Verfahren zur Entzerrung von elektrischen Signalübertragungskanälen Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entzerrung elektrischer Signalübertragungskanäle.
Die Entzerrung von Übertragungskanälen wird seit vielen Jahren praktisch angewendet. Im Falle von langen Übertragungsstrecken, welche ein breites Fre quenzband zu übertragen haben und in welchen eine grosse Anzahl von Verstärkern vorhanden sein kann, ist es oft nötig, einstellbare Entzerrungsmittel vorzu sehen, da die Übertragungskennlinie des Kanals mög licherweise nicht genau bekannt ist und zeitlich ändern kann. Eine Vorrichtung, welche zur Lösung des Pro blems vorgeschlagen worden ist, ist unter dem Namen Kosinus-Entzerrer bekannt und in einem Artikel von R. W. Ketchledge und T. R. Finch im Bell System Technical Journal im Juli-Heft 1953 ab Seite 833 be schrieben.
Diese Vorrichtung hat jedoch den Nachteil, dass, wenn die gewünschte Entzerrungskennlinie rasch eingestellt werden soll, die nötige Ausrüstung kompli ziert und teuer ist. Eine weitere praktische Schwierigkeit besteht darin, dass die Ausrüstung Informationen vom ganzen Frequenzband erhalten muss, damit die Ein stellung der einstellbaren Elemente möglich wird, und dies bedeutet, dass die Einstellungen der Elemente nicht unabhängig voneinander sind.
Die vorliegende Erfindung bezweckt, das Problem auf eine einfachere Art zu lösen, so dass die beiden oben erwähnten Einwände oder Nachteile weitgehend gemildert sind. Eine bevorzugte Lösung beruht auf der Tatsache, dass ein Teil einer Entzerrungskennlinie nä- herungsweise durch eine Gleichung dargestellt werden kann, welche eine Potenzreihe der Frequenz enthält. In der Praxis ist es gewöhnlich nicht nötig, eine Glei chung höherer Ordnung als der dritten zu verwenden. Dabei wird die Entzerrungskennlinie in eine Anzahl benachbarter Abschnitte unterteilt, von denen jeder durch eine entsprechende kubische Kurve dargestellt ist.
Dann wird ein jedem Abschnitt entsprechender, einstellbarer Entzerrer bekannter Art vorgesehen, wel cher eine solche Kennlinie aufweist, dass jeder Abschnitt der gewünschten Entzerrungskennlinie aus Abschnit ten der Kennlinien von vier solchen einstellbaren Ent- zerrern aufgebaut wird, wie dies nachstehend ausführ licher dargestellt wird. Es zeigt sich, dass die Einstel lungen der Entzerrer nahezu unabhängig voneinan der sind.
Obwohl eine grössere Entzerrungsgenauigkeit theo retisch durch Verwendung von Gleichungen höherer Ordnung als der dritten zur Nachbildung jedes Ab schnittes der erforderlichen Kennlinie erreicht werden kann, ist in der Praxis die tatsächlich erzielte Verbesse rung so klein, dass sich die zusätzliche Komplizierung nicht rechtfertigen lässt.
Nachstehend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung beispielsweise näher beschrieben.
In der Zeichnung zeigt die Fig. 1 eine Kurve, welche einen Teil einer nach zubildenden Entzerrungskennlinie und einen Teil einer kubischen Kurve darstellt, welche sich dem genannten Kennlinienabschnitt weitgehend nähert; die Fig. 2 mehrere Kurven zur Erläuterung der Grundlage der Erfindung; die Fig. 3 ein Beispiel einer Kennlinie, welche ein Entzerrer benötigt, damit der Erfindungszweck erreicht werden kann;
die Fig. 4 verschiedene Kurven zur Erläuterung der Kombinierung von Entzerrerkennlinien; die Fig. 5 ein Diagramm zur Erläuterung eines Ver fahrens zur Gruppierung von Entzerrern; die Fig. 6 eine elementare Schaltung, welche die Verwendung eines Entzerrers zeigt; die Fig. 7 ein Schema einer Form eines Entzerrers; die Fig. 8 eine durch den Entzerrer der Fig. 7 er zeugte Kennlinie;
die Fig. 9 eine Schaltung, welche eine Gruppe von Entzerrern verwendet; und die Fig. 10 ein Blockschema einer vollständigen Ent- zerrungsanordnung.
Die ausgezogene Linie 51 in der Fig. 1 stellt einen Abschnitt der Kennlinie dar, welche ein Entzerrer in einem besonderen Falle aufweisen soll. Die Achsen 0X und 0Y stellen die Frequenz beziehungsweise die Am plitude z. B. in Volt dar. Der Ursprung O liegt bei der Mittelfrequenz F des gezeigten Abschnittes der Kurve.
Es sind vier Ordinaten bei den Frequenzen F-3f, F-f, F+f bzw. F+3f eingezeichnet, welche die Kurve in den Punkten<I>A, B,</I> C und<I>D</I> schneiden, und die Werte der Ordinaten dieser Punkte sind<I>a, b,</I> c bzw.<I>d.</I> In der Praxis wird die Frequenzdifferenz 2f zwischen benach barten Ordinaten entsprechend der gewünschten Ent- zerrungsgenauigkeit gewählt; sie kann aber auch durch gewisse andere Überlegungen bestimmt werden.
Das vorliegende Verfahren beruht auf der Erkennt nis, dass der dargestellte Kurvenabschnitt in einem vernachlässigbaren Ausmass von der durch die nach folgende Gleichung (1) dargestellten kubischen Kurve abweicht <I>y</I> =p+qx+rx2+sx3 <I>(1)</I> in welcher die Koeffizienten <I>p, q,</I> r und s durch die Werte der vier Ordinaten <I>a, b,</I> c und<I>d</I> bestimmt sind.
Indem man in der Gleichung (1) nacheinander die Substitutionen<I>x = -3f, y = a; x = f, y = b; x =</I> +f, <I>y = c</I> und<I>x =</I> + <I>3f, y = d</I> vornimmt, ergeben sich die vier Koeffizienten wie folgt:
<I>p =</I> (-a+9b+9c-d)/16 <I>(2)</I> <I>q =</I> (a-27b+27c-d)/48f' <I>(3)</I> <I>r =</I> (a-b-c+d)/16f2 <I>(4)</I> <I>s =</I> (-a+3b-3c+d)/48.f <I>(5)</I> Die Gleichung (1) mit den durch die Gleichungen (2) bis (5) gegebenen Werten für die Koeffizienten stellt in der Fig. 1 die gestrichelte Kurve 52 dar, welche durch die vier Punkte<I>A, B,</I> C und<I>D</I> verläuft, aber an den anderen Stellen leicht von der Kurve 51 abweicht. Die nachfolgende Diskussion erklärt, wie die Kurve 52 mit Hilfe von einstellbaren Entzerrern erzielt wird.
