Dispositif pour mesurer la fréquence des oscillations d'un oscillateur,
notamment d'un oscillateur-maser à résonance magnétique
L'invention est relative aux fréquencemètres, c'est-à-dire aux dispositifs destinés à mesurer la fré- quence des oscillations engendrées par un oscillateur ; elle concerne plus spécialement, mais non exclusivement, un fréquencemètre destiné à mesurer la fré- quence de l'énergie émise par émission stimulée dans un oscillateur-maser à résonance magnétique.
Elle a pour objet un dispositif pour mesurer la fréquence des oscillations d'un oscillateur présentant, par rapport aux fréquencemètres antérieurs, les avantages d'une précision accrue dans toute la bande des fréquences mesurables, d'une meilleure stabilité dans le temps, d'une grande sécurité de fonctionnement, d'un temps de réponse réduit, d'une largeur accrue de la bande des fréquences mesurables et d'un prix de revient intéressant.
Le dispositif selon l'invention est caractérisé par le fait qu'il comprend une unité apte à engendrer deux oscillations de fréquences stables et bien déterminées, à savoir une fréquence inférieure, FI, et une fréquence supérieure, F2, encadrant la fréquence F des oscillations à mesurer, un double-mélangeur pour les fréquences FI et F, d'une part, et F2 et F, d'autre part, avec des moyens sélecteurs ne transmettant, dans la sortie du double-mélangeur, que les oscillations de battement de fréquence f, = F-Fl, d'une part, et f2 = F2-F, d'autre part, des moyens pour engendrer des signaux dont l'amplitude présente des variations au moins sensiblement proportionnelles aux variations de chacune des fréquences de battement fut, 2,
et des moyens pour mesurer la différence entre ces deux signaux.
L'unité apte à engendrer deux oscillations de fré- quences stables est constituée, de préférence, par un maître-oscillateur à quartz engendrant des oscillations sinusoïdales de fréquence stable, par des moyens pour engendrer, à partir de ces oscillations, des signaux en dents de scie de fréquence stable Fo et par des moyens pour déduire, desdits signaux en dents de scie, deux harmoniques de fréquence FI = ni Fo et F2 = n2 Fo de différence constante.
Plus particulièrement, ce dispositif ou fréquencemètre est destiné à mesurer la fréquence des oscillations engendrées dans un oscillateur-maser à réso- nance magnétique du type décrit dans le brevet suisse No 346609 et dont le principe sera rappelé briève- ment ci-après.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, une forme d'exécution de l'objet de l'invention.
La fig. 1, de ces dessins, illustre, sous la forme de blocs ou rectangles fonctionnels, un fréquencemètre constituant ladite forme d'exécution.
Les fig. 2 à 6 représentent en détail les différentes unités du fréquencemètre de la fig. 1, à savoir : -pour la fig. 2, l'unité apte à engendrer les oscil
lations de fréquences stables et bien déterminées, -pour la fig. 3, une des moitiés du double-mélan-
geur, -pour la fig. 4, des moyens de mise en forme des
oscillations de battement produites dans l'ensem-
ble de la fig. 3, -pour la fig. 5, les moyens pour transformer les
fréquences des oscillations de battement, telles
que mises en forme par les moyens de la fig. 4,
en des signaux dont l'amplitude présente des va
riations sensiblement proportionnelles aux varia
tions de chacune de ces fréquences, -enfin, pour la fig. 6, les moyens pour comparer
le signal sortant des moyens de la fig. 5 avec un
signal analogue.
