Einrichtung zur Speisung eines einphasigen Verbrauchers aus einem Mehrphasenwechselstromnetz vorgegebener Grundfrequenz Die bekannten Einrichtungen zur Speisung oder zum Betrieb eines einphasigen Verbrauchers aus einem Mehrphasenwechselstromnetz vorgegebener Frequenz haben bekanntlich einen sehr schlechten Leistungsfaktor und die Mittel zur Verbesserung des Leistungsfaktors sind vergleichsweise kostspielig. Wird z.
B. die einphasige Ausgangswicklung auf dem gemeinsamen Schenkel eines Dreiphasenjoches der Y-Bauart aufgebracht, dessen drei Phasenschenkel je eine Primärwicklung tragen, so werden ausserdem in das Mehrphasenwechselstromnetz Harmonische sei ner Grundfrequenz zurück reflektiert, was ebenfalls unerwünscht ist.
Für zahlreiche Verwendungszwecke sind infolge dieser Mängel die bekannten Einrichtungen nur schon aus wirtschaftlichen Gründen nicht brauchbar. Dies trifft insbesondere dann zu, wenn als einphasiger Verbraucher ein Induktionsofen höherer Leistung zur Anwendung kommen soll, wobei dazu kommt, dass ein Induktionsofen an sich schon einen schlechten Leistungsfaktor aufweist und demzufolge die zusätz lichen Mittel zur Verbesserung des Leistungsfaktors noch kostspieliger werden.
Aus diesen und ähnlichen Gründen hat man daher in der Regel ein Maschinen aggregat vorgezogen, welches gleichzeitig als Fre- quenzumformer wirkt und bei welchem der Mehr phasenwechselstrommotor einen Einphasenwechsel- stromgenerator antreibt, welch letzterer dann den betreffenden Verbraucher speist.
Die vorliegende Erfindung befasst sich nun mit einer Einrichtung zur Speisung eines einphasigen Verbrauchers aus einem Mehrphasenwechselstrom- netz vorgegebener Grundfrequenz, insbesondere zum Betrieb von Hochleistungsinduktionsöfen, und ist da- durch gekennzeichnet, dass für jede Phase des spei senden Mehrphasenwechselstromnetzes eine strom abhängige Induktivität vorgesehen ist,
welche eine nichtlineare Strom-Spannungs-Charakteristik aufweist dass zwischen den Speiseklemmen jeder Phase des Mehrphasenwechselstromnetzes und der betreffenden stromabhängigen Ind'uktivität eine wenigstens nähe rungsweise eine lineare Strom-Spannungs-Charakte- ristik aufweisende Reaktanz eingeschaltet ist, dass Kondensatoren vorgesehen sind, welche an An schlüsse der stromabhängigen Induktivitäten gelegt jede Phase überbrücken,
dass Mittel vorgesehen sind, die den Anschluss eines einphasigen Verbrauchers gestatten und diese einphasige Belastung der Ein richtung gleichmässig auf die verschiedenen Phasen des speisenden Mehrphasenwechselstromnetzes ver teilen, dass die genannten wenigstens näherungsweise linearen Reaktanzen derart bemessen sind,
dass sie gegenüber den von den stromabhängigen Induktivi- täten erzeugten Harmonischen der Grundfrequenz des Mehrphasenwechselstromnetzes hochohmige Im pedanzen darstellen und demzufolge zwischen ihren mit den stromabhängigen Induktivitäten verbundenen Anschlüssen von Phase zu Phase betrachtet nicht- sinusförmige Wechselspannungen auftreten, und dass ferner die Kondensatoren derart ausgeschaltet und bemessen sind,
dass sie für die genannten Oberhar monischen der Grundfrequenz niederohmige Impe danzen bilden und den stromabhängigen Induktivi- täten nicht-sinusförmige Ströme aufdrücken.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung schematisch dargestellt, wobei zu Vergleichszwecken in der Fig. 1 der Zeichnung die an sich bekannte Verwendung eines rotierenden Maschinenumformers veranschaulicht ist.
Ausfüh- rungsformen der Erfindung zeigen die Fig. 2 bis 10, und zwar zeigen Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform zum Betrieb eines einphasigen Induktionsofens aus einem Dreiphasendrehstromnetz, welches einen Nulleiter aufweist, Fig. 3 eine Variante der Einrichtung nach Fig. 2, wobei das Dreiphasendrehstromnetz keinen Nullei ter aufzuweisen braucht und sich zudem der in der Fig. 2 verwendete einphasige Zwischentransforma tor erübrigt, Fig. 4 eine im Prinzip der Fig. 3 gleiche Einrich tung,
wobei ferner Mittel zur Spannungsregulierung veranschaulicht sind, Fig. 5 eine der Fig. 2 ähnliche Einrichtung, wobei aber das speisende Mehrphasenwechselstrom- netz keinen Nulleiter aufweist, dafür aber zusätzliche Mittel zur Schaffung eines primären Sternpunktes vorgesehen sind, der funktionsmässig an die Stelle des Nulleiters tritt.
Fig. 6 eine Variante der Einrichtung nach Fig. 2, wobei unter Zuhilfenahme der ohnehin erforderlichen Kondensatoren ein Zwischensternpunkt gebildet wird, an welchen der einphasige Verbraucher gegebenen falls unter Zwischenschaltung eines normalen Ein phasentransformators einpolig angeschlossen ist, Fig. 7 eine bevorzugte Ausführungsform des zur Anwendung kommenden Magnetjoches der 5-Schen- kel-Bauart, Fig. 8 eine erläuternde graphische Darstellung betreffend die in den Schaltungen veranschaulichten stromabhängigen Induktivitäten,
Fig. 9 eine weitere Variante der erfindungsge- mässen Einrichtung, in welcher die stromabhängigen Induktivitäten eine Anzapfung aufweisen, so dass sie gleichzeitig als einphasige Spartransformatoren wir ken, und in welcher keinerlei Sternpunkte zum An- schluss des einphasigen Verbrauchers benötigt wer den, und Fig. 10 eine gegenüber der Fig. 9 vereinfachte Variante, welche dann zur Anwendung kommen kann,
wenn das speisende Mehrphasenwechselstrom- netz einen vorzugsweise geerdeten Nulleiter aufweist.
