutung besitzen.
In der Mitte des Schaubildes ist eine Rechteckfunktion 22 mit der Periode aufgetragen; es ist dies, mit höherer Zeitauflösung
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gezeichnet, eine der Rechteckkurven 19 oder 20 aus der Fig. 2. Wegen der Schaltungsanordnung des Senders mit dem Signalwähler 5 (Fig. 1) können nicht gleichzeitig mehrere Tastfrequenzen wirksam sein; es genügt somit, bei der Betrachtung der elektrischen Vorgänge allgemein nur von der Tastfrequenz f t zu sprechen.
Im oberen Diagramm der Fig.3 bedeutet 23 die Grundwelle des im Versorgungsnetz mit den Leitern 1 und 0 zur Energieübertragung verwendeten Wechselstromes mit der Frequenz f". In die Fig. 3 eingezeichnete Ordinatenlinien 24, 25, 26 und 27 ordnen den Anschaltflanken der Rechteckfunktion 22 Schnittpunkte 28, 29, 30 und 31 der Netzgrundwelle 23 mit einem sinusförmigen Kurvenzug 32 zu, welcher die Periode besitzt, deren Kehrwert Modulations- frequenz
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1m genannt wird.
Jeder Zeitabschnitt A der Rechteckkurven 19, 20 (Fig. 2) beginnt mit einer Anschaltflanke, die den Zeitpunkt kennzeichnet, zu dem der Tastschalter 8 bzw. 9 Kontakt gibt. In diesem Zeitmoment erfolgt ein elektrisches Anstossen des Schwingkreises 3 (Fig. 1) zu einem gedämpften Schwingungsvorgang 33 oder 34 oder 35 oder 36, wie im unteren Teil der Fig. 3 angedeutet.
Die Frequenz f s dieses Schwingungsvorganges, also die - allerdings von der Netzimpedanz beein- flusste - Eigenfrequenz des Schwingkreises 3 (Fig. 1), liegt vorzugsweise im Tonfrequenzgebiet und beträgt beispielsweise etwa das Zehnfache der Netzfrequenz f,z.
Die Dämpfung der mit einem Schwingungseinsatz- punkt, z. B. 37, beginnenden Tonfrequenzschwingung, z. B. 34, wird im wesentlichen durch den Wirkwiderstand der Schwingkreisspule und ausserdem durch die Impedanz der am Energieversorgungsnetz angeschlossenen allgemeinen Netzlast hervorgerufen. Schwankungen der Netzimpedanz wirken bei sonst gleichbleibenden Verhältnissen in geringem Masse auf die Frequenz und Dämpfung der Tonfrequenzschwingun- gen zurück. Die Tonfrequenz f, allein stellt also keine eindeutige Grösse dar.
Der Maximalwert der Erstamplitude einer Tonfrequenzschwingung, z. B. 34, folgt dem zugehörigen Schwingungseinsatzpunkt, z. B. 37, im zeitlichen Abstand von einer Viertelperiode der Tonfrequenzschwingung, die in der Fig. 3 im Interesse einer deutlichen Darstellung innerhalb der normalen Abkling- dauer zeitlich stark gedehnt gezeichnet ist.
Wenn nun, wie erwähnt, die Tonfrequenz fs gross ist gegen die Netzfrequenz f., so wird der zeitliche Abstand (4f,)-1 in der Figur sehr klein, so dass die Scheitelpunkte aller Erstamplituden der Tonfrequenzschwingungen 33 bis 36 als auf zwei Kurvenzügen 38 liegend zu denken sind, die Hüllkurve aller Erstamplituden der Tonfrequenzschwingungen 33 bis 36 und weiterer ist.
Zwischen der Erstamplitude der Tonfrequenzschwingung und dem Momentanwert der Netzgrundwelle im Zeitpunkt einer Anschaltung besteht Proportionalität. Alle Erstamplituden der Tonfrequenzschwingungen sind daher den Amplituden des Kurvenzuges 32 proportional, welcher alle Momentanwerte der Netzgrundwelle über den Abszissenwerten der Anschaltflanken der Rechteckfunktion 22 verbindet.
Mithin besitzt auch die Hüllkurve 38 die Periode des Kurvenzuges 32.
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Nach dem Gesagten ist aus der Fig. 3 insgesamt die Entstehung der Modulationsfrequenz fm aus der Netzfrequenz f n und der Tastfrequenz f t zu erkennen, wobei die Hüllkurve 38 die Amplitudenmodulation der getasteten Tonfrequenzschwingungen veranschaulicht. Zwischen der Netzfrequenz f", der Tastfrequenz f t und der Modulationsfrequenz f m besteht die feste Beziehung f m = f n - a f t, worin a eine ganze Zahl bedeutet.
Die Fig.4 schliesslich zeigt die Hauptteile eines Empfängers in vereinfachter Darstellungsweise. Die Bezugszahlen 1 und 0 bedeuten wiederum einen Phasenleiter und den Nulleiter des Drehstrom-Energie- versorgungsnetzes. Zur Auskopplung der zwischen je einem beliebigen Phasenleiter und dem Nulleiter im Netzkomplex an verschiedenen Orten eingespeisten Signale verschiedener Sender der in der Fig. 1 gezeigten Art ist in der Nullschiene des Transformators 2 ein Stromwandler 39 angeordnet, an dessen Sekundärwicklung ein Eingangskreis 40 des Empfängers liegt.
Der Eingangskreis 40 besteht im wesentlichen aus
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einem Saugkreis 41 für die Netzgrundfrequenz, einem Saugkreis 42 für deren dritte Harmonische und einer Bürde 43, an welcher die Signalspannung abfällt, sowie aus einem Bandfilter 44 und einem Verstärker 45 mit einem Ausgangsübertrager 46. Zwischen den Teilen 42 und 43 oder 43 und 44 kann eine längere Verbindungsleitung, allenfalls eine einen Linienverstärker enthaltende Fernleitung, liegen.
Der Ausgangsübertrager 46 weist mehrere mit Mittelabgriffen 47; 48 versehene Sekundärwicklungen 49; 50 auf, die je einem Ringmodulator 51; 52 angehören. Ein Ausgangswiderstand 53 bzw. 54 jedes Ringmodu- lators besitzt ebenfalls je eine Mittelanzapfung 55; 56.
Die in ihrem Aufbau bekannten Ringmodulatoren 51 und 52 sind unter sich in ,gleicher Weise ausgeführt, bemessen und in die Schaltung des Empfängers einbezogen. Der Ringmodulator 52 wurde in der Fig.4 lediglich angedeutet und weist die gleiche Folgeschaltung auf wie der Ringmodulator 51, nämlich eine Siebkette 57, einen Brückengleichrichter 58 sowie ein Empfangsrelais 59 mit einem Signalschalter 60.
Unmittelbar aus dem Energieversorgungsnetz wird über eine allenfalls abschaltbare Anschlussleitung 61 ein netzsynchron arbeitender Frequenzwandler 62 gespeist, welcher den Mittelanzapfungen 47 und 55 des Ringmodulators 51 eine Referenzfrequenz f,.1 zuführt. In gleicher Art wird der Ringmodulator 52 mit einer Referenzfrequenz f"2 versorgt. Die Referenzfrequen- zen f,.1 und f,2 unterscheiden sich dem Betrage nach, sind jedoch in jedem Zeitmoment der Netzfrequenz f', streng proportional.