Zunächst wird der Abschnitt der Kurve 52 zwischen den Ordinaten b und c betrachtet. In der Gleichung (1) setzt man<I>x</I> =,af, wo y zwischen +1 und -1 liegt. Mit den durch die Gleichungen (2) bis (5) gegebenen Wer ten für die vier Koeffizienten erhält man:
<I>y</I> =-a(3-H) (1-H2)/48+b (1-A) (9-H2)/16 +c(1+A) (9-H2)/16-d (3+H) (1-H2)/48 (6) Die Ordinate y setzt sich somit zusammen aus der Summe gewisser Bruchteile der Ordinaten<I>a, b,</I> c und <I>d,</I> und man erkennt, dass die Anteile der Ordinaten<I>a</I> und d negativ sind.
Die Koeffizienten von<I>a, b</I> und c der Gleichung (6) sind in der Fig. 2 in Funktion von H dargestellt, wobei die entsprechenden Kurven mit<I>a, b</I> und c bezeichnet sind. Die Kurve b hat einen Maximalwert 1 für H = -1 und den Wert Null für H = +1. Ihr Wert ist gleich 9/16 für H = 0. Die Kurve c ist das Spiegelbild der Kurve<I>b</I> an der Achse<I>O Y.</I> Die Kurve<I>a</I> hat den Wert Null für ,u <I>= +1</I> und H <I>= -1</I> und einen maximalen negativen Wert von etwas mehr als<B>1/</B> 16 für einen ange näherten Wert H = -0,25.
Die Kurve für den Koeffi- zienten <I>von d</I> in der Gleichung (6) ist das Spiegelbild der Kurve a an der Achse O Y und ist nicht dargestellt, um die Figur nicht zu komplizieren.
Es soll nun die Kennlinie der Fig. 3 betrachtet wer den. Diese wird aus der Fig. 2 gewonnen, indem man die Abszissen mit f multipliziert und die Kurve c nach links um 2f und die Kurve a nach rechts um 2f ver schiebt und links der Kurve c die Kurve d hinzufügt.
Diese Kennlinienkurve kann mit grosser Annähe rung durch eine bekannte Art eines einstellbaren Ent- zerrers erzeugt werden, wobei die Höhen der mittleren Spitzen und der Abschnitte a und d bezüglich der Achse XOX durch die Einstellung eines Widerstandes im gleichen Verhältnis geändert werden können. Es ist jedoch zu erwähnen, dass im Falle des einstellbaren Entzerrers die Abschnitte<I>a</I> und<I>d</I> bei den Frequenzen 3 f und -5f nicht tatsächlich den Wert Null durch laufen, sondern bei Frequenzen, welche von der Achse 0Y weiter entfernt sind, wie dies die Fig. 8 zeigt, wel che später erläutert wird.
Dieser Unterschied ist jedoch vernachlässigbar, da die Höhen der Abschnitte<I>a</I> und<I>d</I> verglichen mit der Höhe der mittleren Spitze klein sind.
Um den Abschnitt der Kurve 52 (Fig. 1) zwischen den Ordinaten b und c zu erzeugen, werden daher vier einstellbare Entzerrer der eben beschriebenen Art ver wendet, deren mittlere Spitzen bei den Frequenzen -3f, f, +f und + 3f liegen, wie dies die Fig. 4 zeigt, welche in etwas kleinerem Massstab dargestellt ist als die Fig. 3. Die Abschnitte der vier Entzerrerkennlinien, welche zwischen den Ordinaten b und c liegen, sind durch aus gezogene Linien dargestellt, während der verbleibende Teil jeder Kennlinie gestrichelt dargestellt ist.
Man erkennt somit, wie die in der Fig. 2 dargestellte Super position im Bereich zwischen den Ordinaten b und c erhalten wird.
Der Übersicht halber sind in der Fig. 4 die vier Entzerrerkennlinien, welche den Ordinaten<I>a, b</I> und c entsprechen, mit gleichen Höhen dargestellt, aber in der Praxis werden diese auf die tatsächlichen Höhen dieser Ordinaten gemäss Fig. 1 eingestellt.
Bisher ist nur der zwischen den Ordinaten b und c liegende Bereich behandelt worden. Um die ganze Kennlinie zu entzerren, wird eine Anzahl äquidistanter über den ganzen Frequenzbereich verteilter Ordinaten gewählt und für jede Ordinate ein getrennter Entzerrer vorgesehen, dessen zentrale Spitze bei der entsprechen den Frequenz liegt. Dann liefert jede Gruppe von vier Entzerrern mit ihren Spitzen bei benachbarten Fre quenzen die Entzerrung für den Bereich, welcher zwi schen einem entsprechenden Paar von Ordinaten, wie z. B. b und c, liegt, und zwar wie dies unter Bezugnahme auf die Fig. 4 dargelegt wurde.
In der Praxis wird jeder Entzerrer so eingestellt, dass er bei der entsprechenden Spitzenfrequenz die richtige Entzerrung erzeugt. Dies ist richtig, weil alle Anteile der anderen Ordinaten bei dieser Frequenz gleich Null sind. Somit kann die ganze Entzerrungskurve erzeugt werden, indem man alle Entzerren systematisch der Reihe nach einstellt, und daher wird die Wechselwir kung der Einstellungen zwischen verschiedenen Ent- zerrern nur klein sein. Nachdem alle Entzerren einge stellt worden sind, kann es möglicherweise nötig sein, die Einstellungen noch einmal zu überprüfen und kleine Änderungen vorzunehmen.
Falls die durch das eben beschriebene Verfahren erzielte Entzerrung nicht genügend genau ist, und zwar wegen der kleinen Fehler, die sich durch die Annahme einer kubischen Kennlinie und auch durch kleine Unterschiede zwischen den tatsächlichen Kennlinien der Entzerren und der gewünschten, in der Fig. 3 ge zeigten Kennlinie ergeben, kann eine zweite Gruppe von Entzerrernetzwerken mit einem kleineren Ein stellbereich vorgesehen werden, deren Spitzen bei Or dinaten liegen, welche in der Mitte zwischen den Ordi naten<I>a, b,</I> e, <I>d,</I> usw. liegen, wo die grössten Fehler der ersten Einstellung zu erwarten sind.
Nachdem die erste grobe Einstellung mit dem ersten Satz von Entzerrern in der beschriebenen Weise durchgeführt worden ist, wird eine Feineinstellung mit dem zweiten Satz von Entzerrern vorgenommen.