In der Fig. 1 ist das an sich bekannte System der elektrischen Speisung eines Induktionsofens ge zeigt, in welchem an das primäre Dreiphasendreh- stromnetz 10 von beispielsweise 50 oder 60 Perioden ein normaler Dreiphasenmotor 11 angeschlossen ist, der seinerseits zum Antrieb eines Einphasenhoch- frequenzgenerators 12 dient. Der letztere speist dann die Induktionswicklung 13 des Induktionsofens 14. Zur Verbesserung des an sich schlechten Leistungs faktors sind entsprechend bemessene Kapazitäten 15 vorgesehen.
Bei der erfindungsgemässen Einrichtung nach Fig. 2 speist das primäre Drehstromnetz 16, 17, 18 stromabhängige Induktivitäten 20, 21, 22, wobei jeder Phase des Drehstromnetzes eine solche strom abhängige Induktivität zugeordnet ist. Die genannten stromabhängigen Induktivitäten sind solche, die eine nichtlineare Strom-Spannungs-Charakteristik aufwei sen, so dass die Kurvenform des speisenden Wechsel stromes stark verzerrt wird und höhere Harmonische der Grundfrequenz des Drehstromnetzes in diesen stromabhängigen Induktivitäten erzeugt werden.
Im Übrigen sind die stromabhängigen Induktivitäten ein polig in Sternschaltung verbunden, so dass ein aus- gangsseitiger Sternpunkt entsteht. In der Fig. 2 ist ferner angenommen, dass das primäre Drehstrom netz 16 bis 18 einen Nulleiter 19 besitzt. Die strom abhängigen Induktivitäten 20 bis 22 sind nun von den Eingangsklemmen 16 bis 18 des Drehstromnetzes unter Zwischenschaltung von je eine Induktivität ent haltenden Reaktanzen getrennt.
In der Fig. 2 be stehen diese Reaktanzen aus den Induktivitäten 23, 24, 25, denen je ein Kondensator 35, 36, 37 (gestri chelt veranschaulicht) parallel geschaltet ist. Die solchermassen gebildeten Reaktanzen sollen eine lineare Strom - Spannungs - Charakteristik aufweisen, d. h. ihr Scheinwiderstand soll wenigstens näherungs- weise in dem Sinne konstant sein, dass er im wesent lichen nicht von der Amplitude der an ihnen wirk samen Ströme oder Spannungen abhängt.
Dies kann zum Beispiel dadurch erreicht werden, dass die In- duktivitäten 23, 24, 25 als Drosselspulen ausgebildet sind, deren Wicklungen<I>23a, 24a, 25a</I> auf Magnet- jochen 23b, 24b, 25b sitzen, welche je einen hinrei chend bemessenen Luftspalt aufweisen. Die solcher- massen gebildeten linearen Reaktanzen dienen nun dazu, die stromabhängigen Induktivitäten 20, 21, 22 hinsichtlich der in ihnen erzeugten Oberharmonischen vom primären Drehstromnetz 16 bis 18 zu trennen.
Dementsprechend sind diese linearen Reaktanzen derart bemessen, dass sie für die genannten Ober harmonischen hohe Scheinwiderstände bzw. hohe Impedanzen darstellen, so dass praktisch keine Ober harmonischen in das primäre Drehstromnetz 16 bis 18 zurück reflektiert werden. Zwischen den An schlüssen der genannten linearen Reaktanzen, welche mit den zugeordneten Anschlüssen der stromabhän gigen Induktivitäten verbunden sind, treten dann, von Phase zu Phase betrachtet, nicht-sinusförmige Span nungen auf.
Ferner sind Kondensatoren 26, 27, 28 vorgesehen, welche an Anschlüsse der stromabhän gigen Induktivitäten 20 bis 22 gelegt, jede Phase überbrücken und demnach unter dem Einfluss der oben erwähnten nicht-sinusförmigen Spannungen ste hen. Die Kondensatoren 26 bis 28 sind dabei derart bemessen, dass sie für die in den stromabhängigen Induktivitäten erzeugten Oberharmonischen nieder- ohmige Impedanzen bilden und nicht-sinusförmige Wechselströme führen.
Die Einrichtung wird durch einen normalen Einphasenausgangstransformator 29 ergänzt, dessen Primärwicklung 30 zwischen dem ausgangsseitigen Sternpunkt 22a und dem Nulleiter 19 bzw. dem Erdanschluss 32 eingeschaltet ist, und dessen Sekundärwicklung 31 an die Induktionswick lung 33 des als Verbraucher dienenden Induktions ofens 34 angeschlossen wird. Was die Drosselspulen 23 bis 25 und die ihnen parallel geschalteten Kondensatoren 35 bis 37 be trifft, so sind diese derart bemessen, dass sich eine Parallelresonanzfrequenz ergibt, die im Bereich zwi schen der fünften und siebenten Oberharmonischen der Grundfrequenz des speisenden Drehstromnetzes liegen soll.
Jedes der mit dem Index b bezeichneten Magnetjoche der Drosselspulen 23 bis 25 und der stromabhängigen Induktivitäten 20 bis 22 besteht aus ferromagnetischen gebleckten Kernen. Die Bauart der in Frage kommenden Magnetjoche ist indessen in der Fig. 2 nicht näher angedeutet ; jedes der Magnet- joche kann indessen die übliche E-1 Bauart haben, aber auch die Verwendung von C-förmigen Kernteilen ist möglich.