Die mit der bisher erläuterten Einrichtung zu lösende Fernwirkaufgabe lässt sich nun konkreter angeben: Die Stellung des Signalwählers 5 (Fig. 1) soll im Kontaktzustand der Signalschalter, deren einer in der Fig. 4 dargestellt und mit 60 bezeichnet ist, abgebildet werden. Steht der Signalwähler 5 (Fig. 1) in der gezeichneten Stellung, bei welcher der Tastschalter 8 des Senders wirksam ist, so soll während einer durch den geschlossenen Zustand des Sendezeitschalters 4 bestimmten Zeitdauer D (Fig.2) beispielsweise der Signalschalter 60 (Fig.4) geschlossen sein.
Analoges gilt für die zweite mögliche Stellung des Signalwählers 5, bei welcher ein - nicht gezeichneter - Signalschalter eines dem Ringmodulator 52 nachgeordneten Ausgangsrelais schliessen soll, wenn der Sendezeitschalter 4 geschlossen wird.
Mit der als Beispiel gezeichneten Einrichtung lassen sich also zwei Signale von gleicher Natur, jedoch mit verschiedenem Informationsinhalt übertragen. Mittels des Signalwählers 5 (Fig. 1) wird festgelegt, welche der beiden möglichen Informationen an dieEmpfangs- stelle gelangen soll.
Sind mehrere gleichartige Sender in einem Fernwirksystem vorhanden, so dient die Sendezeit als Identifizierungskriterium für die einzelnen Sender. In der Empfangsstelle ist Beginn und Ende der Zeitdauer D (Fig.2) jedes einzelnen Senders bekannt. Innerhalb eines Sendezyklus (Abfragezyklus) D -I- E sendet jeder einzelne Sender nur während der ihm vorbehaltenen Zeitdauer D, ohne dass sich Sendungen zweier Sender überschneiden. Die Dauer eines Sendezyklus ist also mindestens gleich wie, besser jedoch grösser als D mal Anzahl der Sender.
Alle Sender eines Fernwirksystems erhalten beim Beginn eines Abfragezyklus beispielsweise durch Schaltuhren oder durch Rundsteuerempfänger einen Sendebefehl in Form des Steuerbefehles 16 an das Schaltwerk 15. In jedem Sender startet daraufhin das Schaltwerk 15 und schliesst den Sendezeitkontakt 4 während der für den jeweiligen Sender reservierten Zeitdauer D.
Spätestens beim Beginn der Zeitdauer D werden auch die Tastschalter 8 und 9 des jeweiligen Senders erregt, und je nach der Stellung des Signalwählers 5 wird nun der Schwingkreis 3 mit der zugehörigen Tastfrequenz ft, bei der in der Fig. 1 gewählten Stellung mit der Frequenz f,1, getastet.
Die schon erläuterte Art der Tastung löst die Tonfrequenzschwingungen 33 bis 36 usw. (Fig.3) aus, deren Erstamplituden mit der Modulationsfrequenz f., dargestellt durch den Kurvenzug 32, moduliert sind. Der in den Leitern 1 und 0 des Energieversorgungsnetzes nunmehr vorhandene tonfrequente Wechselstrom mit der Frequenz f, dient als Träger für die in seiner Modulation enthaltene Information und durchfliesst die Primärwicklung des Stromwandlers 39 im Empfänger gemäss der Fig. 4.
Es gilt f t1 - Cif. ft2 - C2f.
fml - f. alftl f.2 - f. a2ft2 wobei cl und c2 Proportionalitätskonstanten und a1, a2 ganze Zahlen sind.
Im Eingangskreis 40 des Empfängers erfolgt eine Trennung des Signalstromes vom Netzwechselstrom durch die Saugkreise 41 und 42 sowie durch das Bandfilter 44. Auch der Verstärker 45 kann selektiv wirkend ausgebildet sein. Der ihm nachgeschaltete Übertrager 46 führt die durch die Modulation charakterisierten Signalströme dem Korrelationssystem 51 bzw. 52 zu, in welchem ausgewählte der als Folge der Modulation im Frequenzspektrum vorhandenen diskreten Seitenfrequenzen dem Betrage nach gleichen Referenzfrequenzen f,. unter Bildung der Summen und der Differenzfrequenzen überlagert werden.
Der dabei im jeweiligen Ausgangswiderstand 53 bzw. 54 auftretende Strom mit der Differenzfrequenz Null kann als Gleichstromanteil die folgende Siebkette, z. B. 57, passieren und gelangt über den Brückengleichrichter 58 zum Empfangsrelais 59, das sodann seinen Signalschalter 60 schliesst. Analoges trifft auf die dem Ring- modulator 52 nachgeschalteten, nicht gezeichneten Wirkungsgruppen zu.
Um die geschlossene Darstellung des Fernwirk- systemes in den Fig. 1 bis 4 möglichst übersichtlich zu gestalten, wurde in der Fig.4 nur ein Wirkungspfad des Empfängers gezeichnet und kurz besprochen. Den vollständigen Aufbau eines Empfängers zeigt dagegen die Fig. 5, auf welche sich auch eine ausführliche Erläuterung der Wirkungsweise des Empfängers stützt.
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In der Fig. 5 bedeutet 0 die Nullschiene des Transformators 2 aus der Fig. 4, während in einer Eingangsgruppe 63 die Teile 39 bis 46 des Empfängers nach der Fig. 4 zusammengefasst sind.
Die Eingangsgruppe 63 steht in unmittelbarer Verbindung mit einer Mischstufe 64, der über einen Frequenzumsetzer 65 eine Hilfsfrequenz fA zugeleitet wird. Ein Ausgang 66 der Mischstufe 64 ist auf in der oberen Hälfte der Fig.5 dargestellte Korrelations- systeme 67, 68, 69, 70 und auf in der unteren Hälfte gezeichnete Korrelationssysteme 71, 72, 73, 74 durchverbunden, deren erstes Paar 67, 68 an einen ersten Frequenzwandler 75 angeschlossen ist;
entsprechend ist dem zweiten Paar 69, 70 ein zweiter Frequenzwandler 76, dem dritten Paar 71, 72 ein dritter Fre- quenzwandler 77 und dem vierten Paar von Korrela- tionssystemen 73, 74 schliesslich ein vierter Frequenz- wandler 78 zugeordnet.
Jeder der Frequenzwandler 75 bis 78 liefert zwei gegeneinander um 90 phasenverschobene Ausgangsspannungen, wie dies in der Fig. 5 an den Ausgängen der Frequenzwandler 75 bis 78 durch die Bezeichnungen 0 und 90 angedeutet ist. Beide Ausgangsspannungen ein und desselben Frequenzwandlers besitzen die gleiche, der Netzfrequenz f" streng proportionale Frequenz, die als Referenzfrequenz f,.i (i = beliebiger Index) für das dem jeweiligen Frequenzwand- ler zugehörige Paar von Korrelationssystemen dient.