On rappellera tout d'abord qu'un oscillateurmaser à résonance magnétique du type décrit dans le brevet Nu 346609 précité comprend, disposé dans un champ magnétique d'intensité H (en particulier dans le champ magnétique terrestre) que l'on désire mesurer un récipient renfermant, d'une part, un solvant avec des noyaux atomiques (en particulier des protons) à rapport gyromagnétique, (rapport entre le moment magnétique et le moment cinétique) bien déterminé non nul et, d'autre part à l'état dissous dans ce solvant, une substance paramagnétique (en particulier une collection d'ions nitrosodisulfonate) présentant au moins une raie de résonance électronique saturable dans ledit champ H,
la fréquence de cette raie de résonance électronique n'étant pas nulle en champ magnétique nul et le couplage entre les électrons de ladite substance et lesdits noyaux atomiques étant tel que la saturation de ladite raie de résonance produise l'émission stimulée d'énergie à la fréquence de résonance nucléaire f desdits noyaux dans le champ magnétique d'intensité H, des moyens pour saturer ladite raie de résonance électronique dans ledit champ magnétique, et des moyens pour capter l'énergie émise par émission stimulée et pour entretenir les oscillations, de cette énergie à la fré- quence de résonance nucléaire dans le champ H, cette fréquence f étant strictement proportionnelle à
H (f Yn H
Par conséquent, la mesure de la fréquence f permet une détermination de l'intensité H,
la précision sur H étant directement fonction de celle sur f, car le coefficient de proportionnalité est constant et 2z connu avec une précision de l'ordre de 10-5.
Une des applications des oscillateurs-masers à résonance magnétique est la mesure des variations, dans l'espace et dans le temps, du champ magnétique terrestre dont la valeur est voisine de 0, 5 oersted ou 50000 gammas (le gamma valent 10-5 oersted).
Dans un champ magnétique ayant cette valeur, la fré- quence de résonance nucléaire pour les protons est de 2128, 8 Hz (le rapport gyromagnétique des protons étant 26. 713).
Un fréquencemètre ou dispositif pour déterminer, rapidement et avec une précision constante élevée, la fréquence F des oscillations a d'un oscillateur 1, en particulier la fréquence f = Y7 H d'un oscillateur 2z maser à résonance magnétique placé dans un champ magnétique d'intensité H, comprend (fig. 1) :
-une unité 2 (illustrée en détail sur la fig. 2) apte à engendrer deux oscillateurs bl, b2 de fréquen- ces stables et bien déterminées, à savoir une fré- quence inférieure Fl et une fréquence supérieure F2, encadrant la fréquence F des oscillations a à mesurer ;
-un double-mélangeur 3 (dont une moitié est illustrée en détail sur la fig. 3) pour les fréquences
Fi et F, d'une part, et F2 et F, d'autre part, avec des moyens sélecteurs (constitués avantageusement par des filtres électriques) ne transmettant, dans la sortie du double-mélangeur, que les oscillations de battement cl, c2 de fréquence fl = F-F1, d'une part, et f2 = F2-F, d'autre part ;
-des moyens pour engendrer deux signaux et, e2, dont l'amplitude présente des variations sensiblement proportionnelles aux variations de chacune des fréquences de battement fol, 2 (cette proportionnalité entre variations peut s'exprimer mathématiquement en disant que l'amplitude est une fonction différentiable, et de ce fait continue, de la fréquence, la dérivée de la fonction étant justement le coefficient de propor tionnalité), ces moyens étant constitués, dans le mode de réalisation préféré, par un étage double 4 (dont une moitié est illustrée en détail sur la fig.
4) de mise en forme rectangulaire dl, d2 des oscillations de fré- quences ft, d'une part, et 2, d'autre part, et par un étage double 5 (dont une moitié est illustrée en détail sur la fig. 5) de transformation des signaux rectangulaires d1, do en dents de scie el, e2 dont l'am- plitude maximum est sensiblement inversement proportionnelle à fl, d'une part, et f2, d'autre part, les variations de cette amplitude étant elles proportionnelles (avec un coefficient de proportionnalité négatif) aux variations de la fréquence f, ou f2 dans un domaine limité ;
-et des moyens 6 (illustrés en détail sur la fig. 6) pour faire la différence entre ces deux signaux e, s e2.
Des modes de réalisation préférés de l'unité 2, d'une moitié du double mélangeur 3, d'une moitié de l'étage double 4 de mise en forme rectangulaire, d'une moitié de l'étage double 5 de transformation des rectangles en dents de scie, et des moyens 6 sont illustrés en détail sur les fig. 2, 3, 4, 5 et 6 respectivement, dont l'assemblage représente, lorsque l'on double les fig. 3, 4 et 5, le schéma complet de la forme préférée d'un dispositif de mesure selon l'invention, illustrée sous forme de blocs fonctionnels sur la fig. 1.