Die Kernquerschnitte und die Luftspalte der Drosselspulen 23 bis 25 sind dabei wie üblich unter Berücksichtigung der auftretenden Maximal ströme derart bemessen, dass sich Reaktanzen er geben, welche praktisch nicht von der Amplitude der an ihnen wirksamen Wechselströme abhängen. Um gekehrt sind die Magnetjoche der stromabhängigen Induktivitäten 20 bis 22 so ausgelegt, dass sie im ausgeprägt nichtlinearen Teil der B-H-Charakteristik ihrer Kerne arbeiten.
Ein solcher Betrieb der stromab hängigen Induktivitäten 20 bis 22 setzt voraus, dass ihren Wicklungen ein hoher Magnetis.ierungsstrom fliesst, der ausser der Grundfrequenz auch noch aus geprägte Oberharmonische derselben und zwar von der fünften und noch höherer Ordnung aufweist. Die üblichen Kernwerkstoffe verlangen insbesondere eine hohe Amplitude der fünften Harmonischen im Be reich hoher Flussdichten. Dabei haben die Kondensa toren 26 bis 28 sowohl die Grundfrequenz als auch die fünfte Harmonische des Magnetisierungsstromes der Induktivitäten 20 bis 22 zu liefern.
Im Übrigen weist jedes der Magnetjoche sowohl der Drossel spulen 23 bis 25 als auch der stromabhängigen In duktivitäten 20 bis 22 nur je eine einzige Wicklung auf, wie dies in der Fig. 2 schematisch dargestellt ist.
Eine etwas abgewandelte Einrichtung zeigt Fig. 3, gemäss welcher der in der Fig. 2 noch erforderliche Einphasenausgangstransformator 29 weggelassen wer den kann. Dies wird dadurch erreicht, dass die Kerne <I>20b, 21b, 22b</I> der stromabhängigen Induktivitäten 20, 21, 22 noch je eine Sekundärwicklung 38, bzw. 39, bzw. 40 haben. Die Sekundärwicklungen 38 bis 40 werden in Reihe geschaltet und der zu betreibende einphasige Verbraucher wird an diese Reihenschal tung der Sekundärwicklungen angeschlossen. In die sem Fall dienen die in Stern geschalteten Wicklungen 20 bis 22 als Primärwicklungen.
In der Fig. 4 ist eine Einrichtung gemäss der Fig. 3 mit Mitteln zur Spannungsregulierung ergänzt. Für diese Spannungsregulierung ist eine regelbare Drosselspule 41 vorgesehen, der ein Kondensator 42b parallel geschaltet ist. Für die Zwecke der Leistungs- faktorverbesserung kann schliesslich noch ein weiterer wahlweise vermittels des Schalters 44 zuschaltbarer Kondensator 43 vorgesehen sein, der ebenfalls paral- lel zur Drosselspule 41 geschaltet werden kann.
Die in der Fig. 4 gezeigten zusätzlichen Mittel können selbstverständlich auch in jedem anderen Ausfüh- rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung auf der Einphasenseite der Einrichtung zur Anwendung ge bracht werden.
Es sei noch bemerkt, dass in einigen Ausfüh rungsformen der erfindungsgemässen Einrichtung der einphasige Verbraucher, d. h. vorzugsweise die Wick lung eines Induktionsofens 34, sei es direkt oder wie in Fig. 2 über einen besonderen Einphasentransfor- mator, einpolig mit dem von den stromabhängigen Induktivitäten gebildeten Sternpunkt 22a verbunden werden kann, während der andere Anschluss des einphasigen Verbrauchers an einen anderen Null- oder Sternpunkt der Einrichtung angeschlossen ist.
Diesbezüglich gibt es verschiedene Methoden einer solchen Anschlussweise des einphasigen Verbrauchers und eine derselben ist in der Fig. 2 bereits darge stellt, wobei der oben erwähnte andere Null- oder Sternpunkt in der Fig. 2 durch den Nulleiter des Mehrphasenwechselstromnetzes gebildet wird, der üblicherweise auch geerdet ist.
Hat das primäre Mehrphasenwechselstromnetz 16 bis 18 keinen zugänglichen Nulleiter, so kann der oben erwähnte weitere Null- oder Sternpunkt gemäss der in den Fig. 5 und 6 veranschaulichten Weise direkt hergestellt werden.
Anderseits kann man aber auch bei einer Ausführung nach -den Fig. 3 und 4 von einem zwar nur virtuellen weiteren Nullpunkt spre chen, der durch die reihengeschalteten Sekundär wicklungen 38 bis 40 gebildet wird, so dass also in analoger Weise die einphasige Wechselstromleistung gewissermassen zwischen diesem erwähnten virtuellen Nullpunkt und dem Sternpunkt 22a der stromabhän gigen Induktivitäten 20 bis 22 zur Verfügung steht.
Diese verschiedenen Varianten zur Bildung des ausser dem Sternpunkt 22a erforderlichen weiteren Null- oder Sternpunktes unterscheiden sich somit lediglich durch die verwendeten Hilfsmittel zur Ab nahme der einphasigen Wechselstromleistung, wäh rend aber die grundsätzliche Wirkungsweise der er- findungsgemässen Einrichtung an sich dieselbe bleibt.
Im Sinne der Wirkungsweise betrachtet, ist es daher völlig unerheblich, ob der ausser dem Sternpunkt 22a noch erforderliche weitere Null- oder Sternpunkt entweder durch einen tatsächlichen Nulleiter des Mehrphasenwechselstromnetzes (Fig. 2), durch einen künstlich gebildeten Nulleiter des Mehrphasenwech- selstromnetzes (Fig. 5), durch einen an anderer Stelle der Einrichtung gebildeten Zwischensternpunkt (Fig. 6) oder durch einen nur virtuellen Sternpunkt ver mittels reihengeschalteter Sekundärwicklungen (Fig. 3, 4) gebildet wird.
Rein wirkungsmässig angesehen wird somit in jeder der oben erläuterten Varianten die einphasige Wechselstromleistung zwischen dem Sternpunkt 22a der stromabhängigen Induktivitäten 20 bis 22 und einem weiteren reellen oder virtuellen Stern- oder Nullpunkt der Einrichtung abgenommen. Die Fig. 5 und 6 zeigen zwei Methoden, um einen weiteren künstlichen Nullpunkt zu schaffen, sofern das primäre Mehrphasenwechselstromnetz kei nen Nulleiter besitzt.
