Anordnung zur Erzeugung hoher Gleichspannungen mittels symmetrischer Kaskaden Zur Erzeugung von hohen Gleichspannungen, wie sie z. B. zur Spannungsversorgung von Beschleu- nigerstrecken oder dergleichen benötigt werden, sind sogenannte Greinacher-Kaskaden bekannt (siehe Bull. Schweiz. e1. Vereinig. 11 (1920) Seite 59;
Cockroft und Walton, Proc. Roy. Soc. London (A) 136 (1932), Seite 619; Mehlhorn Wiss. Ver. Siemens. 21 (1943) Heft 2), die über Gleichrichter aus einem Transformator aufgeladene Schub- und Ladekonden satoren enthalten,
an denen die Gleichspannung ab greifbar ist. Durch Vergrösserung der Zahl der Kas- kadenstufen kann eine Erhöhung der Gleichspannung erzielt werden, die an der Ladesäule abgegriffen wird.
Die sich ergebende Gesamtspannung ist jedoch dabei nicht gleich dem Produkt aus der Zahl der einzelnen Stufen und der Spannung der ersten Stufe, sondern nimmt mit zunehmender Stufenzahl nicht mehr pro portional zu, so dass die Spannung durch Vergrössern der Stufenzahl nicht beliebig erhöht werden kann. Dies beruht darauf, dass durch die kapazitiven Ne benschlüsse und durch den Ladungstransport über die Gleichrichter und die Kondensatoren die über tragbare Ladung immer mehr abnimmt, so dass bei gegebener Belastung,
Speisefrequenz und Konden- satorkapazität die Gesamtspannung auf einen ber stimmten Wert begrenzt ist. Bei der Greinacher- Kaskade, die mit einer Einweggleichrichterschaltung arbeitet, und bei der die Glättungskondensatoren zum Aufladen der Schubkondensatoren mitbenutzt sind, ändert sich die Welligkeit der Gleichspannung mit dem Quadrat der Stufenzahl, d. h. sie steigt im Qua drat der Stufenzahl an.
Eine Verbesserung hinsichtlich der Welligkeit und des Spannungsabfalles in den einzelnen Stufen ist durch die sogenannte symmetrische Kaskade (R. G. Mitchell, Wireless Engr. 22 (1945) Seite 474; W.
Heilperu, Helv. Phys. Acta 28 (1955) Seite 485) erreichbar, bei der eine Doppelweggleichrichtung er folgt und bei der die Glättungskondensatoren nicht mehr zum Aufladen der Schubkondensatoren mitbe nutzt sind. Die Welligkeit ist hierbei linear propor tional der Stufenzahl.
Jedoch ist auch bei der sym metrischen Kaskade bei Belastung die Stufenspan nung stets kleiner als die Spitzenspannung des Speise transformators, so dass bei mehreren Stufen die nach folgende Stufe stets weniger Gleichspannung als die vorhergehende abgibt. Daher kann auch hier eine Erhöhung der Gesamtspannung nur in begrenztem Masse durch Vergrösserung der Stufenzahl erfolgen.
Ausser bei Belastung ist normalerweise auch bei Leerlauf ein, Spannungsabfall durch die stets vorhan denen kapazitiven Blindströme bedingt, die durch die Eigenkapazitäten der Gleichrichter und die Streu kapazitäten der im Takt der Transformatorspannung schwingenden Potentiale, d. h. durch die Schubkon densatoren und die mit diesen verbundenen Enden der Gleichrichter, verursacht werden.
Man hat des halb zur Vermeidung eines Spannungsverlustes bei Leelauf mittels Kompensation der belastungsunab hängigen kapazitiven Blindströme schon Drosselspu len in den Stufen vorgesehen (E. Everhast, P. Lowain, Rev. Sci. Instr. 24 (1953) Seite 221;
E. Baldinger, W. Heilpern, Helv. Phys. Acta 30 (1957) Seite 282, DAS<B>1051378),</B> die zusammen mit den Nebenka pazitäten der Gleichrichter und den Streukapazitäten gegen Erde Resonanzkreise bilden, deren Resonanz- frequenz gleich der Frequenz der Speisewechselspan- nung ist.
Die Neben- und Streukapazitäten können dabei mit der Induktivität der Drossel einen Parallel- resonanzkreis oder mit den Kapazitäten der Schub kondensatoren einen Reihenresonanzkreis bilden, deren Resonanzfrequenz - wie bereits gesagt - gleich der Speisefrequenz ist. Es gelingt aber auch mit der Kompensation der kapazitiven Blindströme in der bekannten symmetrischen Kaskade nicht,
eine gleich- mässige Spannungsaufteilung über die einzelnen Stu fen bei Belastung zu erhalten, so dass auch hier die erreichbare Gesamtspannung begrenzt ist und dieser Wert durch Erhöhen der Stufenzahl praktisch nicht mehr überschritten werden kann. Durch eine Erhö hung der Speisespannung des Transformators kann. zwar eine Erhöhung der Gesamtspannung erreicht werden, jedoch müssen dann die Kondensatoren und Gleichrichter für die höheren Leerlaufspannungen dimensioniert werden.
Eine gleichmässige Spannungs aufteilung lässt sich jedoch auf diese Weise nicht erreichen.
Es ist jedoch vorteilhaft, eine gleichmässige Span nungsaufteilung auf die einzelnen Stufen zu erhalten, da dann die Gesamtspannung durch Erhöhen der Stufenzahl entsprechend vergrössert werden kann und nicht auf einen Endwert begrenzt ist. Ausserdem besteht dann der Vorteil, mit weniger Stufen als bei den bekannten Kaskadenschaltungen eine gleichgrosse Gesamtspannung zu erzielen.
Die Erzeugung einer gleichmässigen, oder einer in vorgegebener Weise ansteigenden oder abneh menden Stufenspannung ist Aufgabe der Erfindung. Die Lösung der gestellten Aufgabe gelingt nach der Erfindung dadurch, dass zur Kompensation der last- unabhängigen kapazitiven und der lastabhängigen ohmschen Spannungsverluste die vom Transformator gespeisten Stromkreise diesen induktiv belasten.