Jedes der Korrelationssysteme 67 bis 74 ist aus- gangsseitig mit je einem Sieb- und Richtglied 79 bis 86 versehen, wobei die Zuordnung der Reihenfolge der Aufzählung entspricht. Jedes der Sieb- und Richtglieder 79 bis 86 enthält die in der Fig. 4 gezeigte Siebkette 57 und den Brückengleichrichter 58.
Die Sieb- und Richtglieder 79 bis 86 sind in bezug auf einen den ihnen jeweils vorgeschalteten Korrela- tionssystemen gemeinsamen der Frequenzwandler 75 bis 78 paarweise zusammengefasst, wie dies auch in der Fig.5 zum Ausdruck kommt. Jedem Paar von Sieb- und Richtgliedern 79, 80; 81, 82; 83, 84; 85, 86 ist je eine Summierstufe 87; 88; 89; 90 nachgeschaltet, wobei die Zuordnung wiederum der Reihenfolge der Aufzählung entspricht.
Je zwei Summierstufen 87 und 88 bzw. 89 und 90 arbeiten auf eine logische Torschaltung 91 bzw. 92, deren Ausgang mit einem Schwellenschalter 93 bzw. 94 verbunden ist. Dem Schwellenschalter nachgeordnet erkennt man je ein Relais 95 bzw. 96 mit je einem Signalkontakt 97 bzw. 98. Die Teile 95 und 96 bzw. 97 und 98 entsprechen wirkungsmässig den Teilen 59 und 60 der Fig. 4.
Das bei der an Hand der Fig. 2 und 3 erläuterten Tastung entstehende Frequenzspektrum der die Infor- mation enthaltenden Wechselstromgrössen weist diskrete Frequenzen f d = b f t f m mit dem ganzzahligen Faktor b auf, nämlich die Seitenfrequenzen von Harmonischen bter Ordnung der Tastfrequenz f t. In der Nähe der Trägertonfrequenz f, sind diese Seitenfrequenzen besonders stark angehoben, unabhängig davon, welcher Tastoberwelle sie zugehören;
sie tre- ten naturgemäss gleichzeitig auf und liegen stets an einer in bezug auf die Netzfrequenz f. definierten Stelle des Frequenzspektrums, wenn die Tastfrequenz ft der Netzfrequenz in jedem Zeitmoment proportional ist.
Durch Simultanauswertung geeigneter Seitenfrequenzen fd zu höheren Harmonischen der für das Signal charakteristischen Tastfrequenz f t lässt sich nun ein hohes Auflösungsvermögen und damit ein ausserordentlich gesteigertes Trennvermögen zwischen Nutz- und Störsignalen erreichen, wodurch sich der Fernübertragung von Tarifinformationen in der Energiewirtschaft neue Wege öffnen.
Ein zur Simultanauswertung eingerichteter Empfänger besitzt beispielsweise den an Hand der Fig. 5 beschriebenen Aufbau und arbeitet im Zusammenwirken des gesamten Fernwirksystemes wie folgt: Ein Sender (Fig. 1) sende eine durch die Tast- frequenz ftl (Fig.2) charakterisierte Information. Die Modulation des tonfrequenten Trägerwechselstromes (33 bis 36 in Fig. 3) besitzt dann die Frequenz f"" = f. - alftl, worin f t, durch die Eigenschaften des Tast- schalters 8 (Fig. 1)
und der Faktor a durch die Anzahl der zwischen zwei Tastungen liegenden ganzen Perioden f - 1 der Netzgrundwelle (23 in Fig. 3) bestimmt sind. Im Fernwirkkanal liegt somit ein Spektrum von diskreten Frequenzen fdü - biftl = fnai vor.
In der Nähe der geeignet gewählten Tonfrequenz fs des unterdrückten Trägers besitzen diese Seitenfrequenzen f,1 ein zur Auswertung ausreichendes Energieniveau; insbesondere die beiden der Tonfrequenz f, am nächsten liegenden. Es können dies die Frequenzen fdlz bzfti + fml und fäll = b=fti - fnzl sein, wenn bü f t1 annähernd gleich f s ist, jedoch eignet sich in anderen Fällen z.
B. auch ein Frequenzenpaar f@il@ = b:xftl - fml und f dly = byf t1 + fmi usw. je nach Lage von f, in bezug auf biftl. Die hier verwendeten Indizes bedeuten: d: diskrete Frequenz, 1: aus der Tastfrequenz des Tastschalters 8 (Fig. 1) entstanden, i : ein beliebiger von allen möglichen Werten von b,
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x y : bestimmte Werte von b, z + als hochgestellter Index: obere Seitenfrequenz, - als hochgestellter Index: untere Seitenfrequenz.
Sinngemäss gelten die vorstehenden überlegungen gleichermassen für die aus der Tastfrequenz f,2 hervorgegangenen Frequenzen f i2.
In der weiteren Beschreibung werden zu jeder Tast- frequenz nur zwei Seitenfrequenzen betrachtet, nämlich diejenigen mit dem höchsten Energieniveau. Dabei seien
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und die in bezug auf die spektrale
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Lage der Tonfrequenz f. obere und untere der betrachteten Seitenfrequenzen, welche aus der Tastfre- quenz f t, hervorgegangen sind, unabhängig davon, welcher Tastoberwelle sie angehören;
ein Gleiches gilt für
EMI6.7
und entstanden aus f i2.
EMI6.8
Der Empfänger gemäss der Fig. 5 eignet sich zum selektiven Simultanempfang der vier Seitenfrequenzen
EMI6.10
seine Eingangsgruppe 63 ist nur für ein schmales Frequenzband durchlässig, in welchem diese Seitenfrequenzen liegen. Am Ausgang der Eingangsgruppe 63 - es ist dies der in der Fig. 4 gezeichnete Ausgangsübertrager 46 - treten also die Frequenzen
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und oder und
EMI6.15
auf, je nachdem, ob der
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Sender (Fig. 1) mit der Tastfrequenz ftl oder ft., sendet.
Die folgenden Erläuterungen beschränken sich wieder auf die beispielsweise zum Zeitpunkt der vorliegenden Betrachtung gerade gesendete Modulations- frequenz f",1, gelten aber analog auch für die Modu- lationsfrequenz f.2.
Aus der Eingangsgruppe 63 treten die Frequenzen der aus der Netzfrequenz f. abgeleiteten und dieser
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und
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in die Mischstufe 64 ein und werden dort proportionalen Hilfsfrequenz f,, unter Bildung von Zwischenfrequenzen
EMI6.37
fl, und fh überlagert.
EMI6.40
Vorzugsweise gilt f l, = p f , worin p eine positive ganze Zahl bedeutet. Durch diese Massnahme lassen sich Frequenzen f a gewinnen, deren nicht ganzzahliges Verhältnis zur Netzfrequenz f n aus niedrigen Zahlwerten gebildet ist.
Zur weiteren Auswertung werden die entstandenen Differenzfrequenzen
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in den Korrelationssystemen 67 bis 70 mit den Referenzfrequenzen
EMI6.51
überlagert;
EMI6.52
sind Proportionalitätskonstanten. Von dem wiederum entstehenden Mischergebnis interessiert hier der Gleichstromanteil, also ein am Ausgang des jeweiligen Korrelationssystemes auftretender Strom I mit der Frequenz f" = f a - fr = 0.