Im Fall der Fig. 5 werden an sich gleich grosse Induktivitäten 45, 46, 47 in Stern schaltung an die primären Eingangsklemmen 16 bis 18 des Mehrphasenwechselstromnetzes angeschlossen. Der gebildete Sternpunkt 48 dient als weiterer Null punkt, so dass die Primärwicklung des Einphasen- transformators 29 direkt zwischen die Sternpunkte 48 und 22a eingeschaltet wird.
Damit die Induktivi- täten 45, 46, 47 für die dritte Oberharmonische der Grundfrequenz eine nur niederohmige Impedanz darstellen, kann auf dem Eisenkern jeder dieser Induktivitäten noch eine Hilfswicklung aufgebracht sein, wobei diese drei Hilfswicklungen untereinander gleichsinnig in Reihe zu einem geschlossenen Drei eck verbunden sind. Aus Gründen der Übersicht lichkeit sind diese Hilfswicklungen jedoch in der Fig. 5 nicht wiedergegeben.
Im Beispiel der Fig. 6 wird hingegen ein Zwischensternpunkt 49 vermittels der Kondensatoren 50, 51, 52 geschaffen, die mit ihren einen Klemmen in Stern geschaltet sind, wäh rend ihre anderen Klemmen an je einen Anschluss der der zugeordneten Phase angehörigen stromab hängigen Induktivität 20 bis 22 gelegt sind. Es sind mit anderen Worten die Kondensatoren 50 bis 52 in Sternschaltung an dieselben Phasenleitungen gelegt, wie die zwischen diesen Phasenleitungen in Dreieck schaltung vorgesehenen Kondensatoren 26 bis 28.
Die Primärwicklung 30 des einphasigen Ausgangs transformators 29 liegt wiederum zwischen dem Sternpunkt 22a und dem hier gebildeten Zwischen sternpunkt 49.
In Fig. 7 ist eine Bauart des Magnetjoches 48 veranschaulicht, bei welcher das Joch fünf Kern schenkel 1 bis 5 aufweist, wobei die mittleren Schen kel 2 bis 4 die Wicklungen 20 bis 22 der strom abhängigen Induktivitäten tragen. Die Wicklungen 20 bis 22 können aber auch den Schenkeln 1, 3 und 5 aufgebracht sein. Die nicht mit Wicklungen besetzten Kernschenkel dienen dem magnetischen Rückfluss vorwiegend der höheren Harmonischen.
Demnach könnte durch eine Wicklung, welche auf einem oder beiden der dem magnetischen Rückfluss dienenden Kernschenkel aufgebracht ist, ein Einpha senstrom mit der Frequenz einer Harmonischen ent nommen werden. Dies ist jedoch in der Fig. 7 nicht näher dargestellt.
Aus den beschriebenen Ausführungsbeispielen dürfte nun ersichtlich sein, dass neben dem geringen Aufwand der ganzen Einrichtung auch der an den primären Eingangsklemmen 16 bis 18 gemessene Leistungsfaktor nahe beim Wert eins liegt und jeden falls leicht besser als 0,9 gemacht werden kann.
Die ses Resultat wird erhalten, weil die für die strom abhängigen Induktivitäten 20 bis 22 erforderlichen Erregerströme von den Kondensatoren 26 bis 28 geliefert werden, welch letztere ihrerseits durch die Phasenspannungen aufgeladen werden, die an den mit den Kondensatoren 26 bis 28 beschalteten Enden der vorgeschalteten konstanten Induktivitäten 23 bis 25 herrschen. Diese letztgenannten Phasenspannun gen sind dabei bezüglich ihres periodischen Verlaufs verzerrt wie die in die stromabhängigen Induktivi- täten 20 bis 22 eingespeisten Erregerströme.
Bei den weiteren Ausführungsbeispielen gemäss den Fig. 9 und 10 wird schliesslich das speisende Mehrphasenwechselstromnetz an die Eingangsklem men<B>110,</B> 111, 112 der Einrichtung angeschlossen. Mit diesen Eingangsklemmen in Reihe liegen die im wesentlichen konstanten Reaktanzen 116, 117, 118, welche in der bereits beschriebenen Weise als Dros selspulen mit Luftspalt ausgebildet sein können und gegenüber den massgebenden Harmonischen der Grundfrequenz einen so hohen Scheinwiderstand dar stellen sollen, dass ein Rückfluss solcher Harmo nischen in das speisende MehrphasenwechseIstrom- netz wirksam verhindert wird.
Die stromabhängigen Induktivitäten 113, 114,<B>115</B> bestehen nun je aus zwei Wicklungsteilen 113a und 113b, bzw. 114a und 114b, bzw. 115a und 115b, die gegeneinander je eine gewisse Streureaktanz besitzen. Diese Streureak- tanzen tragen dabei ebenfalls dazu bei, den Übertritt von Oberharmonischen in das Mehrphasenwechsel- stromnetz zu verhindern.
Zu diesem Zweck sind die von den Eingangsklemmen 110 bis 112 abgewen deten Enden der konstanten Induktivitäten 116 bis <B>118</B> an den Vereinigungspunkt der Wicklungsteile 113a und 113b, bzw. 114a und 114b, bzw. 115a und 115b, angeschlossen. Die von diesen Vereini gungspunkten abgewendeten Enden der Wicklungs teile 113a, 114a, 115a sind in Stern geschaltet, wobei sich in der Fig. 10 der Sternpunkt A ergibt. An den von den genannten Vereinigungspunkten abgewendeten Enden der Wicklungen 113b, 114b, 115b sind hingegen die Kondensatoren 120, 121, 122 angeschlossen.