Dieses Prinzip kann selbstverständlich durch Ver wendung weiterer Sätze von Entzerrern erweitert wer den, von denen jeder dazu verwendet wird, die nach der Einstellung des vorangehenden Satzes verbleiben den Fehler zu vermindern. Obwohl es scheinen mag, dass dieses Vorgehen die Verwendung einer grossen Anzahl von Entzerrern benötigt, ist dies doch nicht notwendigerweise der Fall. Der Vorteil einer Grob einstellung und einer Feineinstellung kann ohne Ver grösserung der Anzahl von Entzerrern erreicht werden. Um dies verständlich zu machen, soll angenommen werden, dass die ganze Kennlinie durch n Ordinaten in Abschnitte unterteilt wird.
Dann kann der erste Satz von Entzerrern, welcher der Grobeinstellung dient, die Hauptspitzen bei den Frequenzen der ungeradzah- ligen Ordinaten aufweisen, während der zweite, der Feineinstellung dienende Satz die Hauptspitzen bei den Frequenzen der geradzahligen Ordinaten aufweist. In einem besonderen Falle kann n gleich 11 sein, in wel chem Fall der erste Satz sechs Entzerren und der zweite Satz fünf Entzerren aufweist.
Es sind andere Gruppierungs-Anordnungen für die Entzerrung möglich. So zeigt z. B. die Fig. 5 ein Dia gramm eines Falles, in welchem siebzehn Ordinaten und 4 Sätze von Entzerrern vorhanden sind. Die 17 Ordinaten sind mit den entsprechenden Frequenzen bezeichnet, und ein Kreuz zeigt die Spitzenfrequenz eines Netzwerkes in jedem Satz an. Der Satz I, welcher die gröbste Einstellung liefert, weist drei Entzerren auf, deren Spitzen bei den Frequenzen F1, F, und F,., liegen. Der Satz II, welcher eine weniger grobe Einstellung liefert, weist zwei Entzerren auf, deren Spitzen bei F5 und F13 liegen.
Der Satz III weist vier Entzerrer mit den Spitzen bei F3, F7, F11 und F15 und ergibt eine feinere Einstellung. Der Satz IV weist schliesslich acht Entzer ren auf, deren Spitzen bei den geradzahligen Frequen zen liegen, und liefert die feinste Einstellung. Die ge samte Anzahl der Entzerren ist somit 17. Selbstver ständlich könnte man diese Entzerren alle in einem Satz unterbringen und der Reihe nach so einstellen, wie dies anhand der Fig. 4 beschrieben worden ist, was aber zu weniger guten Ergebnissen führen würde als die Ver wendung der Anordnung nach Fig. 5.
Es ist klar, dass auch andere systematische Gruppierungen von Ent- zerrern möglich sind.
Während für die vorstehende Beschreibung ange nommen wurde, dass die erforderliche Entzerrungs- kennlinie durch äquidistante Ordinaten in Abschnitte unterteilt ist, brauchen die Ordinaten nicht notwen digerweise äquidistant zu sein. Es kann möglich sein, dass die Kennlinie eine solche Form aufweist, dass in gewissen Teilen des Frequenzbereiches ein kleinerer Ordinatenabstand wünschbar ist als in anderen.
Es sollte jedoch dafür gesorgt werden, dass der Ordinaten abstand von einem Teil der Kennlinie zu einem anderen allmählich ändert, d. h. der Ordinatenabstand sollte nicht plötzlichen Änderungen unterworfen sein.
Es ist hinzuzufügen, dass die Ausbildung der Ent zerren vereinfacht wird, wenn die Ordinaten auf einer logarithmischen Frequenzskala gleiche Abstände auf weisen, und derartige Abstände können auch aus ande ren Gründen zweckmässig sein.
Es ist zu bemerken, dass die Kurve 51 der Fig. 1 durch Verwendung einer Kurve höherer Ordnung als der dritten besser nachgebildet werden könnte, aber die für die Entzerren erforderliche Kennlinie würde komplizierter und die parktische Verbesserung ver- nachlässigbar sein, wenn man die zulässigen Annähe rungen in Betracht zieht. Wenn z.
B. eine Kurve fünfter Ordnung verwendet würde, die von einer Gruppe von sechs Ordinaten abgeleitet ist, dann wäre die für die Entzerren erforderliche Kennlinie gleich derjenigen der Fig. 3 mit zwei zusätzlichen kleinen positiven Schleifen zwischen den Frequenzen +3f und -3- 5f und zwischen den Frequenzen -5f und -7f. Die Höhen dieser Schlei fen wären ungefähr l/256 mal der Höhe der zentralen Spitze, d. h. weniger als 0,4% dieser Höhe.
Ein Ent- zerrungsnetzwerk, welches diese Kennlinien nachbildet, ist ziemlich kompliziert, und der Unterschied zwischen dieser Kennlinie und derjenigen der Fig. 3 wäre wahr scheinlich kleiner als die unvermeidlichen Fehler und Schwankungen. Auf jeden Fall kann dieser Abschnitt ohne Mühe mit Hilfe eines Satzes von Entzerrern zum Verschwinden gebracht werden, welche in der beschrie benen Weise eine Feineinstellung ergeben.
Es ist zu bemerken, dass in den vorliegenden Unter lagen unter einer Kurve der tuten Ordnung eine Kurve zu verstehen ist, in welcher die Abhängigkeit der Amplitude (y) von der Frequenz (x) durch die fol gende Gleichung gegeben ist: y =a+bx+cx2+ .. .+vxm-1+wxm. Die Fig. 6 zeigt die Art, auf welche ein variabler Entzerrer verwendet wird, um eine Kennlinie gemäss der Fig. 3 zu erzeugen. Der Entzerrer 1 verhält sich wie eine variable zweipolige Impedanz mit den Klemmen 2 und 3.
Der Entzerrer 1 ist mit einem Widerstand 28 vom Widerstandswert R3 in Reihe geschaltet, und diese Reihenschaltung liegt parallel zu einer Quelle 4 mit dem Innen-Widerstand R, und zu einem Belastungs kreis, welcher ebenfalls einen Widerstand Ro aufweist. Der Entzerrer 1 kann z. B. eine Schaltung gemäss Fig. 7 aufweisen. Diese ist ein überbrücktes T-Netzwerk mit konstantem Widerstand, dessen Wellenwiderstand <I>R =</I> R,-R3 ist, und welches durch einen variablen Widerstand 6 abgeschlossen ist.