Die Grösse dieses Stromes I ist proportional dem cos des Phasenwinkels A, zwischen den überlagerten Strömen mit den Frequenzen f', und f, Zur Referenzfrequenz f i beispielsweise werden ausser der Gleichstromkomponente
EMI6.66
die Frequenzen
EMI6.67
und f äi - f + gebildet, welche die Siebkette (57 in Fig. 4) der Sieb- und Richt- glieder 79 und 80 nicht passieren dürfen.
Der Summierstufe 87 fliesst nun aus dem Siebund Richtglied 79 ein Gleichstrom
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zu, dessen Betrag zwischen den Werten 1 und 0 je nach Grösse des Phasenwinkels A schwanken kann. Analog kann der Betrag des aus dem Sieb- und Richtglied 80 in die Summierstufe 87 eintretenden Gleichstromes
EMI6.82
zwischen den Werten 0 und 1 liegen, so dass die in der Summierstufe 87 gebildete Summe
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stets einen endlichen Wert aufweist und abhängig vom Phasenwinkel .1 höchstens im Verhältnis
EMI6.87
unterschiedlich gross sein kann.
Die gleichen Überlegungen gelten für die Auswertung der Frequenz fjl. Aus den Summierstufen 87 und 88 treten also Gleichströme + 11 i I und + I I1 I gleichzeitig aus, wenn beide aus der Tastfrequenz ftl hervorgegangenen Seitenfrequenzen
EMI6.98
und
EMI6.99
ordnungsgemäss empfangen worden sind.
Sind beide Ströme + I I I und + 11- I gleichzeitig vorhanden, so lässt die logische Torschaltung 91 den kleineren davon als Strom Il zum Schwellenschalter 93 gelangen, der anspricht, wenn der Gleichstrom 11 den Schwellenwert überschreitet, was bei sonst ord- nungsgemässer Funktion des Fernwirksystemes voraussetzt, dass die Referenzfrequenzen der Netzfrequenz f" in jedem Zeitmoment
EMI6.111
streng proportional sind, da eine auch nur geringfügige gegenseitige Verstimmung des Systemes Sender-Empfänger durch Disproportionalität zwischen ft,
f,, und fr ein starkes Absinken des Gleichstromes h zur Folge hat.
Beim Ansprechen des Schwellenschalters 93 schliesst das Relais 95 seinen Signalkontakt 97. Damit ist der Schaltzustand des Signalwählers 5 (Fig. 1) im Kontaktzustand des Signalkontaktes 97 (Fig. 5) abgebildet und die gestellte Fernwirkaufgabe erfüllt.
Nimmt bei einer folgenden Sendung der Signalwähler 5 seine zweite mögliche Stellung ein, so ist die Tastfrequenz ft2 wirksam, und die gleichen überlegungen gelten für den unteren Teil des Empfängers mit den Korrelationssystemen 71 bis 74, wobei alle bisher mit dem Index 1 bezeichneten Grössen mit dem Index 2 zu lesen sind.
Die Ableitung der Referenzfrequenzen f r aus der Netzfrequenz f. erfolgt beispielsweise mittels eines von einem Synchronmotor angetriebenen Laufwerkes mit verschiedenen Zahnradübersetzungen, welchen photoelektrisch abgetastete Lochscheiben zugeordnet sind. Vorzugsweise werden zunächst Oberwellen der Referenzfrequenzen erzeugt und diese dann elektronisch digital unter Verwendung von Flip-Flop-Schaltungen geteilt, wobei gleichzeitig bequem die 0 - und 90 -Re- ferenzen zu gewinnen sind.
Eine andere Art der Erzeugung der Referenzfrequenzen f, besteht in einer digitalen Teilung einer geeigneten höheren Harmonischen der Netzfrequenz fn. Die 0 - und 90 -Referenzen lassen sich dabei z. B. auch mit RC-Phasenschiebern bilden. Geeignete Schaltungen hierfür sind an sich aus der Elektronik bekannt.
Die Mischstufe 64 sowie die Korrelationssysteme, z. B. 67 bis 74, können Ringmodulatoren oder andere, an sich bekannte, vorzugsweise transistorisierte Mischglieder sein.
Eine Variante eines für das beschriebene Fernwirksystem ebenfalls brauchbaren Empfängers ist in der Fig. 6 vereinfacht dargestellt.
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Einer gleichartig wie in der Fig.5 aufgebauten Eingangsgruppe 99 folgt ein Korrelationssystem 100 mit einem Ausgang 101 und nachfolgender Verzweigung 102. Dem Korrelationssystem 100 ist ein Fre- quenzwandler 103 zugeordnet. Der Ausgang 101 steht mit einem Sieb- und Richtglied 104 in Verbindung, während an die Verzweigung 102 ein weiteres Korre- lationssystem 105 mit einem Frequenzwandler 106 angeschlossen ist.
Dem Korrelationssystem 105 folgt in der Schaltung ein Sieb- und Richtglied 107, das ebenso wie das Sieb- und Richtglied 104 mit einer gemeinsamen logischen Torschaltung 108 verbunden ist. Der Signalausgang der logischen Torschaltung 108 mündet in einen Schwellenschalter 109 mit nachgeordnetem Relais 110, das einen Signalkontakt 111 aufweist.
Der vorstehend erläuterte Aufbau des Empfängers nach der Fig.6 entspricht funktionell der unteren Hälfte des Empfängers nach der Fig.5, wobei der Einfachheit halber in der Fig. 6 die Auftrennung in 0 - und 90 -Zweige nicht vorgenommen wurde, praktisch jedoch vorhanden sein soll.
Nach dem Gesagten dient der in der Fig. 6 dargestellte Empfängerteil zum Empfang von Signalen mit der Modulationsfrequenz f.2# Für die Aufnahme von Signalen mit der Modu- lationsfrequenz f"ti sind die Teile 100 bis 111 an dem durch einen Pfeil bezeichneten Leitungszweig 112 in gleicher Anordnung vorzusehen; natürlich mit Refe- renzfrequenz
EMI7.28
Der Empfänger nach der Fig. 6 arbeitet wie folgt:
Das mit Hilfe der Eingangsgruppe 99 ausgekoppelte Signal wird in Form der Seitenfrequenzen
EMI7.30
und
EMI7.31
dem Korrelationssystem 100 zugeleitet und dort mit einer Referenzfrequenz
EMI7.34
überlagert.
Es entstehen unter anderen die Frequenzen
EMI7.35
(Gleichstrom I,+) und
EMI7.37
von welchen f, das Sieb- und Richtglied 104 passiert, wobei der Strom
EMI7.39
zur logischen Torschaltung 108 gelangt, während 2f,"2 im Korrelationssystem 105 mit einer Referenzfrequenz
EMI7.43
gemischt wird. Als Mischergebnis resultiert neben anderen Mischfrequenzen
EMI7.44
(Gleichstrom 11 ), welche das Sieb- und Richtglied 107 passiert, so dass an der logischen Torschaltung 108 gleichzeitig mit
EMI7.46
ein Strom auftritt.
EMI7.48
Die weitere Auswertung geschieht in völliger Analogie zu dem an Hand der Fig. 5 beschriebenen Beispiel.