Die Erfindung ermöglicht, auch die Spannungs verluste durch die Rückströme in den Gleichrichtern durch Kompensationsdrosseln zu kompensieren. Diese Spannungsverluste sind zwar vernachlässigbar klein, wenn keine besondere Linearisierung der Spannung an den Gleichrichtern in der Sperrphase notwendig ist. Eine solche Linearisierung durch ohmsche oder kapazitive Spannungsteiler kann jedoch z.
B. bei Speisung der Kaskade durch mittelfrequente Span nungen notwendig werden.
Die Einrichtung nach der Erfindung ermöglicht es darüber hinaus, z. B. die halbe Transformator- spitzenspannung, die ganze Spitzenspannung oder den I '/,-fachen Wert als Stufenspannung zu erhalten, wenn. die einzelnen Stufen in entsprechender Weise aufgebaut sind, wie es nachfolgend im einzelnen noch näher beschrieben ist. Es können auch innerhalb einer Kaskade verschiedene Stufenschaltungen vor gesehen werden,
die die besagten unterschiedlichen Stufenspannungswerte in beliebiger Reihenfolge zu erzeugen gestatten. Die Erzeugung von Stufenspan nungen, die nur einen bestimmten Teil der Spitzen spannung darstellen, ist bei den bekannten Kaskaden schaltungen nur mit Hilfe von aufwendigen Span- nungsteilern möglich. Eine Erzeugung von halben Spitzenspannungen als Stufenspannung ist dagegen bei den bekannten Schaltungen nicht möglich.
In den vom Lastgleichstrom durchflossenen Dros selspulen kann vorteilhafterweise eine Gleichstrom- vormagnetisierung erzeugt werden, indem diese Dros seln zwei getrennte Eisenkerne enthalten.
Diese gleichstromvormagnetisierten Drosseln haben eine bei zunehmendem Lastgleichstrom abnehmende Indukti- vität, die eine solche Kompensation des lastabhängi gen ohmschen Spannungsabfalles ergibt, dass die bei Leerlauf erzeugten höchsten Spannungen kritische Werte nicht erreichen.
Da die Kompensationswirkung der Drosselspulen umso grösser ist, je kleiner ihre Induktivität ist, lässt sich dann eine praktisch last unabhängige Kompensation erzielen, ohne dass kri tische überspannungen bei Leerlauf auftreten kön nen. Die vom Lastgleichstrom durchflossenen Dros selspulen wirken ausserdem auf den Laststrom glättend und es können ferner an ihnen die Stufen spannungen abgegriffen werden.
Bei der Anordnung nach der Erfindung kann ferner jede Drossel, gleichgültig ob sie vom Last strom durchflossen wird oder nicht, als Niederspan nungstransformator zur Speisung von Hilfsgeräten benutzt werden, die sich auf dem gleichen mittleren Hochspannungspotential wie die Drossel selbst be finden, da an jeder Drosselspule mindestens die gleiche Wechselspannung wie an der Sekundärspule des Speisetransformators liegt, solange die den Dros selspulen entnommenen Wirkleistungen klein gegen über den an ihnen auftretenden Blindleistungen sind,
was in der Regel der Fall ist. Die hierbei notwendige. Konstanthaltung der Wechselspannung auf der Nie derspannungsseite der Drosselspulen kann durch an sich bekannte Spannungsstabilisierungsmassnahmen ohne weiteres erreicht werden. Die so gewonnenen Wechselspannungen können zur Speisung von Hilfs- geräten z. B. bei Beschleunigerstrecken zur Speisung von Ionen- oder Elektronenquellen herangezogen werden.
Bei den bekannten Anordnungen müssen für die Stromversorgung solcher auf Hochspannungs potential liegenden Hilfsgeräte besondere Isolier- transformatoren oder mit Isolierwellen angetriebene Generatoren oder aufwendige Hochfrequenzerzeuger benutzt werden, die die benötigte Hilfsenergie durch die Ladekondensatoren an die Geräte heranbringen.
Die Anordnung nach der Erfindung eignet sich besonders für die Speisung von Linearbeschleunigern, da es besonders bei Beschleunigern mit grossen Strahl- stromdichten erwünscht und notwendig ist, dass die Stufenspannungen sehr rasch gesteigert werden kön nen, ohne dass hierfür eine Vergrösserung der Stufen zahl notwendig ist.
Es sollen von der ersten maxima len Stufenspannung an die folgenden Stufenspannun gen im Beschleuniger möglichst gleich gross sein, damit die gesamte Beschleunigerstrecke zur Erzielung optimaler Fokussierung starker Strahlströme mög lichst kurz bauend wird.
Das Wesen der Erfindung ist anhand der Fig. 1 für eine einzige Stufe einer der möglichen Schaltungs: arten beispielsweise näher erläutert.
Ein Transformator Tr speist sekundärseitig mit einer Spitzenspannung von 2 U die Stufe. Dabei werden alle Potentiale der Stufe auf das Potential der Nfittelanzapfung der Transformatorsekundär- wicklung bezogen, die den Wert Null hat.
Die beiden Enden der Sekundärwicklung sind über Schubkon densatoren Cl und C2 mit den Enden einer Drossel spule D mit Mittelanzapfung und über Gleichrichter G, und G2 in Kreuzschaltung mit den Drosselspulen enden verbunden. Zwischen den Nfittelanzapfungen des Transformators und der Drosselspule ist ein Belastungswiderstand W angeschlossen, dem gege benenfalls ein gestrichelt gezeichneter Ladekonden sator C3 parallelgeschaltet ist.
Die Gleichrichter haben einen Durchlasswiderstand R1 bzw. R2 und eine Eigenkapazität CGI bzw. CG2. Die Drosselspule<I>D</I> hat die Induktivität L. An den Verbindungspunkten der Schubkondensatoren und der Gleichrichter mit der Drosselspule, die mit<I>A</I> und<I>B</I> bezeichnet sind, wirken Streukapazitäten der Gleichrichter und Schub kondensatoren gegen Erde, die mit CE, und CE, bezeichnet und gestrichelt dargestellt sind.
Es wird vorerst angenommen, dass die Wider stände R1 und R2 und die Kapazitäten CGi, CG2, CE, und CE, null sind und dass der Widerstand W und die Induktivität L unendlich gross sind. Ferner sei angenommen, dass die Wirkverluste der Drosselspule vernachlässigbar klein sind.