Wenn der Widerstand 6 auf den Wert R eingestellt ist, dann ist die an den Klemmen 2 und 3 auftretende Impedanz bei allen Fre quenzen gleich R. Mit dieser Impedanz erzeugt der Entzerrer 1 einen konstanten Verlust von ungefähr 3,5 db in der Schaltung nach Fig. 6. Dieser Verlust von 3,5 db wird in dieser besonderen Anordnung als Grundverlust bezeichnet.
Das Netzwerk der Fig. 7, welches einen konstanten Widerstand aufweist, enthält zwei Serienwiderstände 7 und 8, welche je einen Widerstandswert R haben, weiter einen Querarm, bestehend aus zwei in Serie geschalte ten Widerständen 9 und 10, deren Widerstandswerte R, und R2 sind, wobei der Widerstand 10 durch einen Parallel-Resonanzkreis überbrückt ist, welcher eine Induktivität 11 vom Wert L und einen Kondensator 12 mit einer Kapazität C aufweist.
Ferner enthält das Netzwerk einen Brückenarm, bestehend aus zwei paral lel geschalteten Widerständen 13 und 14, wobei mit dem Widerstand 14 ein aus einem Kondensator 15 und einer Induktivität 16 bestehender Serie-Resonanzkreis in Serie geschaltet ist. Die Elemente 13-16 sind bezüg lich der Elemente 9-12 reziprok, und zwar bezüglich des Widerstandes R, so dass die Widerstände 13 und 14 einen Widerstandswert von R2/R, bzw. R2/R, aufwei sen und die Kapazität des Kondensators 15 den Wert L/R2 und die Induktivität 16 den Wert CR2 aufweisen.
Die beiden Resonanzkreise sind auf die für die Spitzen der Kurve nach Fig. 3 gewünschte Frequenz abgestimmt. Bei dieser Frequenz verhält sich das Netz werk praktisch so, wie wenn es nur aus Ohmschen Elementen bestehen würde. Wenn der Widerstandswert r des Widerstandes 6 auf den Wert R eingestellt wird, weist das Netzwerk wie bereits erwähnt an den Klem men 2 und 3 bei allen Frequenzen eine Impedanz R auf und erzeugt einen Verlust von 3,5 db.
Die Fig. 8 zeigt die Kennlinie des Entzerrers nach Fig. 7. Diese Kurve ist ähnlich derjenigen der Fig. 3, mit der Ausnahme, dass die Ordinaten den Verlust in db darstellen, wenn der Entzerrer gemäss Fig. 6 ange schlossen ist. Die gestrichelte Linie ZZ entspricht der Null-Linie XOX der Fig. 3 und stellt den Grundverlust von 3,5 db dar, welcher sich für<I>r</I> = R ergibt.
Wenn<I>r</I> auf irgendeinen Wert eingestellt wird, welcher grösser als R ist, wird die Impedanz des Entzerrers bei der Spitzenfrequenz F erhöht und der Verlust bei dieser Frequenz vermindert, wobei die Verluständerung bei anderen Frequenzen im Bereich<I>F+ 2f</I> bis F-2f kleiner ist, wie dies die Fig. 8 zeigt. Im Frequenzbereich<I>F+<B>2f</B></I> bis F+<I>4f</I> und F-2f bis F-4f wird der Verlust in einem geringen Ausmass über den Grundverlust erhöht, wenn r grösser als R gewählt wird.
Die Höhen der zentralen Hauptspitze und der beiden kleinen Seitenspitzen hängen vom Wert r ab und sind ein Maximum, wenn r unendlich ist, und die Haupt formen der Kurve bleiben bestehen, wenn r verändert wird. Mit anderen Worten bewirkt die Einstellung von r eine Änderung der vertikalen Skala der Kurve. Wenn r kleiner als R ist, wird die Kurve umgekehrt. Der Be reich der Änderung des Verlustes infolge einer Ein stellung von r hängt von der Wahl von R3 (Fig. 6) ab, und somit kann der Widerstand z. B. so gewählt wer den, dass der genannte Änderungsbereich + 3 db be züglich des Grundverlustes von 3,5 db beträgt.
Dies genügt für zahlreiche praktische Fälle. Wenn aber eine grössere Änderung erforderlich ist, kann der Entzerrer der Fig. 7 so ausgelegt werden, dass er eine kleinere Wellenimpedanz aufweist. Wenn z. B. R3 und R so gewählt werden, dass R3+R = R,/2 ist, dann beträgt der Grundverlust in der Schaltung nach Fig. 6 ungefähr 6 db, wobei durch geeignete Wahl von R3 ein Einstellbereich von 5,5 db bezüglich des Grund verlustes erhalten werden kann.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 7 wurde bereits erwähnt, dass die beiden Resonanzkreise auf die Spit zenfrequenz abzustimmen sind. Es ist nötig, die Schal tungselemente in geeigneter Weise zu bemessen, um für die in der Fig. 8 gezeigte Kennlinie die gewünschte Form zu erhalten. Dies erfolgt in der Praxis am zweck mässigsten durch Versuche mit Hilfe von Sätzen von Kurven, welche die Kennlinien des Netzwerkes der Fig. 7 für verschiedene Werte der Elemente darstellen. Dies ist ein Verfahren, welches bei der Ausbildung von Entzerrern allgemein angewendet wird.
In einem besonderen Fall hatten die Elemente des Netzwerkes der Fig. 7 die folgenden Werte, wobei die Widerstände 14 und 10 weggelassen wurden:
EMI0004.0070
R <SEP> = <SEP> 45.3 <SEP> Ohm <SEP> R, <SEP> = <SEP> 75 <SEP> Ohm
<tb> R, <SEP> = <SEP> 5.04 <SEP> Ohm <SEP> R3 <SEP> = <SEP> 29.7 <SEP> Ohm
<tb> L <SEP> = <SEP> 0.637 <SEP> ,uH
<tb> C <SEP> = <SEP> 0.00159 <SEP> ,uF Mit diesen Werten wird ein Änderungsbereich von ungefähr -# 3 db bezüglich des Grundverlustes erhal ten. Die dieser Wahl von Werten entsprechenden Werte für Fund f betrugen 5 bzw. 0,65 MHz.
Die Fig. 6 zeigt, wie ein einzelner Entzerrer ange schaltet werden kann, um die entsprechende Entzerrer- kennlinie zu erzeugen, und es ist klar, dass alle Ent- zerrer, welche für die Entzerrung eines vollständigen Frequenzbereiches benötigt werden, in eine Reihe von Schaltungen gemäss Fig. 6 geschaltet werden könnten, die ihrerseits über Trenn-Verstärker in Kaskade ge schaltet sind, um die richtigen Impedanzbeziehungen beizubehalten. Dies führt jedoch zu einer unnötig kom plizierten Anordnung.