Wiederum gilt die Bedingung, dass die Referenzfrequenzen f,2 der die Modulationsfrequenz f",2 erzeugenden Tastfrequenz f t2 über die Netzfrequenz f n in jedem Zeitmoment proportional sind.
Für die praktische Anwendung des beschriebenen Fernwirksystemes wurde die folgende Bemessung der unabhängig wählbaren elektrischen Grössen als besonders geeignet für normale Netzverhältnisse ermittelt: fn = 50 Hz fei = 18,75 Hz ft2 = 21,45 Hz f s = 514 Hz f h = 450 Hz Die genannten Werte sollen wenigstens annähernd erreicht werden.
Die Angabe dieses Beispieles schliesst jedoch die Eignung anderer Werte keineswegs aus. Im Rahmen der realisierbaren Möglichkeiten liegt demnach auch der Bemessungsfall aft = f,z mit bx ungleich b..
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Electrical telecontrol system A system for remote transmission of signals consisting of transmitter, telecontrol link and receiver is known in which a common central receiver is assigned to a large number of transmitters with very low power and the telecontrol channel has a high interference level.
A telecontrol system of this type is used, for example, to transmit energy consumption information from locally distributed consumption points to a central collection point, with a public supply network for electrical energy being used as the telecontrol connection, to which the transmitter and receiver are connected, preferably in galvanically connected network districts.
The task of telecontrol is to send signals with a very low energy content that are generated by the transmission device of a consumption meter and that must have a physical form for the purpose of forwarding them in a line network that is already available to fulfill other functions, which is arbitrary and of the type in the telecontrol channel at the same time with mostly much higher energy level occurring disturbance variables does not fundamentally differentiate to bring them into effect at a central point with great certainty.
The present invention enables an improvement of a system already proposed for solving the telecontrol task mentioned, in which a periodically amplitude-modulated audio frequency voltage, which is keyed by the transmitter with a frequency different from the basic frequency of the energy distribution network serving as the telecontrol channel and superimposed on the network, uses as an information carrier and the frequency of the amplitude modulation is evaluated in a correlation receiver as a distinguishing element of the information.
It is known to generate alternating current signals by periodically connecting an electrical resonant circuit to an alternating voltage of z. B. 50 Hz leading power supply network. This creates damped oscillations with the preferably tone-frequency natural oscillation number of the oscillating circuit, which are periodically amplitude-modulated according to the proposal mentioned, if the connection cycle, the so-called sampling frequency, has a non-integer ratio to the network frequency.
A signal channel for signal transmission is thus formed in the conductors of the supply network, which is determined by the resonance frequency of the resonant circuit serving as the carrier frequency for the signals.
The signal receiver is matched to the frequency position of the selected signal channel by a band filter and contains a demodulator with a downstream correlation system for demodulating the carrier, the reference frequency of which is identical to the modulation frequency to be filtered out.
Each modulation frequency requires a correlation system with a corresponding reference frequency. Two correlation systems operating in parallel are advantageously provided for each modulation frequency, which correlation systems are controlled by reference voltages of the same frequency but with a phase position shifted by 90.
The correlation systems used are e.g. B. the known ring modulators or other mixing elements. If the frequency fed to the input of a ring modulator is identical to the reference frequency entered into the ring modulator, currents with twice the frequency and the frequency zero result at the output of the ring modulator
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For further evaluation, the direct current component is preferably used here.
By computational analysis of the aforementioned type of signal generation and signal propagation, it can be shown that in the resulting frequency spectrum of the signal current the resonant frequency of the oscillating circuit serving as a carrier is suppressed and only side frequencies of harmonics of the sampling frequency occur. The modulation frequency that determines the position of these side frequencies is linked by a fixed relationship with the network frequency and the sampling frequency if the modulation is generated, for example, with the aid of a device operating synchronously with the network.
Based on these considerations and the described prior art, it is now proposed to develop an electrical telecontrol system with a telecontrol channel that is superimposed on an AC power supply network, and with at least one transmitter, which has at least one pushbutton switch operated with a characteristic keying frequency for pulsed connection contains a passive electrical oscillating circuit serving as a carrier frequency generator to the AC network,
as well as with a receiver for alternating current signals modulated with at least one fixed modulation frequency which has at least one correlation system with a fixed reference frequency for the signal frequencies generated by the transmitter, according to the present invention,
that both the key frequency of each pushbutton switch of the transmitter and the reference frequency of each correlation system of the receiver are strictly proportional to one and the same basic frequency of the energy supply network used as a telecontrol connection at every moment of time, and that in the receiver at least two that are close to the carrier frequency,
of several side frequencies formed to form harmonics of a sampling frequency, at least one correlation system each with a reference frequency identical to the side frequency to be filtered out by the respective correlation system is assigned.
By applying the measures proposed here, it is possible to increase the transmission security of a telecontrol system of the type mentioned by a multiple of what has been achieved so far. Details of the remote control system defined above emerge from the exemplary embodiments described below with reference to the drawing figures.
1 shows parts of a transmitter, FIG. 2 shows a working diagram of the transmitter, FIG. 3 shows a frequency diagram, FIG. 4 shows parts of a receiver, FIG. 5 shows a block diagram of a complete receiver and FIG. 6 shows a variant of the receiver in a block diagram.
FIGS. 1 to 4 are to be regarded as a closed representation; In the following detailed and functional description, FIGS. 1 to 4 are therefore treated together.
In FIG. 1, 1 denotes a phase conductor and 0 denotes a neutral conductor of a three-phase, four-conductor, three-phase network with the network frequency f., For example a low-voltage distribution network that supplies electrical energy to the individual consumers of a public power supply. The conductors 1 and 0 start from the low-voltage side of a transformer 2 (see FIG. 4), which is housed in a low-voltage distribution station. The partial dashed lines on conductors 1 and 0 indicate that the length of the galvanically connected lines can be relatively large.
In Fig. 1 one recognizes the series connection of an electrical series resonant circuit 3 with a transmission timer 4 via two electrically parallel arranged, by a signal selector 5 alternately insertable into the series circuit current paths 6 and 7, the first one a pushbutton switch 8 and the second one recognizes as essential parts of a transmission device contains a push button switch 9. Connection lines 10 and 11 connect the series circuit with power lines 1 and 0.
A branch 12 also leads from the mains conductors 1 and 0 to a frequency converter 13, which converts the mains frequency f "into a first key frequency ftl and into a second key frequency ft, and at the same time actuates the key switches 8 and 9 with the key frequency assigned to them the frequency converter 13 can be separated from the mains voltage by a switching element (not shown).
If the frequency converter 13, including the two pushbutton switches 8 and 9, is purely electronic and therefore works practically without any inertia, it can be switched on and off appropriately by the transmission timer 4. The voltage of the phase conductor 1 for the frequency converter 13 would then be tapped from a terminal 14 of the transmission timer 4.
To operate the transmission timer 4, a time-dependent switching mechanism 15 is provided, which starts in response to a control command indicated by an arrow 16 in the figure. The signal selector 5 is controlled by a switching element 17, which receives switching commands - symbolized by an arrow 18 - for example from the counter drive of a consumption meter.