Diese Kondensatoren können die sich ergebenden Phasen - welche an den Wicklungsen den der Teilwicklungen 113b, 114b, 115b vorhanden sind - sowohl in Sternschaltung als auch in Dreieckschaltung überbrücken. Wird die Sternschal tung der Kondensatoren 120 bis 122 gewählt, so darf der sich ergebende Zwischensternpunkt nicht geerdet werden. In den Fig. 9 und 10 ist jedoch die Dreieckschaltung der Kondensatoren 120 bis 122 veranschaulicht.
Die Kondensatoren 120 bis 122 sind ebenfalls derart bemessen, dass sie für die in Betracht kommenden Oberharmonischen niederoh- mige Impedanzen bilden und den stromabhängigen Induktivitäten 113, 114, 115 nicht-sinusförmige Ströme liefern. An den konstanten Induktivitäten 116 bis 118 werden dann von Phase zu Phase betrachtet, nicht-sinusförmige Spannungen auftreten, die an den genannten Vereinigungspunkten der Teilwicklungen 113a und 113b, bzw. 114a und 114b, bzw. 115a und 115b, wirksam sind.
Im Übrigen werden die Teilwicklungen 113a und 113b, bzw. 114a und 114b, bzw. 115a und 115b dadurch gebildet, dass man in den ganzen im gleichen Sinne gewickelten Wicklun- gen 113, 114,<B>115</B> der stromabhängigen Indukti- vitäten je eine Anzapfung anbringt, wobei diese Anzapfung den Vereinigungspunkt der beidseitigen Wicklungsteile darstellt.
Bezüglich des Sternpunktes der stromabhängigen Induktivitäten 113, 114,<B>115</B> betrachtet, ergeben sich somit für die angeschlossenen konstanten Induktivitäten 116 bis 118 andere und insbesondere kleinere Werte dem stromabhängigen Induktivitäten als für die angeschlossenen Konden satoren 120 bis 122.
Dementsprechend herrschen an den Kondensatoren höhere Wechselspannungen als an den Anzapfungen der stromabhängigen Wicklun gen 113 bis<B>115,</B> so dass man es durch geeignete Wahl der Windungsverhältnisse in der Hand hat, Kondensatoren 120 bis 122 von entsprechend gerin gerer Kapazität zu verwenden. Die Verwendung solcher Anzapfungen der stromabhängigen Induk- tivitäten gestattet demnach eine wirtschaftlichere Ausbildung der ganzen Einrichtung, als dies mit den Ausführungsformen gemäss den Fig. 2 bis 6 möglich wäre.
Werden die Kondensatoren 120 bis 122, wie dargestellt, an Enden der stromabhängigen Indukti- vitäten 113 bis 115 angelegt, die gegenüber den Anschlusspunkten der konstanten Induktivitäten 116 bis 118 eine effektive Herauftransformierung der Spannung ergeben, so können offenbar die Leiter querschnitte der Wicklungen 113 bis 115 entspre chend herabgesetzt werden, wodurch ausserdem eine Verminderung der Wirbelstromverluste erreicht wird.
Selbstverständlich ist auch möglich, für die Wick lungsteile 113b, 114b, 115b kleinere Leiterquer schnitte zu verwenden, als für die Wicklungsteile 113a, 114a,<I>115a,</I> so dass die Wirbelstromverluste vorwiegend in den Wicklungsteilen 113b, 114b, 115b vermindert werden. Durch die Verminderung der Wirbelstromverluste ergibt sich selbstverständlich eine entsprechende Erhöhung des Gesamtwirkungs grades der Einrichtung.
Gemäss den in den Fig. 9 und 10 dargestellten Schaltungen der Einrichtung sind schliesslich die Amplituden der nicht-sinusför- migen Spannungen, welche an den Kondensatoren 120 bis 122 wirksam sind, gemäss dem gewählten Übersetzungsverhältnis höher als die entsprechenden ebenfalls nicht-sinusförmigen Spannungen, welche zwischen den von den Eingangsklemmen 110 bis 112 abgewendeten Wicklungsenden der konstanten Induk- tivitäten 116 bis 118 vorhanden sind.
Hierdurch wird selbstverständlich weder die verlangte nichtlineare Charakteristik der stromanhängigen Induktivitäten 113 bis 115 noch die symmetrische Lastverteilung der einphasigen Belastung auf die Mehrphasenwech- selstromquelle beeinträchtigt.
In der Ausführungsform nach Fig. 9 sind auf den Magnetjochen 133, 134, 135 der stromabhän gigen Induktivitäten 113, 114, 115 noch magnetisch angekoppelte Sekundärwicklungen 130, 131, 132 angebracht, die ihrerseits gleich wie in Fig. 3 und 4 in Reihe geschaltet sind, so dass der einphasige Ver braucher an den Ausgangsklemmen A und B ange- schlossen werden kann. Diese Sekundärwicklungen 130 bis 132 sind indessen für die grundsätzliche Wirkungsweise der Einrichtung keineswegs notwen dig.
Der einphasige Verbraucher könnte vielmehr auch gemäss der Fig. 10 angeschlossen werden, sofern das Mehrphasenwechselstromnetz einen an die Ausgangsklemme B anschliessbaren Nulleiter hat.
In jeder der beiden Ausführungsformen nach Fig. 9 und 10 wird die an den Ausgangsklemmen A und B wirksame Einphasenleistung eine Frequenz haben, die einer höheren Harmonischen der Grund frequenz des speisenden Mehrphasenwechselstrom- netzes gleich ist. Dabei wird die einphasige Bela stung symmetrisch auf alle Phasen des Mehrpha- senwechselstromnetzes verteilt und es lässt sich ein eingangsseitiger Leistungsfaktor von nahe gleich eins erreichen.
Device for feeding a single-phase load from a multi-phase AC network with a predetermined basic frequency The known devices for feeding or operating a single-phase load from a multi-phase AC network with a predetermined frequency are known to have a very poor power factor and the means for improving the power factor are comparatively expensive. Is z.