Die Fig. 9 zeigt eine einfachere Anordnung für den besonderen, oben erwähnten Fall, in welchem die erforderliche Kennlinie durch 11 Ordi naten aufgeteilt ist, die den Frequenzen F,<B><I>-</I></B>F" entspre chen, und in welchem sechs Entzerrer bei den mit einer ungeraden Zahl bezeichneten Frequenzen für die grobe Einstellung und fünf Entzerrer bei den geradzahligen bezeichneten Frequenzen für die Feineinstellung ver wendet werden. Die Vereinfachung ergibt sich aus der Tatsache, dass jeder Entzerrer und der Widerstand 28 bei von der Spitzenfrequenz entfernten Frequenzen praktisch eine Impedanz Ro aufweist.
Somit kann in der Fig. 6 die Quellenimpedanz und die Belastungsimpedanz durch zwei der anderen Ent- zerrer dargestellt werden. Die entsprechende Anord nung ist in der Fig. 9 dargestellt, welche zwei Verstär ker 17 und 18 aufweist, die durch zwei Leiter mitein ander verbunden sind, die durch drei Entzerrer 19, 20 und 21 überbrückt sind, welche so ausgelegt sind, dass ihre Spitzenfrequenzen F1, F5 und F9 sind.
Selbstver ständlich liegen mit den Entzerrern die dem Wider stand 28 der Fig. 6 entsprechenden Widerstände in Serie, welche in der Fig. 9 nicht gezeigt sind. Der Ver stärker 17 weist eine Ausgangsimpedanz auf, welche, verglichen mit R., gross ist, und der Verstärker 18 hat eine Eingangsimpedanz, welche, verglichen mit Ro, ebenfalls gross ist.
Eine zweite Gruppe von drei Entzerrern mit den Spitzenfrequenzen F3, F7 und F" ist genau gleich an geordnet wie in der Fig. 9.
Die fünf Entzerrer für die Feineinstellung, deren Spitzen bei den geradzahlig bezeichneten Frequenzen liegen, können in einer Gruppe zwischen zwei Verstär kern in der gleichen Weise wie in Fig. 9 angeordnet werden. In diesem Fall beträgt der Grundverlust nun ungefähr 2 db, da die Abschlussimpedanzen nun den Wert R./2 anstatt Ro aufweisen. Dadurch ergibt sich ein ziemlich kleinerer Einstellbereich für jeden Ent- zerrer, aber dies ist ohne weiteres annehmbar, da die durch die Feineinstellung zu kompensierenden Fehler klein sind.
Die vollständige Entzerreranordnung für den ge nannten Frequenzbereich ist in der Fig. 10 dargestellt. Der Block 22 stellt die drei Entzerrer 19, 20 und 21 der Fig. 9 dar, welche zwischen den beiden Verstärkern 17 und 18 liegen. Ein weiterer Block 23, welcher die oben erwähnte andere Gruppe von drei Entzerrern mit den Spitzenfrequenzen F3, F7 und F" darstellt, ist zwischen die Verstärker 18 und 24 geschaltet.
Ein Block 25, wel cher die Gruppe von fünf Entzerrern mit den gerad- zahlig bezeichneten Spitzenfrequenzen darstellt, ist zwischen den Verstärker 24 und einen Verstärker 26 geschaltet. Mit dem Ausgang des Verstärkers 26 ist ein einstellbares Dämpfungsnetzwerk 27 verbunden. Die Eingangsimpedanz der Verstärker 24 und 26 und die Ausgangsimpedanz der Verstärker 18 und 24 sind ver glichen mit R3 gross.
Die ganze in der Fig. 10 dargestellte Anordnung wird an einer geeigneten Stelle des zu entzerrenden (nicht gezeigten) Stromkreises eingeschaltet, und die Eingangsimpedanz des Verstärkers 17 und die Aus- gangsimpedanz des Verstärkers 26 und die Wellen impedanz des Netzwerkes 27 sind so gewählt, dass sie an der Einfügungsstelle der Entzerreranordnung in den Stromkreis eine Impedanzanpassung gewährleisten.
Falls der Wert r des Widerstandes 6 jedes Entzerrers der Fig. 10 gleich R gewählt wird, dann bewirkt die Anordnung eine gesamte Grunddämpfung (oder Ver stärkung), welche für alle Frequenzen konstant ist. Es ist erwünscht, dass diese gesamte Grunddämpfung (oder Verstärkung) so ist, dass zur Entzerrung des be trachteten Stromkreises die Maximal- und Minimal- Einstellungen der Entzerrer gleich und entgegenge setzt sind. Dies ist der Grund für die Verwendung des einstellbaren Netzwerkes 27. Dieses könnte weggelas sen werden, falls einer oder mehrere der Verstärker einen einstellbaren Verstärkungsgrad aufweisen.
Bei der Einstellung der Entzerrungsanordnung ge mäss Fig. 10 wird eine Quelle, welche eine Prüffrequenz liefert, mit dem Sendeende des zu entzerrenden Strom kreises und mit dem Empfangsende ein Detektor ver bunden. Die Quelle kann Signale mit den Frequenzen F1 bis F, entweder einzeln liefern, in welchem ein De tektor mit flacher Kennlinie verwendet werden kann, oder diese Frequenzen gleichzeitig liefern, in welchem Fall ein Detektor zu verwenden ist, welcher der Reihe nach auf jede der gegebenen Frequenzen abgestimmt werden kann.
Die Entzerrer werden vorzugsweise in der Reihenfolge F1, F3, F5, F7, Fo, F", F2, <I>F4,</I> F6, F3, Flo eingestellt, so dass bei allen Frequenzen ein gleichför miger Ausgangspegel vom Detektor erhalten wird. Es kann nötig sein, die Einstellungen noch einmal zu wiederholen, um das beste Ergebnis zu erzielen.
Die Einstellung wird vereinfacht, wenn diese in der Weise geschieht, dass F1 richtig eingestellt ist, wenn F3 die gleiche Einstellung aufweist wie F1, und F3 richtig ein gestellt ist, wenn F5 die gleiche Einstellung aufweist wie F3, usw.
Anderseits kann die Prüfquelle ein Signal liefern, dessen Frequenz periodisch über den ganzen Frequenz bereich schwankt. In diesem Fall sollte der Detektor eine Kathodenstrahlröhre aufweisen, auf welcher die Kennlinie des Stromkreises zur Abbildung kommt. Die Einstellung der entsprechenden Entzerrer erfolgt dann in der oben erwähnten Reihenfolge, so dass eine flache Gesamtkennlinie erhalten wird. In diesem Falle ist es nicht nötig, dass die Anzeigevorrichtung eine sehr grosse Ansprechgenauigkeit aufweist, da die schliesslich ein gestellte Kennlinie flach ist.