Nun habe das linke Ende der sekundären Gleichspannungswicklung des Speise- transformators Tr das Potential<I>-U</I> und das rechte Ende das Potential<B>+U.</B> Der Punkt <I>A</I> erhält dann über den Gleichrichter G, das Potential +U. Der Punkt B hat über den Gleichrichter G2 das Potential + U in der vorhergehenden Halbwelle erhalten.
Beim Potentialwechsel am Speisetransformator steigt das Potential des einen Punktes von + U auf 3 U, wäh rend das Potential des anderen Punktes von 3 U auf U abnimmt. Es liegt dann an der Drossel jeweils eine maximale Potentialdifferenz von 2U, d. h.
an der Drossel liegt die gleiche Wechselspannung wie an der Sekundärseite des Speisetransformators Tr. Die Nfit- telanzapfung der Drosselspule D führt dann dem Kon densator C, das Gleichspannungspotential 2U- zu.
Wenn nun die Kapazitäten CG und CE einen endlichen Wert haben, wie dies in der Praxis der Fall ist, dann tritt an den Punkten<I>A</I> und<I>B</I> eine kapazitive Spannungsteilung auf, die unabhängig von der Fre quenz der Speisespannung und unabhängig vom Last strom i" ist.
Dadurch wird die an der Drosselspule mit der Induktivität L = co liegende Wechselspan nung verringert und somit auch der Gleichstromfluss, durch die Gleichrichter verkleinert, da der über die Nebenkapazitäten CG fliessende Blindstrom, der dem Gleichstrom voreilt, einen zu grossen Aufladungszu- stand der Schubkondensatoren vortäuscht.
Es kann daher der Ladekondensator nicht auf die volle Spit zenspannung 2U aufgeladen werden. Wenn ferner für die Widerstände W, R1 und R2 ebenfalls endliche Werte angenommen werden und dadurch der Last strom 1w einen endlichen Wert hat, dann erfolgt durch den betreffenden Spannungsabfall an den Wider ständen R1 und R2 eine weitere Absenkung der Gleichspannung am Ladekondensator, die belastungs- abhängig ist und mit der Belastung zunimmt.
Zur Vermeidung solcher Spannungsverminderun gen dient eine Drosselspule D, deren Wirkung von der der bekannten Kompensationsdrosseln - die mit den Kapazitäten Neben- oder Reihenresonanzkreise mit der Speisefrequenz als Eigenfrequenz bilden wesentlich verschieden und anhand der Fig. 2a bis 2c näher dargelegt ist.
In Fig. 2a ist der zeitliche Potentialverlauf im Punkt A der Schaltung nach Fig. 1 dargestellt, wobei für die Kurve<I>a</I> die Induktivität <I>L</I> einen endlichen Wert hat und ein mittlerer Laststrom i," fliesst, wäh rend für die Kurve<I>b</I> die Induktivität <I>L =</I> - und der Laststrom kleiner als im erstgenannten Falle ist.
Als zeitlicher Nullpunkt wird für die Kurve a der Zeit punkt beim Höchstwert des Potentials gewählt. Der Drosselwirkstrom ist hierbei klein gegenüber dem Drosselblindstrom angenommen, wodurch in erster Annäherung der Scheinwiderstand gleich dem Blind widerstand gesetzt werden kann.
Die Spannung an der Drossel eilt dann dem Dros.selblindstrom i$ um 90 vor. Es wird somit vom Zeitpunkt t = 0 an dem Kondensator C1 sowohl durch den Laststrom als auch durch den Drosselblindstrom Ladung entzogen. Daher fällt das Potential des Punktes A steiler als nach einer Sinusfunktion ab. Das Potential an der anderen Bele gung des Schubkondensators Cl nimmt dagegen nach einer Sinusfunktion ab.
Im Punkt I soll der Gleich richter G1 öffnen und ein Strom 1'G1 durch den Gleich richter gemäss Fig. 2c fliessen. Vom Punkt P1 bis zum Punkt P3 in Fig. 2c wird der Dros.selblindstrom i$ voll vom Gleichrichter G1 übernommen. Der Gleichrichter deckt also nicht nur die Ladungsverluste durch den. Strom iGl (bei !B <I>= 0),
</I> sondern zusätzlich noch den Blindstrom !B. Erst vom Zeitprunkt P3 an bis zum Punkt P4 wird der Kondensator vom Gleich- richters.trom und vom Drosselblindstrom aufgeladen, wobei letzterer vom Punkt P4 an die gesamte Ladung an den Schubkondensator Cl zurückgibt, die er die sem vom Zeitpunkt 0 bis zum öffnen des Gleichrich ters entzogen hat.
Daher erfolgt der Anstieg des Po tentials im Punkt A vom Schliessungspunkt III des Gleichrichters schneller als sinusförmig. Jedoch ist die ansteigende Flanke nicht so steil wie die abfal lende, da der Laststrom auf den Anstieg verzögernd wirkt.
Da der Gleichrichter G1 im Falle i$ <I>= 0</I> min- destens eine um die Differenz der Flächen zwischen den Punkten P,-P,-P, und P3-P4-P5 grössere Ladungs mengen transportiert hat als im Fall 1B = 0, muss die mittlere Potentiallinie für die Kurve a höher als für die Kurve<I>b</I> liegen.
Für die Kurve<I>a</I> hat sie,: in Fig. <I>2a</I> den Wert<I>2U.</I> Bei i$ <I>= 0</I> erreicht die Potentialkurve <I>b</I> ihren Höchstwert später als die Kurve<I>a</I> und ihr Maximalwert ist kleiner als bei der Kurve a,
da einer seits die vorausgehende Aufladung des Kondensators durch den in. den Kondensator zurückfliessenden Drosselblindstrom fehlt und andererseits die durch den Gleichrichter G1 transportierte Ladungsmenge kleiner ist, weil diese jetzt allein durch den Laststrom bestimmt ist.