L'unité 2 est constituée (fig. 2) par :
-un maître-oscillateur 11 à quartz thermostaté (c'est-à-dire comportant, à côté d'un quartz, une résistance chauffante et un bilame qui coupe le passage du courant de chauffage à travers la résistance lorsque la température dépasse une valeur de réglage et rétablit le courant de chauffage lorsque la température s'abaisse sous cette valeur de réglage) fournissant des oscillations sinusoïdales ;
-un diviseur de fréquence 12 (constitué par exemple par un multivibrateur astable synchronisé par des impulsions déduites des oscillations précé- dentes par double limitation et dérivation) qui débite des signaux rectangulaires h de fréquence Fo égale par exemple à 42, 576 Hz ;
-un générateur 13 de dents de scie i synchronisé par les signaux rectangulaires h, ce générateur étant avantageusement constitué par un condensateur apte à être chargé à travers une résistance à partir d'une source de tension, et par un tube (triode ou pentode) shuntant ledit condensateur et alternativement bloqué, ce qui permet la charge du condensateur, et débloqué, ce qui assure la décharge du condensateur par les signaux rectangulaires h ;
d'ailleurs, on décrira ci-après, en référence à la fig. 5, un type de générateur de dents de scie, synchronisé par des signaux rectangulaires issus d'un multivibrateur ;
-deux séries de circuits accordés, par exemple deux séries de dix circuits accordés (dont deux seulement ont été représentés en 141 et 142 dans chaque série), disposés en parallèle (entre le conducteur 15, mis à la masse, et deux séries de bornes 161 et 162) et accordés sur des harmoniques successifs de Fo, les circuits de chaque série étant commutables par un commutateur double 171, 17g qui connecte aux barres 181, 18a, reliées à la sortie du générateur 13, un plot 161 et un plot 16.,
de manière à brancher un circuit accordé 141 de la première série et le circuit accordé 140 correspondant de la deuxième série (la différence entre les rangs des harmoniques de deux circuits accordés correspondants étant constante, par exemple égale à 10) sur la sortie du générateur 13, de manière à sélectionner deux fréquences FI = n, Fo et F2 = n2 Fo (nt et n2 étant les rangs variables des harmoniques avec n2-ni = 10) ;
-un amplificateur double, constitué par une double triode 19 (alimentée par la haute tension disponible sur le conducteur + HT) montée pour amplifier les oscillations de fréquence Fr et Fn (sélectionnées par les circuits oscillants effectivement branchés) appliquées sur ces grilles 201, 202 ; les oscillations amplifiées bl (de fréquence Fi) et b2 (de fré- quence Fg), qui apparaissent sur les anodes 21, sont disponibles en 211, 212 ; des condensateurs 10 éli- minent les composantes continues.
On notera que l'on sélectionne les harmoniques des signaux en dents, de scie i du fait que des dents de scie parfaites en forme de triangles rectangles peuvent être développées en une série de Fourier de la forme :
EMI3.1
dans laquelle a est l'amplitude maximum des dents de scie et w = 2zFo est la pulsation ou fréquence angulaire des dents de scie, lorsque la base des dents de scie est prise comme axe des abscisses et une verticale passant au milieu d'une dent de scie comme axe des ordonnées. Par conséquent des dents de scie parfaites comportent des harmoniques de pulsation 2O), 3m... présentant par rapport au fondamental de pulsation m un affaiblissement inversement proportionnel à leur rang.