Die Wahl des besonderen Vorgehens kann davon abhängen, ob der zu entzerrende Stromkreis in Betrieb steht oder nicht. Falls er in Betrieb steht, müssen ein zelne Prüffrequenzen verwendet werden, welche in den Zwischenräumen zwischen den Kanalbändern liegen, und dieser Umstand kann die Wahl der Frequenzen F,. bis F" beeinflussen, welche unter Umständen unter sich gleiche Abstände aufweisen müssen. Es ist auch nötig, einen abstimmbaren Detektor zu verwenden, um die Kanalfrequenzen abzuhalten.
Es ist zu erwähnen, dass die beschriebene Entzer- reranordnung dazu verwendet werden kann, nur einen Teil des Frequenzbandes eines Stromkreises zu ent zerren, ohne den anderen Teil zu beeinflussen. Diese Tatsache erweist sich im Falle einer Breitbandanlage als nützlich, in welcher ein Teil des Bandes als Ge sprächskanal und der andere Teil für Fernsehsignale verwendet wird. Der für das Fernsehen verwendete Teil kann ohne Beeinflussung des anderen Teils ent zerrt werden.
In der Beschreibung wurde bisher angenommen, dass die Entzerrer als Nebenschlusselemente verwendet werden. In der Schaltung nach Fig. 6 könnte der Ent- zerrer 1 jedoch auch in Serie mit der Quelle 4 und der Belastung 5 geschaltet sein. Der Grundverlust wäre wiederum 3,5 db, aber der Entzerrer würde im umge kehrten Sinn arbeiten, d. h. der Widerstand 6 (Fig. 7) wäre zu vermindern, um den Verlust bei der Spitzen frequenz zu vermindern.
Die Elemente 4 und 5 könnten durch andere Entzerrer ersetzt werden, in welchem Fall die drei Entzerrer 19, 20 und 21 der Fig. 9 zwischen die beiden Verstärker 17 und 18 in Reihe zu schalten wären. Die Verstärkerimpedanzen könnten in diesem Falle gegenüber R, klein sein. Die Reihenanordnung ist jedoch eher weniger zweckmässig als die Neben schlussanordnung.
In der Fig. 7 ist als Beispiel eine besondere Art von Entzerrer dargestellt. An seiner Stelle könnte jedoch irgendeine geeignete Art von Entzerrer mit geeigneter Kennlinie verwendet werden. Der Entzerrer könnte z. B. elektromechanische Resonanzelemente oder Ele mente mit verteilten Leitungskennwerten aufweisen.
Es ist auch zu erwähnen, dass der Widerstand 28 (R3) der Fig. 6 möglicherweise nicht immer benötigt wird und daher in Fortfall kommen kann.
Method for equalizing electrical signal transmission channels The present invention relates to a method for equalizing electrical signal transmission channels.
The equalization of transmission channels has been used in practice for many years. In the case of long transmission links, which have a wide frequency band to transmit and in which a large number of amplifiers can be present, it is often necessary to provide adjustable equalization means, since the transmission characteristic of the channel may not be exactly known and may change over time can. A device which has been proposed to solve the problem is known under the name cosine equalizer and in an article by R. W. Ketchledge and T. R. Finch in the Bell System Technical Journal in July 1953 from page 833 be written.
However, this device has the disadvantage that if the desired equalization characteristic is to be set quickly, the necessary equipment is complicated and expensive. Another practical difficulty is that the equipment must receive information from the whole frequency band in order to be able to adjust the adjustable elements, and this means that the adjustments of the elements are not independent of each other.
The present invention aims to solve the problem in a simpler way, so that the two above-mentioned objections or disadvantages are largely alleviated. A preferred solution is based on the fact that part of an equalization characteristic can be represented approximately by an equation which contains a power series of the frequency. In practice it is usually not necessary to use a higher order equation than the third. The equalization characteristic is divided into a number of adjacent sections, each of which is represented by a corresponding cubic curve.
An adjustable equalizer of known type corresponding to each section is then provided, which has a characteristic curve such that each section of the desired equalization characteristic is built up from sections of the characteristics of four such adjustable equalizers, as will be explained in more detail below. It can be seen that the equalizer settings are almost independent of one another.
Although greater accuracy of equalization can theoretically be achieved by using equations of a higher order than the third to simulate each section of the required characteristic, in practice the improvement actually achieved is so small that the additional complication cannot be justified.
The invention is described in more detail below with reference to the drawing, for example.
In the drawing, FIG. 1 shows a curve which represents part of an equalization characteristic curve to be formed and part of a cubic curve which largely approximates said characteristic curve section; 2 shows several curves for explaining the basis of the invention; 3 shows an example of a characteristic curve which an equalizer needs in order that the purpose of the invention can be achieved;
4 shows various curves for explaining the combination of equalizer characteristic curves; 5 is a diagram for explaining a method for grouping equalizers; Fig. 6 is an elementary circuit showing the use of an equalizer; Figure 7 is a schematic of one form of equalizer; FIG. 8 shows a characteristic curve generated by the equalizer of FIG. 7;
Fig. 9 shows a circuit using a group of equalizers; and FIG. 10 shows a block diagram of a complete equalization arrangement.
The solid line 51 in FIG. 1 represents a section of the characteristic curve which an equalizer should have in a particular case. The axes 0X and 0Y represent the frequency or the Am plitude z. B. in volts. The origin O is at the center frequency F of the portion of the curve shown.
Four ordinates are drawn in at the frequencies F-3f, Ff, F + f and F + 3f, which represent the curve at points <I> A, B, </I> C and <I> D </I> intersect, and the values of the ordinates of these points are <I> a, b, </I> c and <I> d. </I> In practice, the frequency difference 2f between adjacent ordinates is corresponding to the desired equalization accuracy elected; but it can also be determined by certain other considerations.
The present method is based on the knowledge that the curve section shown deviates to a negligible extent from the cubic curve shown by the following equation (1) <I> y </I> = p + qx + rx2 + sx3 <I> (1) </I> in which the coefficients <I> p, q, </I> r and s are represented by the values of the four ordinates <I> a, b, </I> c and <I> d </ I> are intended.
By successively adding the substitutions <I> x = -3f, y = a; in equation (1); x = f, y = b; x = </I> + f, <I> y = c </I> and <I> x = </I> + <I> 3f, y = d </I> results in the four coefficients as follows:
<I> p = </I> (-a + 9b + 9c-d) / 16 <I> (2) </I> <I> q = </I> (a-27b + 27c-d) / 48f '<I> (3) </I> <I> r = </I> (ab-c + d) / 16f2 <I> (4) </I> <I> s = </I> ( -a + 3b-3c + d) /48.f <I> (5) </I> The equation (1) with the values for the coefficients given by the equations (2) to (5) represents in FIG. 1 shows the dashed curve 52, which runs through the four points <I> A, B, </I> C and <I> D </I>, but deviates slightly from curve 51 at the other points. The following discussion explains how curve 52 is achieved with the aid of adjustable equalizers.