B. applied the single-phase output winding on the common leg of a three-phase yoke of the Y-type, the three phase legs each carry a primary winding, so are also in the polyphase AC network harmonics be reflected back its fundamental frequency, which is also undesirable.
As a result of these deficiencies, the known devices cannot be used for numerous purposes, if only for economic reasons. This is particularly true when a higher-power induction furnace is to be used as a single-phase consumer, in addition to which an induction furnace itself already has a poor power factor and consequently the additional means for improving the power factor become even more expensive.
For these and similar reasons, a machine unit has generally been preferred which simultaneously acts as a frequency converter and in which the multi-phase alternating current motor drives a single-phase alternating current generator, the latter then feeding the relevant consumer.
The present invention is concerned with a device for feeding a single-phase load from a multi-phase AC network of a predetermined basic frequency, in particular for operating high-performance induction furnaces, and is characterized in that a current-dependent inductance is provided for each phase of the multi-phase AC network,
which has a non-linear current-voltage characteristic that between the supply terminals of each phase of the polyphase alternating current network and the relevant current-dependent inductance an at least approximately linear current-voltage characteristic having reactance is switched on, that capacitors are provided which are connected to An shortings of the current-dependent inductances placed bridge each phase,
that means are provided which allow the connection of a single-phase consumer and distribute this single-phase load on the device evenly over the various phases of the feeding multiphase AC network so that the at least approximately linear reactances mentioned are dimensioned in such a way,
that they represent high-resistance impedances to the harmonics of the fundamental frequency of the multiphase alternating current network generated by the current-dependent inductances and consequently non-sinusoidal alternating voltages occur between their connections connected to the current-dependent inductances from phase to phase, and that furthermore the capacitors are switched off and measured in this way are,
that they form low-ohmic impedances for the above harmonics of the fundamental frequency and impress non-sinusoidal currents on the current-dependent inductances.
Exemplary embodiments of the present invention are shown schematically in the drawing, with the known use of a rotating machine converter being illustrated for comparison purposes in FIG. 1 of the drawing.
Embodiments of the invention are shown in FIGS. 2 to 10, namely FIG. 2 shows a preferred embodiment for operating a single-phase induction furnace from a three-phase three-phase network which has a neutral conductor, FIG. 3 shows a variant of the device according to FIG Three-phase three-phase network does not need to have Nullei ter and also the single-phase intermediate transformer used in FIG. 2 is unnecessary, FIG. 4 is a device in principle of FIG. 3 the same Einrich,
wherein means for voltage regulation are also illustrated, Fig. 5 shows a device similar to Fig. 2, but the feeding multiphase alternating current network has no neutral conductor, but additional means are provided for creating a primary star point which functionally takes the place of the neutral conductor .
Fig. 6 shows a variant of the device according to Fig. 2, with the help of the capacitors required anyway, an intermediate star point is formed, to which the single-phase consumer is connected single-pole if necessary with the interposition of a normal one-phase transformer, Fig. 7 a preferred embodiment of the application upcoming magnetic yoke of the 5-leg design, FIG. 8 an explanatory graphic representation relating to the current-dependent inductances illustrated in the circuits,
9 shows a further variant of the device according to the invention, in which the current-dependent inductances have a tap so that they act simultaneously as single-phase autotransformers, and in which no star points are required for connecting the single-phase consumer, and 10 a variant that is simplified compared to FIG. 9, which can then be used,
if the feeding multiphase alternating current network has a preferably earthed neutral conductor.
1 shows the system of electrical supply to an induction furnace known per se, in which a normal three-phase motor 11 is connected to the primary three-phase three-phase network 10, for example 50 or 60 periods, which in turn drives a single-phase high-frequency generator 12 serves. The latter then feeds the induction winding 13 of the induction furnace 14. To improve the inherently poor performance factor, appropriately sized capacitances 15 are provided.
In the device according to the invention according to FIG. 2, the primary three-phase network 16, 17, 18 feeds current-dependent inductances 20, 21, 22, each phase of the three-phase network being assigned such a current-dependent inductance. The current-dependent inductances mentioned are those which have a non-linear current-voltage characteristic aufwei sen, so that the curve shape of the feeding alternating current is strongly distorted and higher harmonics of the fundamental frequency of the three-phase network are generated in these current-dependent inductances.
Incidentally, the current-dependent inductances are connected with one pole in a star connection, so that a star point on the output side is created. It is also assumed in FIG. 2 that the primary three-phase network 16 to 18 has a neutral conductor 19. The current-dependent inductances 20 to 22 are now separated from the input terminals 16 to 18 of the three-phase network with the interposition of reactances containing one inductance each.
In Fig. 2 be these reactances from the inductors 23, 24, 25, each of which has a capacitor 35, 36, 37 (illustrated dashed lines) is connected in parallel. The reactances formed in this way should have a linear current-voltage characteristic, i. H. Their impedance should be at least approximately constant in the sense that it essentially does not depend on the amplitude of the currents or voltages acting on them.
This can be achieved, for example, in that the inductances 23, 24, 25 are designed as choke coils, the windings 23a, 24a, 25a of which sit on magnet yokes 23b, 24b, 25b, which each have a sufficiently dimensioned air gap. The linear reactances formed in this way now serve to separate the current-dependent inductances 20, 21, 22 from the primary three-phase network 16 to 18 with regard to the harmonic harmonics generated in them.
Accordingly, these linear reactances are dimensioned in such a way that they represent high apparent resistances or high impedances for the above harmonics, so that practically no harmonics are reflected back into the primary three-phase network 16 to 18. Between the connections of the named linear reactances, which are connected to the assigned connections of the current-dependent inductances, then, viewed from phase to phase, non-sinusoidal voltages occur.
Furthermore, capacitors 26, 27, 28 are provided which are connected to the connections of the current-dependent inductances 20 to 22, bridge each phase and accordingly stand under the influence of the above-mentioned non-sinusoidal voltages. The capacitors 26 to 28 are dimensioned such that they form low-ohmic impedances for the harmonic harmonics generated in the current-dependent inductances and carry non-sinusoidal alternating currents.