Quant à chaque moitié du double-mélangeur 3 avec ses moyens de sélection associés, elle est constituée de préférence comme illustré sur la fig. 3 et comprend alors :
-une double triode 22 (alimentée également par la haute tension + HT) recevant, sur la première grille 23, le signal bol de fréquence F1 pour la moitié représentée (ou le signal bs de fréquence Fg pour l'autre moitié du double-mélangeur) appliqué sur l'entrée 241, connectée directement à la sortie 211 de l'unité 2 (ou à l'entrée 242 connectée directement à la sortie 212 de l'unité 2, pour la moitié non repré- sentée) et, sur sa grille 25,
le signal a de fréquence
F appliqué sur l'entrée 261 connectée à la sortie 271 de l'oscillateur 1 dont l'autre sortie 272 est connectée à l'entrée 262 de la seconde moitié (non représentée) du double-mélangeur 3, le premier étage 22a de la double triode 22 étant monté en cathodyne ou en amplificateur à charge cathodique, tandis que le second étage 22b constitue un mélangeur pour la fré- quence Fl, appliquée sur sa cathode 27b à travers l'étage 22a du fait de la connexion des cathodes 27a, 27b des deux étages,
et la fréquence F appliquée sur sa grille 25 (la seconde moitié du mélangeur réalisant de même le mélangeur des fréquences F2 et F) ; des condensateurs 10 éliminent les composantes continues ;
-un démodulateur à diode 28a et résistances 28b ne laissant passer que les fréquences de l'ordre de 200 Hz en préparant ainsi l'action d'un filtre 28 subséquent ;
-un filtre 28 en n, à condensateurs 29 et inductance 30, ne laissant passer que la fréquence f, = F-F1 pour la première moitié du mélangeur (ou f = Fs-F pour la seconde moitié du mélangeur) ;
en fait, F étant compris entre F2 et Fl, f, et f2 sont inférieurs à F2-F1 ; donc, le filtre 28 est un filtre passe-bas ne laissant passer que les fréquences infé- rieures à dF = F2-Fl, différence qui est constante pour les différentes positions du commutateur 17 (pour les valeurs prises à titre d'exemple dF= 425, 76 Hz car n2-nl = 10) ;
-un amplificateur constitué par une pentode 31 recevant, sur sa grille de commande 31a, les oscillation filtrées et débitant, sur son anode 31b, des oscillations amplifiées de manière à délivrer, en 321 (ou 322), des oscillations de fréquence fi (ou f2) d'amplitude suffisante pour en permettre la transformation en signaux sensiblement rectangulaires dans les écrêteurs ou limiteurs de l'unité de mise en forme 4.
Pour chaque train d'oscillations de battement am plifiées de fréquence fi (ou f2), l'unité de mise en forme comprend (fig. 4) :
-un premier limiteur (ou écrêter double) 34, à résistance 35 et deux diodes 36a, 36b orientées en sens inverse de manière à limiter les oscillations fi arrivant en 331 (ou 332) aussi bien du côté des amplitudes positives que des amplitudes négatives ;.
-un premier étage amplificateur 37a constitué par la première moitié d'une double triode 37 (alimentée en haute tension par la ligne référencée +
HT) ;
-un second étage limiteur (ou écrêter double) à résistance 38 et deux diodes 39a, 39b orientées en sens inverse pour la même raison que les diodes 36a et 36b ;
-un second étage amplificateur 37b constitué par la seconde moitié de la double triode 37, la succession d'écrêtages doubles (ou limitations) et d'am- plifications produisant des signaux sensiblement rec tangulaires il de fréquence fi (ou j2 de fréquence 2) disponibles en 40 ;
-une bascule de Schmidt 41, c'est-à-dire un multivibrateur bistable comportant une double triode 41a, 41b, à couplage par les cathodes 41c, qui constitue un circuit conformateur transformant les signaux quasi rectangulaires il en signaux parfaitement rectangulaires kl, de même fréquence, disponibles sur sa sortie 42 ;
-un circuit de différentiation 43 donnant des paires d'impulsions positive et négative ;
-un sélecteur d'impulsions négatives comportant une diode 44, qui laisse passer vers la masse les impulsions positives, et une diode 45, qui n'est traversée que par les impulsions négatives et débite des impulsions négatives m à la fréquence fl (ou 2) ;
-un multivibrateur bistable à double triode 46 à couplage par résistances 47 (avec un condensateur 48 en parallèle pour accélérer le basculement), dé clenché par les impulsions négatives m appliquées aux deux anodes 49 des moitiés 49a et 49b et débitant sur ses sorties 50a et 50b des créneaux positifs et négatifs na et nb complémentaires dont la durée est égale à ou ce multivibrateur ayant, entre au
fi tres, pour effet de rattraper les dissymétries qui ont pu être engendrées par la bascule de Schmidt ;
-un amplificateur double constitué par une double triode 51 recevant sur ses grilles 52a, 52b les créneaux na, nb et débitant sur ses anodes 53a, 53b des signaux rectangulaires da ou db d'amplitude suffisante (de l'ordre de 120 volts) pour actionner les interrupteurs électroniques de l'étage 5 suivant, qui transforment ces signaux rectangulaires disponibles sur les bornes 54a, 54b en dents de scie.