Der mittlere Potentialwert der Kurve a ist strichpunktiert als Waagrechte c in Fig. 2a einge tragen und liegt unter dem Wert 2U. Ebenfalls ist der Laststrom kleiner als im Falle !B <I>= 0.</I> Ferner sind wegen des fehlenden Drosselblindstromes die Flanken der Kurve b flacher als die der Kurve a.
Der Gleich- richter öffnet später und bei einem höheren Potential (Punkt II) und schliesst ebenfalls später bei einem höheren Potential (Punkt IV) als im Falle der Kurve a.
Es ist dabei jedoch zu beachten, dass, die Trans- formatorspannung in beiden Fällen nicht gleiche Phase hat, sondern phasenverschoben ist in bezug auf den gewählten Zeitnullpunkt. Es ist ferner zu bemerken,
dass die Spannung an der Drosselspule durch die Differenz der Potentialkurven in den Punk <I>ten A</I> und<I>B</I> nach Fig. 1 gegeben ist, während in Fig. <I>2a</I> nur der Potentialverlauf im Punkt<I>A</I> gezeigt ist. Der Potentialverlauf für den Punkt B entspricht dem gezeigten Potentialverlauf mit einer Verschie bung um l80 .
Die Kurve in Fig. 2b entspricht dann der Potentialdifferenzzeitfläche. In der anderen Halb welle verlaufen die Vorgänge im Gleichrichter G2 im Kondensator C2 genau so, und es ergibt sich der in Fig. <I>2a</I> gezeigte Potentialverlauf im Punkt<I>B.</I>
Durch die Drosselspule D wird also der gesamte kapazitive und ohmsche Spannungsabfall kompensiert und die kapazitiven Blindströme des Speisetransfor mators überkompensiert, so dass der Speisetransfor mator induktiv belastet ist, was auch bei den Schal- tungsbeispielen nach Fig. 3 bis. 10 der Fall ist.
Diese induktive Blindleistung des Transformators kann in an sich bekannter Weise am Transformator kompen- siert werden.
Wie Versuche gezeigt haben., liegt die Eigenfre- quenz des aus den Schubkondensatoren, den Drossel spulen und gegebenenfalls dem Speisetransformator gebildeten Kreises wesentlich unter der Speisefre quenz; sie beträgt beispielsweise nur die Hälfte bis 1/5 dieses Wertes. Bei der gezeigten Kompensation können die Neben- und Streukapazitäten CE und CG im Gegensatz zu den bekannten Anordnungen ausser Betracht bleiben.
Die beim Gegenstand der Erfindung auftretende Dämpfung, die meist schon durch den Laststrom ausreichend gegeben ist, ist zur Vermei dung der Erregung von Unterschwingungen er wünscht. Um die Erregung von Unterschwingungen in jedem Falle sicher zu vermeiden, kann, die mit oder ohne Luftspalt ausgeführte Drosselspule so be messen sein, dass ihr Eisenkern magnetisch ungesät tigt bleibt.
Wird eine Drosselspule mit nur einem Eisenkern verwendet, so führt der Laststrom zu keiner Gleichstromvormagnetisierung, während bei Verwendung von Eisendrosseln mit zwei getrennten Kernen sich die Laststromabhängigkeit der Kompen- sationswirkung durch die genannten Massnahmen verkleinern lässt.
In den Fig. 3 bis 10 sind verschiedene Ausfüh- rungsbeispiele für Schaltmöglichkeiten in der sym- metrischen Kaskade nach der Erfindung dargestellt.
Wenngleich die gezeigten Ausführungsbeispiele Dros selspulen mit Mittelanzapfungen verwenden, so kann der Erfindungsgedanke auch mit Drosselspulen ohne Mittelanzapfung verwirklicht werden, wobei in diesem Fall der Schaltungsaufbau dem der bekannten Kas kaden symmetrischer Bauart gleicht. Die Stufenzahl der dargestellten Kaskadenschaltungen ist beliebig veränderbar.
Die Neben- und Streukapazitäten und die Durchlasswiderstände der Gleichrichter sind der besseren übersichtlichkeit wegen in der Zeichnung weggelassen worden. Die an den einzelnen Punkten angegebenen, dort herrschenden Potentiale gelten für die eine Halbwelle, während die eingeklammerten Werte für die andere Halbwelle gültig sind.
In einigen Schaltungsbeispielen sind wegen der glättenden Wir kung der Drosseln gegebenenfalls gesonderte Lade kondensatoren überflüssig, die in diesem Falle nur gestrichelt dargestellt sind. An den Ladekondensa toren sind die jeweiligen Transformatorspitzenspan- nungen als Gleichspannungswerte angegeben.
Wenn diese an den Ladekondensatoren herrschenden Span nungen praktisch vorhanden sein sollen, dann sind die an den zugeordneten Drosseln, liegenden Maximal spannungen um die Drosselverluste grösser als die angegebenen Werte zu denken und entsprechend grös- ser als die Drosselwechselspannung zu halten, was durch entsprechende Überkompensation erreichbar ist. Der besseren übersicht wegen sind auch die an die Ladekondensatoren angeschlossen zu denkenden Lastkreise weggelassen worden.
Die Schaltungen nach den Fig. 3 und 4 haben die volle Transformatorspitzenspannung 2U als Stufen gleichspannung. Die Enden der Transformatorsekun- därwicklung bzw. der Drosselspulen sind in der Schaltung nach Fig. 3 über Kreuz durch Gleichrichter G und die gleichen Seiten der Wicklungsenden über Schubkondensatoren C in der in Fig. 1 gezeigten Weise miteinander verbunden. Bei dieser Schaltung sind nur die Drosselspulen vom Laststrom durch flossen, deren Stufen einzeln belastet sind.
In der Schaltung nach Fig. 4 sind die Wicklungs enden des Transformators T über je zwei in Reihe liegende Kondensatoren C11, C12 bzw. C21, C..2 mit den Enden der ersten Drosselspule verbunden. Die Transformatormittelanzapfung ist über Gleichrichter G11 und G21 zwischen den beiden Teilkondensatoren angeschlossen und durch Gleichrichter G12, G22 mit der Mittelanzapfung der ersten Drosselspule verbun den.
Die Verbindung der ersten Drosselspule mit der zweiten entspricht der Schaltung nach Fig. 1, wäh rend die Verbindung der zweiten Drosselspule mit der dritten entsprechend der ersten Stufe aufgebaut ist.