First, the section of curve 52 between ordinates b and c is considered. In equation (1), <I> x </I> =, af, where y lies between +1 and -1. With the values for the four coefficients given by equations (2) to (5), one obtains:
<I> y </I> = -a (3-H) (1-H2) / 48 + b (1-A) (9-H2) / 16 + c (1 + A) (9-H2) / 16-d (3 + H) (1-H2) / 48 (6) The ordinate y is thus composed of the sum of certain fractions of the ordinates <I> a, b, </I> c and <I> d, </I> and you can see that the proportions of the ordinates <I> a </I> and d are negative.
The coefficients of <I> a, b </I> and c in equation (6) are shown in FIG. 2 as a function of H, the corresponding curves being denoted by <I> a, b </I> and c are. The curve b has a maximum value 1 for H = -1 and the value zero for H = +1. Its value is equal to 9/16 for H = 0. The curve c is the mirror image of the curve <I> b </I> on the axis <I> O Y. </I> The curve <I> a </ I > has the value zero for, u <I> = +1 </I> and H <I> = -1 </I> and a maximum negative value of slightly more than <B> 1 / </B> 16 for an approximate value H = -0.25.
The curve for the coefficient <I> of d </I> in equation (6) is the mirror image of curve a on the axis O Y and is not shown in order not to complicate the figure.
It is now the characteristic of Fig. 3 considered who the. This is obtained from FIG. 2 by multiplying the abscissas by f and shifting curve c to the left by 2f and curve a to the right by 2f and adding curve d to the left of curve c.
This characteristic curve can be generated with a close approximation by a known type of adjustable equalizer, the heights of the central peaks and the sections a and d with respect to the axis XOX can be changed in the same ratio by setting a resistor. However, it should be mentioned that in the case of the adjustable equalizer, the sections <I> a </I> and <I> d </I> do not actually run through the value zero at frequencies 3f and -5f, but rather at frequencies which are further away from the axis 0Y, as shown in FIG. 8, which will be explained later.
However, this difference is negligible because the heights of the sections <I> a </I> and <I> d </I> are small compared to the height of the central peak.
In order to generate the section of curve 52 (Fig. 1) between the ordinates b and c, four adjustable equalizers of the type just described are used, the mean peaks of which are at the frequencies -3f, f, + f and + 3f, as shown in FIG. 4, which is shown on a slightly smaller scale than FIG. 3. The sections of the four equalizer characteristic curves which lie between the ordinates b and c are shown by solid lines, while the remaining part of each characteristic curve is shown in broken lines is shown.
It can thus be seen how the super position shown in FIG. 2 is obtained in the area between the ordinates b and c.
For the sake of clarity, the four equalizer characteristics, which correspond to the ordinates <I> a, b </I> and c, are shown with the same heights in FIG. 4, but in practice these are based on the actual heights of these ordinates according to FIG. 1 set.
So far, only the area between ordinates b and c has been dealt with. In order to equalize the entire characteristic curve, a number of equidistant ordinates distributed over the entire frequency range are selected and a separate equalizer is provided for each ordinate, the central peak of which is at the corresponding frequency. Then each group of four equalizers with their peaks at neighboring Fre frequencies provides the equalization for the range which is between a corresponding pair of ordinates, such as. B. b and c, as explained with reference to FIG.
In practice, each equalizer is set to produce the correct equalization at the appropriate peak frequency. This is correct because all components of the other ordinates at this frequency are equal to zero. Thus, the entire equalization curve can be generated by setting all equalizers systematically one after the other, and therefore the interaction of the settings between different equalizers will only be small. After all equalization has been set, it may be necessary to check the settings again and make small changes.
If the equalization achieved by the method just described is not sufficiently accurate, namely because of the small errors that result from the assumption of a cubic characteristic curve and also from small differences between the actual characteristics of the equalizer and the desired one, shown in FIG show characteristic curve, a second group of equalization networks with a smaller setting range can be provided, the peaks of which are located at ordinates which are in the middle between the ordinates <I> a, b, </I> e, <I> d , </I> etc. are where the biggest errors in the first setting are to be expected.
After the first coarse adjustment has been made with the first set of equalizers in the manner described, a fine adjustment is made with the second set of equalizers.
This principle can of course be extended by using further sets of equalizers, each of which is used to reduce the error that remains after the adjustment of the previous set. While it may seem that this approach requires the use of a large number of equalizers, it is not necessarily the case. The advantage of a coarse adjustment and a fine adjustment can be achieved without increasing the number of equalizers. To make this understandable, it should be assumed that the entire characteristic curve is divided into sections by n ordinates.
The first set of equalizers, which is used for coarse adjustment, can then have the main peaks at the frequencies of the odd-numbered ordinates, while the second set, which serves for fine adjustment, has the main peaks at the frequencies of the even-numbered ordinates. In a particular case, n can be 11, in which case the first set has six equalizations and the second set has five equalizations.
Other grouping arrangements for the equalization are possible. So shows z. For example, Fig. 5 is a diagram showing a case where there are seventeen ordinates and 4 sets of equalizers. The 17 ordinates are labeled with the corresponding frequencies, and a cross indicates the peak frequency of a network in each set. Set I, which provides the coarsest setting, has three equalizers, the peaks of which are at frequencies F1, F, and F,. Set II, which provides a less coarse setting, has two equalizers, the peaks of which are at F5 and F13.
Set III has four equalizers with the peaks at F3, F7, F11 and F15 and gives a finer adjustment. Set IV finally has eight equalizers, the peaks of which are at the even-numbered frequencies, and provides the finest setting. The total number of equalization is thus 17. Of course, this equalization could all be accommodated in one sentence and set in sequence as has been described with reference to FIG. 4, but this would lead to less good results than the ver application of the arrangement according to FIG. 5.
It is clear that other systematic groupings of equalizers are also possible.
While it was assumed for the above description that the required equalization characteristic is divided into sections by equidistant ordinates, the ordinates need not necessarily be equidistant. It may be possible for the characteristic curve to have such a shape that a smaller ordinate distance is desirable in certain parts of the frequency range than in others.
However, it should be ensured that the ordinate distance changes gradually from one part of the characteristic curve to another, i.e. H. the ordinate distance should not be subject to sudden changes.