Quant à l'unité 5, elle peut être constituée, pour chaque moitié, comme représenté sur la fig. 5, et comprendre, pour chacun des signaux da, db (référencés dl sur la fig. 1, tandis que les signaux correspondants pour l'autre moitié sont référencés d) :
-un condensateur 55a, 55b apte à être chargé, à partir de l'alimentation haute tension stabilisée +
HT (que l'on retrouve d'ailleurs sur les fig. 2, 3 et 4), à travers une résistance fixe 56a, 56b et un ensemble parallèle d'une résistance fixe 57 et d'une résistance ajustable 58 ;
-une entrée 59a, 59b connectée directement à la sortie 54a, 54b de l'étage précédent pour recevoir da, db ;
-une pentode 60a, 60b recevant sur sa grille de commande 61aJ 61", à partir de l'entrée 59a, 59b (et ceci à travers la diode 62a, 62b), les échelons négatifs da, db qui la bloquent au-dessous du cutoff (tension de déblocage).
De ce fait les pentodes 60a, 60b sont alternativement bloquées et débloquées, l'une étant bloquée pendant que l'autre est débloquée. Pendant que la pentode 60a est bloquée, le condensateur 55a se charge, en fonction du temps t, suivant la loi V = Vo (1 e-tlcri), avec
V = tension aux bornes du condensateur 55a,
Vo = haute tension stabilisée,
C = capacité du condensateur 55a,
R = résistance du réseau 56a, 57, 58.
A la fin de l'échelon négatif de tension da appliqué sur la grille de commande 61a, la pentode 60a devient conductrice et le condensateur 55a se décharge à travers cette pentode. Si la durée tq = 1/@ A de l'échelon de tension da est petite devant la constante de temps CR, la charge du condensateur 55a est sensiblement linéaire et on obtient en 63a des dents de scie eu sensiblement triangulaires, dont l'am- plitude maximum est sensiblement proportionnelle à tl, donc à-. De même, on obtient en 63b des dents A de scie eb sensiblement triangulaires,
d'amplitude maximum proportionnelle à tl et décalées de t3 7i par rapport aux dents de scie ea.
Les dents de scie ea et et, sont détectées et mélangées dans un circuit OU constitué par deux diodes 64a et 64b au silicium, associées à un condensateur 64c de 1 RF et on obtient une tension en dents de scie el dont l'amplitude maximum est sensiblement proportionnelle à tri-, une résistance varia
fi ble 65 (qui forme potentiomètre) permettant d'ajuster le niveau de cette amplitude disponible en 661.
L'équilibrage des pentodes 60a et 60b est assuré au moyen d'une lampe à lueur 60 et d'un pont de résistances 60c, connectés entre la haute tension, la masse et les grilles-écrans 61c.
Une seconde chaîne (comportant des unités analogues à celles illustrées sur les fig. 3, 4, 5) débite, sur une sortie 66S, des dents de scie es dont l'am- plitude maximum est proportionnelle à t2
2
En appelant El et En les amplitudes maximales de ea et eb respectivement et K1 et K2 edes constantes poistives, on a E1 = K1/@ et E2 = K2/@. En dérivant et
fi fus en appelant dEl, dE , dfl, df2 les variations élé mentaires de E1, E2, f1, f2 respecrtivement, on a d E1 = -K1/df1 et d E2 = -K2/df2.
On voit done 9 2 que les variations d'amplitude des signaux el et e2 sont proportionnelles (le coefficient de proportionnalité étant négatif) aux variations des fréquences de battement fl et f,, respectivement, dans un petit domaine, c'est-à-dire lorsque df, et /g sont faibles.