Daher tritt an die Stelle der Schubkondensatoren Cl bzw. C2 in Fig. 1 in diesem Fall die Gesamtkapazität der Reihenschaltung der genannten Kondensatoren C11, C12 bzw. C21, C22. Der Drosselspulenstrom ver ursacht einen veränderten Ladungsdurchgang durch die Gleichrichter G11 und G21,
wodurch über die Gleichrichter G12 und G22 das Gleichspannungspoten- tial am untersten Ladekondensator CL und dem damit verbundenen Drosselmittelpunkt beliebig erhöht wird, z. B. auf den Wert 2U. An der ersten Drosselspule D liegt dann eine zu diesem Spannungspotential sym metrische Wechselspannung mit den Werten zwischen U und 3 U. In dieser Schaltung sind alle Drosseln gleichstromdurchflossen.
Die Schaltungen nach den Fig. 5 und 6 ergeben Stufengleichspannungen U, die gleich dem halben Spitzenspannungswert 2U des Transformators sind. Die Schaltung nach Fig. 5 unterscheidet sich von der Schaltung nach Fig. 3 dadurch, dass je Stufe an Stelle von zwei Gleichrichtern. in. diesem Falle vier vorgese hen sind.
Je zwei Gleichrichter sind hintereinander geschaltet und die Verbindungen zwischen diesen mit einer gemeinsamen Leitung verbunden, an der die halbe Spitzenspannung abgenommen werden kann.
Die Schaltung nach Fig. 6 gleicht in der zweiten und dritten Stufe der Schaltung nach Fig. 5, wäh rend sie sich in der ersten Stufe dadurch unterschei det, dass die Mittelanzapfung des Transformators T über zwei Gleichrichter mit den Enden der ersten Drosselspule verbunden ist. Die Schaltung der Schub kondensatoren ist dabei in jedem Falle gleich.
Fer ner sind in der letzten Stufe an die beiden Drossel- spulenenden noch zusätzlich zwei Gleichrichter an geschlossen, zwischen derem Verbindungspunkt und der Mittelanzapfung der letzten Drossel ein Lade- kondensator liegt.
Die Schaltung nach Fig. 7 ergibt ebenfalls eine Stufenspannung U. Da hier jeweils die Transforma- tormittelanzapfung mit den Enden der folgenden Drosselspule und deren Mittelanzapfung mit den Enden der nächsten Drosselspule durch Gleichrichter verbunden sind, werden alle Drosseln vom Laststrom durchflossen, unabhängig davon, ob einzelne Stufen belastet sind oder nicht.
Die Schaltung nach Fig. 8 stellt eine Umkehrung der Schaltung nach Fig. 7 dar, da hier jeweils die Mittelanzapfung einer Drosselspule mit den Enden der vorhergehenden Drosselspule bzw. des Transfor mators über Gleichrichter in Verbindung steht. Der Mechanismus der Spannungskompensation ist im Falle der Fig. 8 von dem der übrigen Schaltung ver schieden, da hier die Gleichrichter an Punkte geführt sind, die keine Wechselspannungspotentiale führen.
Durch die Reihenschaltung von Drosselspulen und Schubkondensatoren tritt jedoch in jeder Drossel eine solche Anhebung der Wechselspannung ein, dass an jeder folgenden Stufe die halbe Transformator spitzenspannung erhalten wird bzw. eine um den Spannungsabfall an der Drossel grössere Spitzen spannung auftritt.
Die Schaltung nach Fig. 9 ergibt eine Stufenspan- nung, die gleich dem 11/2 fachen Wert der Transfor- matorspitzenspannung ist und somit den Wert 3 U hat. Dabei sind wiederum alle Drosselspulen vom Laststrom durchflossen, unabhängig davon, ob die einzelnen Stufen belastet sind oder nicht.
Jeder Schubkondensator ist in zwei Reihenkondensatoren halber Kapazität unterteilt und die Verbindung zwi schen beiden Teilkondensatoren über einen Gleich richter mit dem anderen Ende des Transformators bzw.
der zugeordneten Drosselspule verbunden, wäh rend der über ihm dazu in, Reihe liegende Gleich richter mit der Mittelanzapfung der folgenden Dros selspule verbunden ist. Es ergeben sich somit die eingetragenen Potentiale für die einzelnen Halbwel len. Mit dieser Schaltung können grosse Spannungen schon mit verhältnismässig wenig Stufen und Drossel spulen erzielt werden.
Die ständig vom Laststrom durchflossenen Drosselspulen können zweckmässig mit zwei Eisenkernen ausgestattet werden und somit la,ststromabhängige Induktivitäten erhalten, so dass die Lastabhängigkeit der Kompensationswicklung klein gehalten werden kann.
Die Schaltung nach Fig. 10<I>zeigt</I> schliesslich eine Anordnung mit verschieden aufgebauten Stufen und verschieden grossen Stufenspannungen. Die einzel- nen Stufen sind in den vorhergehenden; Figuren be reits beschrieben. Die gewünschte Kaskade lässt sich in mannigfacher Weise abändern und durch weitere Stufen beliebiger Schaltungsart ergänzen.
Eine solche Schaltung ist insbesondere dann von Vorteil, wenn von den einzelnen Stufendrosseln. Hilfsverbraucher gespeist werden sollen, die unterschiedliche Spannun gen benötigen.
Zum Speisen solcher Hilfsverbraucher können die einzelnen Drosselspulen in an sich be- kannter Weise gesonderte Sekundärwicklungen er halten, die in; der Zeichnung-- der Einfachheit halber weggelassen sind.
Arrangement for generating high DC voltages by means of symmetrical cascades To generate high DC voltages, such as those used in e.g. B. are required for the voltage supply of accelerator routes or the like, so-called Greinacher cascades are known (see Bull. Switzerland. E1. Association. 11 (1920) page 59;
Cockroft and Walton, Proc. Roy. Soc. London (A) 136 (1932), p. 619; Mehlhorn Wiss. Ver. Siemens. 21 (1943) Issue 2), which contain thrust and charging capacitors charged via rectifiers from a transformer,
where the DC voltage can be tapped. By increasing the number of cascade stages, an increase in the DC voltage can be achieved, which is tapped at the charging station.