The previously mentioned parts of the transmitter are consistently composed of known components; their grouping corresponds in principle to an earlier proposal. In the present context, the inevitable coupling of the scanning frequencies ft, and f t2 with the network frequency f "is essential at the transmitter in such a way that ftl and ft2 (as well as further scanning frequencies) are proportional to fn at every instant, i.e. every change in the network frequency f" follow proportionally.
A frequency converter suitable for this can be purely electronically, purely electromechanically or electromechanically-optically with electro-optical pushbutton switches, preferably using a
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Synchronous drive, but overall in a known manner, build.
The working diagram of FIG. 2 explains what is to be understood by sampling frequency. Several periods of rectangular functions 19 and 20 are shown over a time axis in two key diagrams. A sampling period f t 1 consists of a time period A and a time period B; its reciprocal value f t is called the sampling frequency. During duration A the pushbutton switch is closed, during duration B it is open.
The index 1 attached to the designations of FIG. 2 assigns the upper tactile diagram to the tactile switch 8 (FIG. 1), while the index 2 relates the second tactile diagram to the tactile switch 9 (FIG. 1).
A rectangular curve 21 drawn in the lower part of FIG. 2 is an image of the temporal contact state of the transmission timer 4 (FIG. 1) with the contact duration D. In a fully automatic query system for measured consumption values, the function 21 will be periodic, with its period being duration corresponds to an interrogation cycle and D is very small compared to a period E in which the transmission timer 4 is open.
The electrical processes during the keying of the transmitter element, namely the series resonant circuit 3, by the key switches 8 and 9 of the transmitter (FIG. 1) are illustrated in the frequency diagram of FIG. 3, in which those variables are shown as a function of time which are necessary for understanding the origin of the signals used here are significant.
In the middle of the diagram, a rectangular function 22 is plotted with the period; it is this, with a higher time resolution
EMI3.42
drawn, one of the rectangular curves 19 or 20 from FIG. 2. Because of the circuit arrangement of the transmitter with the signal selector 5 (FIG. 1), several sampling frequencies cannot be effective at the same time; it is therefore sufficient to generally only speak of the sampling frequency f t when considering the electrical processes.
In the upper diagram of FIG. 3, 23 denotes the fundamental wave of the alternating current used in the supply network with conductors 1 and 0 for energy transmission with the frequency f ". Ordinate lines 24, 25, 26 and 27 drawn in FIG. 3 assign the switching edges of the rectangular function 22 Points of intersection 28, 29, 30 and 31 of the network fundamental wave 23 with a sinusoidal curve 32, which has the period, its reciprocal modulation frequency
EMI3.61
1m is called.
Each time segment A of the rectangular curves 19, 20 (FIG. 2) begins with a switch-on edge which characterizes the point in time at which the pushbutton switch 8 or 9 makes contact. At this moment in time, the oscillating circuit 3 (FIG. 1) is electrically triggered to form a damped oscillation process 33 or 34 or 35 or 36, as indicated in the lower part of FIG. 3.
The frequency f s of this oscillation process, that is to say the natural frequency of the oscillating circuit 3 (FIG. 1), which is however influenced by the network impedance, is preferably in the audio frequency range and is, for example, about ten times the network frequency f, e.g.
The damping of the with a point of oscillation, z. B. 37, beginning audio frequency oscillation, e.g. B. 34, is essentially caused by the effective resistance of the resonant circuit coil and also by the impedance of the general network load connected to the power supply network. Fluctuations in the network impedance have a minor effect on the frequency and attenuation of the audio frequency oscillations with otherwise constant conditions. The audio frequency f, alone does not represent a clear quantity.
The maximum value of the initial amplitude of an audio frequency oscillation, e.g. B. 34, follows the associated point of oscillation, z. B. 37, at a time interval of a quarter period of the audio frequency oscillation, which is drawn in Fig. 3 in the interest of a clear representation within the normal decay time greatly expanded in time.
If now, as mentioned, the audio frequency fs is large compared to the network frequency f., The time interval (4f,) - 1 in the figure becomes very small, so that the apexes of all the first amplitudes of the audio frequency oscillations 33 to 36 as on two curves 38 are to be thought lying down, the envelope curve of all initial amplitudes of the audio frequency oscillations 33 to 36 and others.
There is proportionality between the initial amplitude of the audio frequency oscillation and the instantaneous value of the network fundamental wave at the time of connection. All initial amplitudes of the audio frequency oscillations are therefore proportional to the amplitudes of the curve 32, which connects all instantaneous values of the network fundamental wave over the abscissa values of the switching edges of the square function 22.
The envelope 38 therefore also has the period of the curve 32.
EMI3.108
According to what has been said, FIG. 3 shows the emergence of the modulation frequency fm from the network frequency f n and the sampling frequency f t, the envelope 38 illustrating the amplitude modulation of the sampled audio frequency oscillations. The fixed relationship f m = f n - a f t, where a is an integer, exists between the network frequency f ", the sampling frequency f t and the modulation frequency f m.
Finally, FIG. 4 shows the main parts of a receiver in a simplified representation. The reference numbers 1 and 0 in turn denote a phase conductor and the neutral conductor of the three-phase power supply network. To decouple the signals from various transmitters of the type shown in FIG. 1 fed in between any phase conductor and the neutral conductor in the network complex at different locations, a current transformer 39 is arranged in the neutral rail of the transformer 2, and an input circuit 40 of the receiver is connected to its secondary winding.
The input circuit 40 consists essentially of
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a suction circuit 41 for the network fundamental frequency, a suction circuit 42 for its third harmonic and a load 43 at which the signal voltage drops, as well as a band filter 44 and an amplifier 45 with an output transformer 46. Between the parts 42 and 43 or 43 and 44 can a longer connection line, possibly a long-distance line containing a line repeater.
The output transformer 46 has several with center taps 47; 48 provided secondary windings 49; 50, each having a ring modulator 51; 52 belong. An output resistor 53 or 54 of each ring modulator likewise has a center tap 55; 56.
The ring modulators 51 and 52, which are known in terms of their structure, are designed, dimensioned and included in the circuit of the receiver in the same way. The ring modulator 52 was only indicated in FIG. 4 and has the same sequential circuit as the ring modulator 51, namely a filter chain 57, a bridge rectifier 58 and a receiving relay 59 with a signal switch 60.
A network-synchronous frequency converter 62 is fed directly from the power supply network via a connection line 61 that can be switched off if necessary and supplies a reference frequency f, .1 to the center taps 47 and 55 of the ring modulator 51. In the same way, the ring modulator 52 is supplied with a reference frequency f "2. The reference frequencies f, .1 and f, 2 differ in terms of magnitude, but are strictly proportional to the network frequency f 'at every instant.
The telecontrol task to be solved with the device explained so far can now be specified more concretely: The position of the signal selector 5 (FIG. 1) is to be mapped in the contact state of the signal switch, one of which is shown in FIG. 4 and designated 60. If the signal selector 5 (Fig. 1) is in the position shown, in which the pushbutton switch 8 of the transmitter is effective, then, for example, the signal switch 60 (Fig. 2) should be used during a period D determined by the closed state of the transmission timer 4 (Fig. 2). 4) be closed.
The same applies to the second possible position of the signal selector 5, in which a signal switch (not shown) of an output relay downstream of the ring modulator 52 is to close when the transmission time switch 4 is closed.