La comparaison des dents de scie el et e2 est effectuée dans le comparateur 6, qui peut être, par exemple, du type à chaînes de résistances étalonnées illustré sur la fig. 6, et dont les deux entrées 671 et 672 sont connectées respectivement aux sorties 66 et 662 des deux étages de formation des triangles ej et e2. Bien entendu, si les amplitudes de e1 et e2 sont égales, F2-F=F-F1, c'est-à-dire F= 2 Ft
2
Dans le cas contraire, les chaînes de résistances 681, 69"70"d'une part, et 68, 69¯,, 702, d'autre part,
étalonnées et à haute stabilité, permettent de repérer la valeur de F dans l'intervalle F.,-Fl.
Les chaînes de résistances 681, 69"682, 692, (connectées respectivement à 671, à la masse 83, à 670 et à la masse 83) comprennent dix résistances identiques entre elles, de par exemple 1000 ohms ;
un commutateur à curseurs 731, 741, d'une part, et 73 et 742 d'autre part, sélectionne deux plots parmi deux jeux de onze plots 711, 721 correspondants sur les chaînes 68t, 691, d'une part, et deux plots parmi deux jeux de onze plots 71, 72g correspondants sur les chaînes 68., 69., d'autre part, en amenant en face de ces plots les curseurs 73}, 74}, 73g, 74g montés coulissants sur les barres 751, 761, 75 ., 762 (ces curseurs sont illustrés dans leur position neutre).
D'une manière analogue, les chaînes de résista- ces 701, 70g (disposées entre les bornes 751 et 761 ou 75g et 762) comprennent chacune dix résistances identiques entre elles et ayant une valeur égale au 1/10e de celle des résistances 68, 69 (par exemple une valeur de 100 ohms) ;
des curseurs 771, 772 (également représentés en position neutre) permettent de choisir l'un des onze plots 781, 782 par coulissement de ces curseurs sur des barres 791, 792. Le déplacement des curseurs 73, 74, d'une part, et 77, d'autre part, à partir de leur position neutre, permet de réduire, dans des rapports déterminés, l'écart entre les amplitudes de el et eg si cet écart n'est pas nul.
Grâce à ces chaînes de résistances et à ces curseurs, la différence de potentiel entre les points 801 et 80, sur les barres 791 et 792 est une fraction déterminée de la différence de potentiel entre 67, et 672.
Dans la position de zéro représentée sur le dessin, le rapport n'est pas modifié, (il est égal à 1), mais chaque déplacement des curseurs 73, 74 d'un plot 71, 72 correspond à une variation déterminée de la fré- quence qui peut être établie pour correspondre par exemple à 100 gammas, ce qui donne 1000 gammas pour l'échelle complète, c'est-à-dire pour toute la largeur de la bande F2-Fl. De même, les deux chaînes de résistances 70 permettent un étalonnage direct de 10 en 10 gammas.
Ceci est possible du fait de la proportionnalité entre les variations de l'amplitude de et, respectivement e2, et les variations de la fré- quence fl, respectivement f2, cette proportionnalité résultant de la dérivabilité de cette amplitude exprimée en fonction de la fréquence dont elle dépend.
Enfin, un enregistreur 81, du type galvanomètre différentiel à deux entrées 821 et 82, permet de terminer la lecture à 1 gamma près dans la bande de 10 gammas sélectionnée par les chaînes de résistances 68, 69, 70.
Le fréquencemètre décrit permet de déterminer, très rapidement et avec une grande précision, la fré- quence des oscillations d'un oscillateur, en particulier d'un oscillateur-maser à résonance magnétique.
Sa précision est constante, aussi bien dans toute la bande des fréquences mesurables que dans le temps.
Avec un tel fréquencemètre on peut déterminer très rapidement la fréquence des oscillations dans une large bande de fréquences.
Dans le cas de la mesure des oscillations d'un oscillateur-maser à résonance magnétique destiné à mesurer l'intensité d'un champ magnétique (en particulier du champ magnétique terrestre), il permet de réaliser rapidement l'enregistrement des fréquences d'oscillations, en tant qu'intensités du champ magnétique directement affichables en gammas.
Il permet de déterminer la fréquence d'oscillations voisine de 2 kHz avec un temps de réponse de l'ordre de 0, 1 seconde, ce qui autorise l'enregistrement pratiquement instantané des variations de fré- quence et, par conséquent, de l'intensité du champ magnétique dans le cas d'un oscillateur-maser adapté à la mesure de ce champ.