However, the resulting total voltage is not equal to the product of the number of individual stages and the voltage of the first stage, but no longer increases proportionally with increasing number of stages, so that the voltage cannot be increased at will by increasing the number of stages. This is based on the fact that, due to the capacitive shunts and the charge transport via the rectifier and the capacitors, the portable charge decreases more and more, so that with a given load,
Feed frequency and capacitor capacity the total voltage is limited to a certain value. In the Greinacher cascade, which works with a half-wave rectifier circuit, and in which the smoothing capacitors are also used to charge the boost capacitors, the ripple of the DC voltage changes with the square of the number of stages, i.e. H. it increases in the square of the number of steps.
The so-called symmetrical cascade (R. G. Mitchell, Wireless Engr. 22 (1945) page 474; W.
Heilperu, Helv. Phys. Acta 28 (1955) page 485) achievable in which a full-wave rectification he follows and in which the smoothing capacitors are no longer used to charge the boost capacitors. The waviness is linearly proportional to the number of steps.
However, even with the symmetrical cascade, the step voltage is always smaller than the peak voltage of the supply transformer when there is a load, so that with several steps the following step always outputs less direct voltage than the previous one. Therefore, the total voltage can only be increased to a limited extent by increasing the number of stages.
Except when under load there is normally a voltage drop due to the capacitive reactive currents that are always present, which are caused by the internal capacities of the rectifiers and the stray capacitances of the potentials oscillating in time with the transformer voltage, i.e. H. caused by the Schubkon capacitors and the ends of the rectifiers connected to them.
One has therefore to avoid a voltage loss when idling by means of compensation of the load-independent capacitive reactive currents already choke coils provided in the stages (E. Everhast, P. Lowain, Rev. Sci. Instr. 24 (1953) page 221;
E. Baldinger, W. Heilpern, Helv. Phys. Acta 30 (1957) page 282, DAS <B> 1051378), </B> which, together with the secondary capacitances of the rectifier and the stray capacitances to earth, form resonance circuits whose resonance frequency is equal to the frequency of the alternating supply voltage.
The secondary and stray capacitances can form a parallel resonance circuit with the inductance of the choke or a series resonance circuit with the capacitances of the thrust capacitors, the resonance frequency of which - as already mentioned - is equal to the supply frequency. However, even with the compensation of the capacitive reactive currents in the known symmetrical cascade, it does not succeed,
to obtain an even distribution of stress over the individual stages under load, so that here too the achievable total stress is limited and this value can practically no longer be exceeded by increasing the number of stages. By increasing the supply voltage of the transformer. Although an increase in the total voltage can be achieved, the capacitors and rectifiers must then be dimensioned for the higher no-load voltages.
An even distribution of stress cannot be achieved in this way.
However, it is advantageous to have an even voltage distribution across the individual steps, since the total voltage can then be increased accordingly by increasing the number of steps and is not limited to a final value. In addition, there is then the advantage of achieving a total voltage of the same size with fewer steps than with the known cascade connections.
The object of the invention is to generate a uniform step voltage or a step voltage that increases or decreases in a predetermined manner. The object is achieved according to the invention in that, in order to compensate for the load-independent capacitive and the load-dependent ohmic voltage losses, the circuits fed by the transformer load it inductively.
The invention also makes it possible to compensate for the voltage losses caused by the reverse currents in the rectifiers by means of compensation chokes. These voltage losses are negligibly small if no special linearization of the voltage at the rectifiers is necessary in the blocking phase. Such a linearization by ohmic or capacitive voltage dividers can, however, z.
B. when feeding the cascade through medium-frequency voltages are necessary.
The device according to the invention also makes it possible, for. B. to get half the transformer peak voltage, the entire peak voltage or I '/, - times the value as step voltage, if. the individual stages are constructed in a corresponding manner, as will be described in more detail below. Various step switches can also be provided within a cascade,
which allow the said different step voltage values to be generated in any order. The generation of step voltages, which represent only a certain part of the peak voltage, is only possible with the known cascade circuits with the help of complex voltage dividers. In contrast, it is not possible to generate half the peak voltages as a step voltage in the known circuits.
In the choke coils through which the load direct current flows, a direct current bias can advantageously be generated in that these chokes contain two separate iron cores.
These direct current pre-magnetized chokes have an inductance which decreases with increasing load direct current, which results in such a compensation of the load-dependent ohmic voltage drop that the highest voltages generated when idling do not reach critical values.
Since the compensation effect of the choke coils is greater the smaller their inductance, a practically load-independent compensation can then be achieved without critical overvoltages occurring when idling. The choke coils through which the load direct current flows also have a smoothing effect on the load current and the step voltages can also be tapped on them.
In the arrangement according to the invention, each choke, regardless of whether it is traversed by the load or not, can be used as a low-voltage voltage transformer to feed auxiliary devices that are at the same medium high-voltage potential as the choke itself, since each choke coil At least the same alternating voltage is applied to the secondary coil of the supply transformer, as long as the active powers taken from the choke coils are small compared to the reactive powers occurring on them,
which is usually the case. The necessary here. Keeping the alternating voltage constant on the low voltage side of the choke coils can easily be achieved by means of voltage stabilization measures known per se. The alternating voltages obtained in this way can be used to supply auxiliary equipment, e.g. B. can be used in accelerator sections to feed ion or electron sources.
In the known arrangements, special isolating transformers or generators driven by isolating shafts or expensive high-frequency generators must be used for the power supply of such auxiliary devices at high voltage potential, which bring the required auxiliary energy to the devices through the charging capacitors.
The arrangement according to the invention is particularly suitable for feeding linear accelerators, since it is particularly desirable and necessary for accelerators with large jet current densities that the step voltages can be increased very quickly without an increase in the number of steps being necessary.
From the first maximum step voltage to the following step voltages in the accelerator, it should be as large as possible so that the entire accelerator path is as short as possible in order to achieve optimum focusing of strong beam currents.
The essence of the invention is explained in more detail with reference to FIG. 1 for a single stage of one of the possible circuit types, for example.