The device is supplemented by a normal single-phase output transformer 29, the primary winding 30 of which is connected between the output-side star point 22a and the neutral conductor 19 or the earth connection 32, and the secondary winding 31 of which is connected to the induction winding 33 of the induction furnace 34 serving as a consumer. As far as the choke coils 23 to 25 and the capacitors 35 to 37 connected in parallel are concerned, they are dimensioned in such a way that a parallel resonance frequency results, which should be in the range between the fifth and seventh harmonic of the fundamental frequency of the feeding three-phase network.
Each of the magnetic yokes, labeled with the index b, of the choke coils 23 to 25 and of the current-dependent inductances 20 to 22 consists of ferromagnetic bonded cores. The design of the magnetic yokes in question is not indicated in more detail in FIG. 2; each of the magnet yokes can, however, have the usual E-1 design, but the use of C-shaped core parts is also possible.
The core cross-sections and the air gaps of the choke coils 23 to 25 are dimensioned as usual, taking into account the maximum currents occurring, such that there are reactances which practically do not depend on the amplitude of the alternating currents acting on them. Conversely, the magnet yokes of the current-dependent inductors 20 to 22 are designed in such a way that they work in the pronounced non-linear part of the B-H characteristic of their cores.
Such operation of the downstream-dependent inductors 20 to 22 requires that their windings have a high magnetization current flowing which, in addition to the fundamental frequency, also has harmonics of the same, namely of the fifth and even higher order. The usual core materials particularly require a high amplitude of the fifth harmonic in the area of high flux densities. The capacitors 26 to 28 have to supply both the fundamental frequency and the fifth harmonic of the magnetizing current of the inductors 20 to 22.
In addition, each of the magnet yokes of both the choke coils 23 to 25 and the current-dependent inductances 20 to 22 each have only a single winding, as is shown schematically in FIG.
A somewhat modified device is shown in FIG. 3, according to which the single-phase output transformer 29 still required in FIG. 2 can be omitted. This is achieved in that the cores <I> 20b, 21b, 22b </I> of the current-dependent inductances 20, 21, 22 each have a secondary winding 38 or 39 or 40. The secondary windings 38 to 40 are connected in series and the single-phase load to be operated is connected to this series circuit of the secondary windings. In this case, the star-connected windings 20 to 22 serve as primary windings.
In FIG. 4, a device according to FIG. 3 is supplemented with means for voltage regulation. For this voltage regulation, a controllable choke coil 41 is provided, to which a capacitor 42b is connected in parallel. For the purpose of improving the power factor, a further capacitor 43, which can optionally be connected by means of the switch 44 and which can also be connected in parallel with the choke coil 41, can finally be provided.
The additional means shown in FIG. 4 can of course also be used in any other exemplary embodiment of the present invention on the single-phase side of the device.
It should also be noted that in some embodiments of the device according to the invention, the single-phase consumer, i.e. H. preferably the winding of an induction furnace 34, either directly or via a special single-phase transformer, as shown in FIG. 2, can be connected single-pole to the star point 22a formed by the current-dependent inductances, while the other connection of the single-phase consumer to another neutral or star point of the device is connected.
In this regard, there are various methods of such a way of connecting the single-phase consumer and one of these is already shown in Fig. 2, the above-mentioned other neutral or star point in Fig. 2 being formed by the neutral conductor of the multi-phase AC network, which is usually also grounded is.
If the primary polyphase alternating current network 16 to 18 does not have an accessible neutral conductor, the above-mentioned further neutral or star point can be established directly in accordance with the manner illustrated in FIGS. 5 and 6.
On the other hand, in an embodiment according to FIGS. 3 and 4, although only a virtual further zero point can be spoken, which is formed by the series-connected secondary windings 38 to 40, so that the single-phase alternating current power between this to a certain extent is analogous mentioned virtual zero point and the star point 22a of the stromab dependent inductors 20 to 22 is available.
These different variants for the formation of the further zero or star point required in addition to the star point 22a thus differ only in the aids used to accept the single-phase AC power, while the basic mode of operation of the device according to the invention remains the same.
In terms of the mode of operation, it is therefore completely irrelevant whether the further neutral or neutral point required in addition to the star point 22a either through an actual neutral conductor of the multi-phase AC network (Fig. 2), through an artificially formed neutral conductor of the multi-phase AC network (Fig. 5), by an intermediate star point formed elsewhere in the device (Fig. 6) or by a virtual star point only ver by means of series-connected secondary windings (Fig. 3, 4) is formed.
From a purely functional point of view, the single-phase alternating current power between the star point 22a of the current-dependent inductors 20 to 22 and a further real or virtual star or zero point of the device is thus taken in each of the variants explained above. 5 and 6 show two methods to create a further artificial zero point, provided that the primary polyphase AC network has kei NEN neutral.
In the case of FIG. 5, inductors 45, 46, 47 of the same size are connected in a star connection to the primary input terminals 16 to 18 of the multiphase AC network. The star point 48 formed serves as a further zero point, so that the primary winding of the single-phase transformer 29 is switched on directly between the star points 48 and 22a.
So that the inductances 45, 46, 47 for the third harmonic of the fundamental frequency only represent a low-resistance impedance, an auxiliary winding can be applied to the iron core of each of these inductances, these three auxiliary windings being connected in the same direction in series to form a closed triangle . For reasons of clarity, however, these auxiliary windings are not shown in FIG. 5.
In the example of FIG. 6, however, an intermediate star point 49 is created by means of the capacitors 50, 51, 52, which are star-connected with their one terminals, while their other terminals each have a connection of the downstream inductance 20 to belonging to the assigned phase 22 are laid. In other words, the capacitors 50 to 52 are connected in a star connection to the same phase lines as the capacitors 26 to 28 provided between these phase lines in a delta connection.