With the device shown as an example, two signals of the same nature but with different information content can be transmitted. The signal selector 5 (FIG. 1) is used to determine which of the two possible items of information is to be sent to the receiving station.
If there are several transmitters of the same type in a telecontrol system, the transmission time serves as an identification criterion for the individual transmitters. The beginning and end of the period D (FIG. 2) of each individual transmitter is known at the receiving station. Within a transmission cycle (interrogation cycle) D -I- E, each individual transmitter only transmits during the time period D reserved for it, without the transmissions of two transmitters overlapping. The duration of a transmission cycle is at least the same as, but better than D times the number of transmitters.
At the beginning of a query cycle, all transmitters of a telecontrol system receive a transmission command in the form of the control command 16 to the switching mechanism 15, for example from time switches or ripple control receivers. The switching mechanism 15 then starts in each transmitter and closes the transmission time contact 4 during the period D reserved for the respective transmitter.
At the latest at the beginning of the period D, the pushbutton switches 8 and 9 of the respective transmitter are energized, and depending on the position of the signal selector 5, the resonant circuit 3 is now activated with the associated scanning frequency ft, in the position selected in FIG. 1 with the frequency f , 1, keyed.
The type of keying already explained triggers the audio frequency oscillations 33 to 36 etc. (FIG. 3), the first amplitudes of which are modulated with the modulation frequency f., Represented by the curve 32. The audio-frequency alternating current with the frequency f now present in the conductors 1 and 0 of the power supply network serves as a carrier for the information contained in its modulation and flows through the primary winding of the current transformer 39 in the receiver according to FIG. 4.
We have f t1 - Cif. ft2 - C2f.
fml - f. alftl f.2 - f. a2ft2 where cl and c2 are proportionality constants and a1, a2 are whole numbers.
In the input circuit 40 of the receiver, the signal current is separated from the mains alternating current by the suction circuits 41 and 42 and by the band filter 44. The amplifier 45 can also be designed to act selectively. The transformer 46 connected downstream of it feeds the signal streams characterized by the modulation to the correlation system 51 or 52, in which selected of the discrete side frequencies present as a result of the modulation in the frequency spectrum according to the magnitude of the same reference frequencies f 1. are superimposed to form the sums and the difference frequencies.
The current occurring in the respective output resistor 53 or 54 with the difference frequency zero can be used as a direct current component the following filter chain, z. B. 57, and passes via the bridge rectifier 58 to the receiving relay 59, which then closes its signal switch 60. The same applies to the action groups (not shown) connected downstream of the ring modulator 52.
In order to make the closed representation of the telecontrol system in FIGS. 1 to 4 as clear as possible, only one action path of the receiver was drawn and briefly discussed in FIG. In contrast, FIG. 5 shows the complete structure of a receiver, on which a detailed explanation of the mode of operation of the receiver is based.
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In FIG. 5, 0 means the zero rail of the transformer 2 from FIG. 4, while the parts 39 to 46 of the receiver according to FIG. 4 are combined in an input group 63.
The input group 63 is in direct connection with a mixer 64 to which an auxiliary frequency fA is fed via a frequency converter 65. An output 66 of the mixing stage 64 is connected through to the correlation systems 67, 68, 69, 70 shown in the upper half of FIG. 5 and to the correlation systems 71, 72, 73, 74 shown in the lower half, the first pair 67, 68 of which is connected to a first frequency converter 75;
correspondingly, a second frequency converter 76 is assigned to the second pair 69, 70, a third frequency converter 77 is assigned to the third pair 71, 72 and a fourth frequency converter 78 is assigned to the fourth pair of correlation systems 73, 74.
Each of the frequency converters 75 to 78 supplies two output voltages which are phase-shifted by 90 relative to one another, as is indicated in FIG. 5 at the outputs of the frequency converters 75 to 78 by the designations 0 and 90. Both output voltages of one and the same frequency converter have the same frequency, strictly proportional to the network frequency f ", which serves as the reference frequency f, .i (i = any index) for the pair of correlation systems associated with the respective frequency converter.
Each of the correlation systems 67 to 74 is provided on the output side with a filter and straightening element 79 to 86, the assignment corresponding to the order of the list. Each of the filter and straightening members 79 to 86 contains the filter chain 57 shown in FIG. 4 and the bridge rectifier 58.
The filter and straightening members 79 to 86 are combined in pairs with respect to a frequency converters 75 to 78 common to the correlation systems connected upstream of them, as is also expressed in FIG. Each pair of sieve and straightening members 79, 80; 81, 82; 83, 84; 85, 86 are each a summing stage 87; 88; 89; 90 downstream, the assignment again corresponding to the order of the listing.
Two summing stages 87 and 88 or 89 and 90 operate on a logic gate circuit 91 or 92, the output of which is connected to a threshold switch 93 or 94. A relay 95 or 96, each with a signal contact 97 or 98, can be seen downstream of the threshold switch. The parts 95 and 96 or 97 and 98 correspond in terms of their effectiveness to the parts 59 and 60 of FIG.
The frequency spectrum of the alternating current quantities containing the information that arises during the sampling explained with reference to FIGS. 2 and 3 has discrete frequencies f d = b f t f m with the integer factor b, namely the side frequencies of harmonics of the bth order of the sampling frequency f t. In the vicinity of the carrier tone frequency f, these side frequencies are raised particularly strongly, regardless of which key harmonic they belong to;
They naturally occur at the same time and are always due to one in relation to the network frequency f. defined point of the frequency spectrum if the sampling frequency ft is proportional to the network frequency at every instant.
By simultaneously evaluating suitable side frequencies fd for higher harmonics of the key frequency f t characteristic of the signal, a high resolution and thus an extraordinarily increased separation capability between useful and interfering signals can be achieved, which opens up new avenues for the remote transmission of tariff information in the energy industry.
A receiver set up for simultaneous evaluation has, for example, the structure described with reference to FIG. 5 and works in the interaction of the entire telecontrol system as follows: A transmitter (FIG. 1) sends information characterized by the sampling frequency ft1 (FIG. 2). The modulation of the audio-frequency carrier alternating current (33 to 36 in FIG. 3) then has the frequency f "" = f. - alftl, where f t, by the properties of the push button switch 8 (Fig. 1)
and the factor a is determined by the number of whole periods f − 1 of the network fundamental wave (23 in FIG. 3) lying between two samples. In the telecontrol channel there is thus a spectrum of discrete frequencies fdü - biftl = fnai.
In the vicinity of the suitably selected audio frequency fs of the suppressed carrier, these side frequencies f, 1 have a sufficient energy level for evaluation; in particular the two closest to the audio frequency f. These can be the frequencies fdlz bzfti + fml and fäll = b = fti - fnzl, if bü f t1 is approximately equal to f s, but in other cases z.
B. also a frequency pair f @ il @ = b: xftl - fml and f dly = byf t1 + fmi etc. depending on the position of f, with respect to biftl. The indices used here mean: d: discrete frequency, 1: originated from the key frequency of the pushbutton switch 8 (Fig. 1), i: any one of all possible values of b,
EMI5.129
x y: certain values of b, z + as a superscript: upper page frequency, - as a superscript: lower page frequency.