A transformer Tr feeds the stage on the secondary side with a peak voltage of 2 U. All potentials of the stage are related to the potential of the middle tap of the transformer secondary winding, which has the value zero.
The two ends of the secondary winding are connected via Schubkon capacitors Cl and C2 to the ends of a choke coil D with a center tap and via rectifier G and G2 in a cross connection with the choke coils. A load resistor W is connected between the Nfittelanzapfungen of the transformer and the choke coil, to which a charging capacitor C3, shown in dashed lines, is connected in parallel if necessary.
The rectifiers have a forward resistance R1 or R2 and a self-capacitance CGI or CG2. The choke coil <I> D </I> has the inductance L. At the connection points of the boost capacitors and the rectifier with the choke coil, which are labeled <I> A </I> and <I> B </I>, act Stray capacitances of the rectifier and boost capacitors to earth, denoted by CE, and CE, and shown in dashed lines.
It is initially assumed that the resistances R1 and R2 and the capacitances CGi, CG2, CE, and CE, are zero and that the resistance W and the inductance L are infinitely large. It is also assumed that the effective losses of the choke coil are negligibly small.
Now the left end of the secondary DC voltage winding of the supply transformer Tr has the potential <I> -U </I> and the right end the potential <B> + U. </B> The point <I> A </I> then receives the potential + U via the rectifier G. The point B has received the potential + U in the previous half-wave via the rectifier G2.
When the potential of the supply transformer changes, the potential of one point rises from + U to 3 U, while the potential of the other point decreases from 3 U to U. There is then a maximum potential difference of 2U across the choke, i.e. H.
the same alternating voltage is applied to the choke as to the secondary side of the supply transformer Tr. The Nfit- telanzapfung the choke coil D then leads the capacitor C, the DC voltage potential 2U-.
If the capacitances CG and CE now have a finite value, as is the case in practice, then a capacitive voltage division occurs at the points <I> A </I> and <I> B </I>, which is independent of the frequency of the supply voltage and independent of the load current i "is.
This reduces the alternating voltage on the choke coil with the inductance L = co and thus also the direct current flow through the rectifier, since the reactive current flowing via the secondary capacitors CG, which leads the direct current, simulates an excessive charge of the thrust capacitors .
Therefore, the charging capacitor cannot be charged to the full peak voltage 2U. If, furthermore, finite values are assumed for the resistors W, R1 and R2 and the load current 1w has a finite value, then the voltage drop in question at the resistors R1 and R2 causes a further reduction in the DC voltage at the charging capacitor, which is dependent and increases with the load.
To avoid such voltage reductions, a choke coil D is used, the effect of which differs from that of the known compensation chokes - which form secondary or series resonance circuits with the supply frequency as the natural frequency and are explained in more detail with reference to FIGS. 2a to 2c.
2a shows the potential profile over time at point A of the circuit according to FIG. 1, the inductance <I> L </I> having a finite value for the curve <I> a </I> and an average load current i , "flows, while for the curve <I> b </I> the inductance <I> L = </I> - and the load current is smaller than in the former case.
The time at the maximum value of the potential is selected as the zero point in time for curve a. The effective choke current is assumed to be small compared to the reactive choke current, whereby the impedance can be set equal to the reactive resistance as a first approximation.
The voltage at the choke then leads the choke reactive current i $ by 90. From time t = 0, charge is thus withdrawn from capacitor C1 both by the load current and by the reactive inductor current. Therefore, the potential of the point A drops more steeply than after a sine function. The potential at the other occupancy of the overrun capacitor Cl, however, decreases according to a sine function.
At point I, the rectifier G1 should open and a current 1'G1 should flow through the rectifier according to FIG. 2c. From point P1 to point P3 in Fig. 2c, the Dros.selblindstrom i $ is fully taken over by the rectifier G1. The rectifier not only covers the charge losses through the. Current iGl (with! B <I> = 0),
</I> but also the reactive current! B. Only from time point P3 to point P4 is the capacitor charged by the rectifier current and by the reactive throttle current, the latter returning the entire charge to the overrun capacitor C1 from point P4, which it returns from the point in time 0 to the opening of the rectifier ters has withdrawn.
Therefore, the increase in potential at point A from closing point III of the rectifier is faster than sinusoidal. However, the rising edge is not as steep as the falling edge, as the load current has a delaying effect on the rise.
Since the rectifier G1 in the case i $ <I> = 0 </I> has transported at least one charge that is greater than the difference in the areas between the points P, -P, -P, and P3-P4-P5 If 1B = 0, the mean potential line for curve a must be higher than for curve <I> b </I>.
For the curve <I> a </I>,: in Fig. <I> 2a </I> it has reached the value <I> 2U. </I> At i $ <I> = 0 </I> the potential curve <I> b </I> its maximum value later than the curve <I> a </I> and its maximum value is smaller than that of the curve a,
on the one hand the previous charging of the capacitor by the inductor reactive current flowing back into the capacitor is missing and on the other hand the amount of charge transported through the rectifier G1 is smaller because it is now determined solely by the load current.
The mean potential value of curve a is shown as a horizontal line c in Fig. 2a and is below the value 2U. The load current is also smaller than in the case of! B <I> = 0. </I> Furthermore, because of the lack of reactive inductor current, the edges of curve b are flatter than those of curve a.
The rectifier opens later and at a higher potential (point II) and also closes later at a higher potential (point IV) than in the case of curve a.
It should be noted, however, that the transformer voltage in both cases does not have the same phase, but is phase shifted with respect to the selected zero point in time. It should also be noted
that the voltage at the choke coil is given by the difference of the potential curves in the points <I> th A </I> and <I> B </I> according to FIG. 1, while in FIG. <I> 2a </ I > only the potential profile at point <I> A </I> is shown. The potential curve for point B corresponds to the potential curve shown with a shift of 180.
The curve in FIG. 2b then corresponds to the potential difference time area. In the other half-wave, the processes in rectifier G2 in capacitor C2 proceed in exactly the same way, and the potential profile shown in FIG. 2a results at point <I> B. </I>
The entire capacitive and ohmic voltage drop is compensated by the choke coil D and the capacitive reactive currents of the feed transformer are overcompensated so that the feed transformer is inductively loaded, which is also the case with the circuit examples according to FIGS. 10 is the case.