The primary winding 30 of the single-phase output transformer 29 lies in turn between the star point 22a and the intermediate star point 49 formed here.
In Fig. 7, a design of the magnetic yoke 48 is illustrated in which the yoke has five core legs 1 to 5, the middle legs 2 to 4 carry the windings 20 to 22 of the current-dependent inductors. The windings 20 to 22 can, however, also be applied to the legs 1, 3 and 5. The core legs, which are not occupied by windings, are used for the magnetic return mainly of the higher harmonics.
Accordingly, a single-phase current with the frequency of a harmonic could be taken from a winding which is applied to one or both of the core limbs serving for the magnetic return flux. However, this is not shown in more detail in FIG.
From the exemplary embodiments described, it should now be apparent that, in addition to the low cost of the entire device, the power factor measured at the primary input terminals 16 to 18 is close to the value one and can easily be made better than 0.9.
This result is obtained because the excitation currents required for the current-dependent inductances 20 to 22 are supplied by the capacitors 26 to 28, which in turn are charged by the phase voltages that are connected to the ends of the upstream constant connected to the capacitors 26 to 28 Inductances 23 to 25 prevail. These last-mentioned phase voltages are distorted with regard to their periodic course like the excitation currents fed into the current-dependent inductances 20 to 22.
In the further exemplary embodiments according to FIGS. 9 and 10, the feeding multiphase alternating current network is finally connected to the input terminals 110, 111, 112 of the device. With these input terminals in series are the essentially constant reactances 116, 117, 118, which can be designed as choke coils with an air gap in the manner already described and are intended to represent such a high impedance to the relevant harmonics of the fundamental frequency that a return flow of such Harmonic in the feeding multi-phase alternating current network is effectively prevented.
The current-dependent inductances 113, 114, 115 now each consist of two winding parts 113a and 113b, or 114a and 114b, or 115a and 115b, each of which has a certain leakage reactance with respect to one another. These stray accidents also help to prevent harmonic harmonics from crossing over into the multi-phase AC network.
For this purpose, the ends of the constant inductances 116 to 118 facing away from the input terminals 110 to 112 are connected to the junction of the winding parts 113a and 113b, or 114a and 114b, or 115a and 115b. The ends of the winding parts 113a, 114a, 115a facing away from these union points are connected in star, with star point A being shown in FIG. On the other hand, the capacitors 120, 121, 122 are connected to the ends of the windings 113b, 114b, 115b facing away from the mentioned union points.
These capacitors can bridge the resulting phases - which are present on the windings of the partial windings 113b, 114b, 115b - both in star connection and in delta connection. If the star connection of capacitors 120 to 122 is selected, the resulting intermediate star point must not be earthed. In FIGS. 9 and 10, however, the delta connection of the capacitors 120 to 122 is illustrated.
The capacitors 120 to 122 are also dimensioned in such a way that they form low-resistance impedances for the harmonic harmonics in question and supply non-sinusoidal currents to the current-dependent inductances 113, 114, 115. At the constant inductances 116 to 118, considered from phase to phase, non-sinusoidal voltages occur which are effective at the mentioned union points of the partial windings 113a and 113b, or 114a and 114b, or 115a and 115b.
Incidentally, the partial windings 113a and 113b, or 114a and 114b, or 115a and 115b are formed by the fact that in the entire windings 113, 114, 115 of the current-dependent inductance wound in the same sense - vitäten each attaches a tap, this tap representing the union point of the two-sided winding parts.
With regard to the star point of the current-dependent inductances 113, 114, 115, the connected constant inductances 116 to 118 result in different and in particular smaller values of the current-dependent inductances than for the connected capacitors 120 to 122.
Correspondingly, higher AC voltages prevail on the capacitors than on the taps of the current-dependent windings 113 to 115, so that by choosing a suitable winding ratio, you can add capacitors 120 to 122 of a correspondingly lower capacity use. The use of such taps of the current-dependent inductivities accordingly allows a more economical design of the entire device than would be possible with the embodiments according to FIGS. 2 to 6.
If the capacitors 120 to 122, as shown, are applied to the ends of the current-dependent inductances 113 to 115, which result in an effective step-up of the voltage compared to the connection points of the constant inductances 116 to 118, then the conductor cross-sections of the windings 113 to 115 accordingly be reduced, which also reduces the eddy current losses.
Of course, it is also possible to use smaller conductor cross-sections for the winding parts 113b, 114b, 115b than for the winding parts 113a, 114a, 115a, so that the eddy current losses predominantly in the winding parts 113b, 114b, 115b be reduced. The reduction in eddy current losses naturally results in a corresponding increase in the overall efficiency of the device.
Finally, according to the circuits of the device shown in FIGS. 9 and 10, the amplitudes of the non-sinusoidal voltages which are effective at the capacitors 120 to 122 are higher than the corresponding likewise non-sinusoidal voltages, according to the selected transformation ratio are present between the winding ends of the constant inductances 116 to 118 facing away from the input terminals 110 to 112.
As a result, of course, neither the required non-linear characteristic of the current-dependent inductances 113 to 115 nor the symmetrical load distribution of the single-phase load on the multi-phase AC power source is impaired.
In the embodiment of FIG. 9, magnetically coupled secondary windings 130, 131, 132 are attached to the magnet yokes 133, 134, 135 of the current-dependent inductors 113, 114, 115, which in turn are connected in series as in FIGS so that the single-phase consumer can be connected to output terminals A and B. These secondary windings 130 to 132, however, are by no means neces sary for the basic operation of the device.
Rather, the single-phase consumer could also be connected according to FIG. 10, provided that the multiphase alternating current network has a neutral conductor that can be connected to output terminal B.
In each of the two embodiments according to FIGS. 9 and 10, the single-phase power effective at the output terminals A and B will have a frequency which is equal to a higher harmonic of the fundamental frequency of the feeding polyphase alternating current network. The single-phase load is distributed symmetrically to all phases of the multi-phase AC network and an input-side power factor of almost equal to one can be achieved.