The above considerations apply analogously to the frequencies f i2 resulting from the sampling frequency f, 2.
In the further description, only two side frequencies are considered for each sampling frequency, namely those with the highest energy level. Be there
EMI5.140
and those in terms of the spectral
EMI5.141
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Position of the audio frequency f. upper and lower of the observed side frequencies, which have emerged from the key frequency f t, regardless of which key harmonic they belong to;
the same applies to
EMI6.7
and emerged from f i2.
EMI6.8
The receiver according to FIG. 5 is suitable for selective simultaneous reception of the four side frequencies
EMI6.10
its input group 63 is only permeable to a narrow frequency band in which these side frequencies lie. At the output of the input group 63 - this is the output transformer 46 shown in FIG. 4 - the frequencies occur
EMI6.14
and or and
EMI6.15
on, depending on whether the
EMI6.16
EMI6.17
Transmitter (Fig. 1) with the key frequency ftl or ft., Sends.
The following explanations are again limited to the modulation frequency f ″, 1 that was just sent at the time of the present consideration, but also apply analogously to the modulation frequency f.2.
From the input group 63 occur the frequencies of the network frequency f. derived and this
EMI6.32
and
EMI6.33
into the mixer 64 and there are proportional auxiliary frequency f ,, with formation of intermediate frequencies
EMI6.37
fl, and fh are superimposed.
EMI6.40
Preferably, f l = p f, where p is a positive integer. This measure makes it possible to obtain frequencies f a whose non-integer ratio to the network frequency f n is formed from low numerical values.
The resulting difference frequencies are used for further evaluation
EMI6.49
in the correlation systems 67 to 70 with the reference frequencies
EMI6.51
superimposed;
EMI6.52
are proportionality constants. Of the mixing result that occurs again, the direct current component is of interest here, that is to say a current I occurring at the output of the respective correlation system with the frequency f ″ = f a - fr = 0.
The magnitude of this current I is proportional to the cos of the phase angle A, between the superimposed currents with the frequencies f ', and f, The reference frequency f i, for example, includes the direct current components
EMI6.66
the frequencies
EMI6.67
and f äi - f +, which the sieve chain (57 in FIG. 4) of the sieve and straightening members 79 and 80 are not allowed to pass through.
The summing stage 87 now flows a direct current from the sieve and straightening element 79
EMI6.77
to, the amount of which can fluctuate between the values 1 and 0 depending on the size of the phase angle A. The amount of the direct current entering the summing stage 87 from the filtering and straightening element 80 can be analogous
EMI6.82
lie between the values 0 and 1, so that the sum formed in the summing stage 87
EMI6.85
always has a finite value and depending on the phase angle .1 at most in the ratio
EMI6.87
can be of different sizes.
The same considerations apply to the evaluation of the frequency fjl. Direct currents + 11 i I and + I I1 I thus emerge from the summing stages 87 and 88 at the same time when both side frequencies originating from the sampling frequency ftl
EMI6.98
and
EMI6.99
have been properly received.
If both currents + III and + 11- I are present at the same time, the logic gate circuit 91 allows the smaller of them to reach the threshold switch 93 as current II, which responds when the direct current 11 exceeds the threshold value, which is when the telecontrol system is otherwise functioning properly assumes that the reference frequencies of the network frequency f "in each instant
EMI6.111
are strictly proportional, since even a slight mutual detuning of the transmitter-receiver system due to disproportionality between ft,
f ,, and for a sharp drop in direct current h results.
When the threshold switch 93 responds, the relay 95 closes its signal contact 97. The switching state of the signal selector 5 (FIG. 1) is mapped in the contact state of the signal contact 97 (FIG. 5) and the tele-control task set is fulfilled.
If the signal selector 5 assumes its second possible position during a subsequent transmission, the sampling frequency ft2 is effective, and the same considerations apply to the lower part of the receiver with the correlation systems 71 to 74, all the variables previously designated with the index 1 with the Index 2 are to be read.
The derivation of the reference frequencies f r from the network frequency f. takes place, for example, by means of a drive with different gear ratios driven by a synchronous motor, to which photoelectrically scanned perforated disks are assigned. Harmonics of the reference frequencies are preferably generated first and these are then divided electronically and digitally using flip-flop circuits, the 0 and 90 references being conveniently obtained at the same time.
Another way of generating the reference frequencies f is to digitally divide a suitable higher harmonic of the network frequency fn. The 0 - and 90 -references can be z. B. also form with RC phase shifters. Suitable circuits for this are known per se from electronics.
The mixer 64 and the correlation systems, e.g. B. 67 to 74, can be ring modulators or other, per se known, preferably transistorized mixing elements.
A variant of a receiver that can also be used for the telecontrol system described is shown in simplified form in FIG.
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An input group 99 constructed in the same way as in FIG. 5 is followed by a correlation system 100 with an output 101 and a subsequent branch 102. A frequency converter 103 is assigned to the correlation system 100. The output 101 is connected to a filter and straightening element 104, while a further correlation system 105 with a frequency converter 106 is connected to the branch 102.
The correlation system 105 is followed in the circuit by a filtering and straightening element 107 which, like the filtering and straightening element 104, is connected to a common logical gate circuit 108. The signal output of the logic gate circuit 108 leads to a threshold switch 109 with a downstream relay 110 which has a signal contact 111.
The structure of the receiver according to FIG. 6 explained above corresponds functionally to the lower half of the receiver according to FIG. 5, whereby for the sake of simplicity in FIG. 6 the separation into 0 and 90 branches has not been made, but is present in practice should.
According to what has been said, the receiver part shown in FIG. 6 serves to receive signals with the modulation frequency f.2 # For the reception of signals with the modulation frequency f "ti, the parts 100 to 111 are on the line branch 112 indicated by an arrow To be provided in the same arrangement, naturally with a reference frequency
EMI7.28
The receiver according to Fig. 6 operates as follows:
The signal extracted with the aid of the input group 99 is in the form of the side frequencies
EMI7.30
and
EMI7.31
fed to the correlation system 100 and there with a reference frequency
EMI7.34
superimposed.
Among other things, the frequencies are created
EMI7.35
(Direct current I, +) and
EMI7.37
of which f, the screening and straightening member 104 passes, the current
EMI7.39
reaches the logic gate circuit 108, while 2f, "2 in the correlation system 105 with a reference frequency
EMI7.43
is mixed. The mixing result results in addition to other mixing frequencies
EMI7.44
(Direct current 11), which the filter and straightener 107 passes, so that at the logic gate circuit 108 simultaneously with
EMI7.46
a current occurs.
EMI7.48
The further evaluation takes place in complete analogy to the example described with reference to FIG.
Again, the condition applies that the reference frequencies f, 2 are proportional to the sampling frequency f t2 generating the modulation frequency f ″, 2 over the network frequency f n at every instant in time.
For the practical application of the telecontrol system described, the following dimensioning of the independently selectable electrical parameters was determined to be particularly suitable for normal network conditions: fn = 50 Hz fei = 18.75 Hz ft2 = 21.45 Hz fs = 514 Hz fh = 450 Hz Values should be reached at least approximately.
However, the specification of this example by no means excludes the suitability of other values. The design case aft = f, z with bx not equal to b is within the realizable possibilities.