This inductive reactive power of the transformer can be compensated in a manner known per se on the transformer.
As tests have shown, the natural frequency of the circuit formed from the thrust capacitors, the choke coils and possibly the feed transformer is significantly below the feed frequency; it is, for example, only half to 1/5 of this value. In the compensation shown, the secondary and stray capacitances CE and CG, in contrast to the known arrangements, can be disregarded.
The attenuation occurring in the subject matter of the invention, which is usually already given sufficiently by the load current, is to avoid the excitation of undershoots he wishes. In order to safely avoid the excitation of undershoots in any case, the inductor, which is designed with or without an air gap, can be measured in such a way that its iron core remains magnetically unsaturated.
If a choke coil with only one iron core is used, the load current does not lead to any direct current bias, while if iron chokes with two separate cores are used, the load current dependency of the compensation effect can be reduced by the measures mentioned.
In FIGS. 3 to 10, various exemplary embodiments for switching options in the symmetrical cascade according to the invention are shown.
Although the embodiments shown use choke coils with center taps, the inventive concept can also be implemented with choke coils without center tap, in which case the circuit structure is the same as that of the known cascades of symmetrical design. The number of stages of the cascade connections shown can be changed as required.
The secondary and stray capacitances and the forward resistances of the rectifiers have been omitted from the drawing for the sake of clarity. The potentials that exist at the individual points apply to one half-wave, while the values in brackets apply to the other half-wave.
In some circuit examples, separate charging capacitors are unnecessary because of the smoothing effect of the chokes, which are only shown in dashed lines in this case. The respective transformer peak voltages are given as DC voltage values on the charging capacitors.
If these voltages prevailing on the charging capacitors are to be practically present, then the maximum voltages at the assigned chokes, around the choke losses, should be considered greater than the specified values and kept correspondingly higher than the choke alternating voltage, which can be achieved by appropriate overcompensation is. For the sake of clarity, the load circuits that are to be connected to the charging capacitors have also been omitted.
The circuits according to FIGS. 3 and 4 have the full transformer peak voltage 2U as step voltage. The ends of the transformer secondary winding or the choke coils are connected to one another in the circuit according to FIG. 3 crosswise by rectifier G and the same sides of the winding ends via thrust capacitors C in the manner shown in FIG. With this circuit, only the inductor coils from the load current flowed through, the stages of which are individually loaded.
In the circuit according to FIG. 4, the winding ends of the transformer T are connected to the ends of the first choke coil via two series capacitors C11, C12 or C21, C..2. The transformer center tap is connected between the two partial capacitors via rectifiers G11 and G21 and connected to the center tap of the first inductor by rectifiers G12, G22.
The connection of the first choke coil with the second corresponds to the circuit of FIG. 1, while the connection of the second choke coil with the third is established according to the first stage.
Therefore, instead of the boost capacitors C1 and C2 in FIG. 1, in this case the total capacitance of the series connection of the aforementioned capacitors C11, C12 or C21, C22 occurs. The choke coil current causes a change in the passage of charge through rectifiers G11 and G21,
whereby the DC voltage potential at the lowest charging capacitor CL and the associated throttle center point is increased as required via the rectifiers G12 and G22, e.g. B. to the value 2U. An alternating voltage symmetrical to this voltage potential with values between U and 3 U is then applied to the first choke coil D. In this circuit, all chokes have direct current flowing through them.
The circuits according to FIGS. 5 and 6 result in step DC voltages U which are equal to half the peak voltage value 2U of the transformer. The circuit according to FIG. 5 differs from the circuit according to FIG. 3 in that, instead of two rectifiers, each stage. in this case four are provided.
Two rectifiers are connected in series and the connections between them are connected to a common line from which half the peak voltage can be drawn.
The circuit of FIG. 6 is the same in the second and third stages of the circuit of FIG. 5, while it differs in the first stage by the fact that the center tap of the transformer T is connected to the ends of the first inductor via two rectifiers. The circuit of the overrun capacitors is the same in each case.
Furthermore, in the last stage, two rectifiers are also connected to the two ends of the choke coils, between the connection point and the center tap of the last choke a charging capacitor is located.
The circuit according to FIG. 7 also results in a step voltage U. Since the transformer center tap is connected to the ends of the following choke coil and its center tap to the ends of the next choke coil by rectifiers, the load current flows through all the chokes, regardless of whether individual stages are loaded or not.
The circuit of FIG. 8 represents a reversal of the circuit of FIG. 7, since here in each case the center tap of a choke coil is connected to the ends of the preceding choke coil or the transformer via a rectifier. The mechanism of the voltage compensation is different from that of the rest of the circuit in the case of FIG. 8, since here the rectifiers are led to points which do not carry any AC voltage potentials.
Due to the series connection of choke coils and boost capacitors, however, the AC voltage is increased in each choke in such a way that half the transformer peak voltage is obtained at each subsequent stage or a peak voltage that is greater by the voltage drop across the choke occurs.
The circuit according to FIG. 9 results in a step voltage which is equal to 11/2 times the value of the transformer peak voltage and thus has the value 3 U. The load current flows through all of the inductors, regardless of whether the individual stages are loaded or not.
Each thrust capacitor is divided into two series capacitors of half capacity and the connection between the two partial capacitors is via a rectifier with the other end of the transformer or
connected to the associated choke coil, while rend the rectifier lying above it in series with the center tap of the following choke coil is connected. This results in the potentials entered for the individual Halbwel len. With this circuit, high voltages can be achieved with relatively few steps and chokes.
The choke coils through which the load current flows can expediently be equipped with two iron cores and thus obtain load-current-dependent inductances, so that the load dependency of the compensation winding can be kept small.
The circuit according to FIG. 10 finally shows an arrangement with differently structured steps and differently sized step voltages. The individual stages are in the previous ones; Figures already described. The desired cascade can be modified in many ways and supplemented by further stages of any type of circuit.
Such a circuit is particularly advantageous when using the individual stage chokes. Auxiliary consumers are to be fed that require different voltages conditions.
To feed such auxiliary consumers, the individual choke coils can have separate secondary windings in a manner known per se, which in; of the drawing - are omitted for simplicity.