It should be added that the design of the equalization is simplified if the ordinates on a logarithmic frequency scale have the same spacing, and such spacings can also be useful for other reasons.
It should be noted that the curve 51 of FIG. 1 could be modeled better by using a curve of higher order than the third, but the characteristic curve required for the equalization would be more complicated and the partial improvement negligible if one were to approach the allowable approximation considerations. If z.
For example, if a fifth order curve were used which is derived from a group of six ordinates, then the characteristic curve required for the equalization would be the same as that of FIG. 3 with two additional small positive loops between the frequencies + 3f and -3- 5f and between the frequencies -5f and -7f. The heights of these loops would be approximately 1/256 times the height of the central apex; H. less than 0.4% of that amount.
An equalization network which simulates these characteristics is quite complicated, and the difference between this characteristic and that of FIG. 3 would probably be smaller than the inevitable errors and fluctuations. In any case, this section can easily be made to disappear with the aid of a set of equalizers, which provide fine adjustment in the manner described.
It should be noted that in the present documents a curve of the tenth order is to be understood as a curve in which the dependence of the amplitude (y) on the frequency (x) is given by the following equation: y = a + bx + cx2 + ... + vxm-1 + wxm. FIG. 6 shows the way in which a variable equalizer is used to generate a characteristic line according to FIG. The equalizer 1 behaves like a variable two-pole impedance with the terminals 2 and 3.
The equalizer 1 is connected in series with a resistor 28 of resistance R3, and this series connection is parallel to a source 4 with the internal resistance R, and to a load circuit which also has a resistance Ro. The equalizer 1 can e.g. B. have a circuit according to FIG. This is a bridged T network with constant resistance, the characteristic impedance of which is <I> R = </I> R, -R3, and which is terminated by a variable resistor 6.
If the resistor 6 is set to the value R, then the impedance occurring at the terminals 2 and 3 is equal to R for all frequencies. With this impedance, the equalizer 1 generates a constant loss of approximately 3.5 db in the circuit according to FIG 6. This 3.5 db loss is referred to as the base loss in this particular arrangement.
The network of FIG. 7, which has a constant resistance, contains two series resistors 7 and 8, each of which has a resistance value R, and a transverse arm consisting of two series-connected resistors 9 and 10, the resistance values of which are R and R2 , the resistor 10 being bridged by a parallel resonance circuit which has an inductance 11 of the value L and a capacitor 12 with a capacitance C.
Furthermore, the network contains a bridge arm, consisting of two paral lel connected resistors 13 and 14, with a resistor 14 consisting of a capacitor 15 and an inductor 16 series resonant circuit is connected in series. The elements 13-16 are reciprocal with respect to the elements 9-12, specifically with respect to the resistor R, so that the resistors 13 and 14 have a resistance value of R2 / R or R2 / R and the capacitance of the capacitor 15 have the value L / R2 and the inductance 16 have the value CR2.
The two resonance circuits are tuned to the frequency desired for the peaks of the curve according to FIG. At this frequency, the network behaves practically as if it consisted only of ohmic elements. If the resistance value r of the resistor 6 is set to the value R, the network, as already mentioned, has an impedance R at terminals 2 and 3 at all frequencies and generates a loss of 3.5 db.
FIG. 8 shows the characteristic of the equalizer according to FIG. 7. This curve is similar to that of FIG. 3, with the exception that the ordinates represent the loss in db when the equalizer according to FIG. 6 is connected. The dashed line ZZ corresponds to the zero line XOX in FIG. 3 and represents the basic loss of 3.5 db, which results for <I> r </I> = R.
If <I> r </I> is set to any value greater than R, the impedance of the equalizer at the peak frequency F is increased and the loss at that frequency is reduced, with the loss change at other frequencies in the range <I> F + 2f to F-2f is smaller, as shown in FIG. 8. In the frequency range <I> F + <B> 2f </B> </I> to F + <I> 4f </I> and F-2f to F-4f, the loss is increased to a small extent above the basic loss if r greater than R.
The heights of the central main peak and the two small side peaks depend on the value r and are a maximum when r is infinite, and the main shapes of the curve remain when r is changed. In other words, adjusting r causes the vertical scale of the curve to change. If r is less than R, the curve is reversed. The range of the change in loss due to a setting of r depends on the choice of R3 (Fig. 6), and thus the resistance can e.g. B. chosen so that the said range of change is + 3 db be with respect to the basic loss of 3.5 db.
This is sufficient for numerous practical cases. If, however, a larger change is required, the equalizer of FIG. 7 can be designed so that it has a smaller wave impedance. If z. B. R3 and R are chosen so that R3 + R = R, / 2, then the basic loss in the circuit of FIG. 6 is approximately 6 db, with a suitable choice of R3 a setting range of 5.5 db with respect to the Basic loss can be obtained.
With reference to FIG. 7, it has already been mentioned that the two resonance circuits are to be tuned to the peak frequency. It is necessary to dimension the circuit elements in a suitable manner in order to obtain the desired shape for the characteristic shown in FIG. In practice, this is most expediently done by experiments with the aid of sets of curves which represent the characteristics of the network of FIG. 7 for different values of the elements. This is a technique that is commonly used in the design of equalizers.
In a particular case, the elements of the network of FIG. 7 had the following values, with resistors 14 and 10 being omitted:
EMI0004.0070
R <SEP> = <SEP> 45.3 <SEP> Ohm <SEP> R, <SEP> = <SEP> 75 <SEP> Ohm
<tb> R, <SEP> = <SEP> 5.04 <SEP> Ohm <SEP> R3 <SEP> = <SEP> 29.7 <SEP> Ohm
<tb> L <SEP> = <SEP> 0.637 <SEP>, uH
<tb> C <SEP> = <SEP> 0.00159 <SEP>, uF With these values, a range of change of approximately - # 3 db with respect to the basic loss is obtained. The values for finding f corresponding to this choice of values were 5 and 0, respectively , 65 MHz.
6 shows how a single equalizer can be switched on in order to generate the corresponding equalizer characteristic, and it is clear that all equalizers which are required for equalizing a complete frequency range are in a series of circuits could be switched according to FIG. 6, which in turn are switched ge in cascade via isolating amplifier in order to maintain the correct impedance relationships. However, this leads to an unnecessarily complicated arrangement.
Fig. 9 shows a simpler arrangement for the special, above-mentioned case in which the required characteristic is divided by 11 ordinates corresponding to the frequencies F, <B> <I> - </I> </B> F " and in which six equalizers are used at the frequencies marked with an odd number for the coarse adjustment and five equalizers at the even-numbered frequencies for the fine adjustment. The simplification results from the fact that each equalizer and the resistor 28 practically has an impedance Ro at frequencies remote from the peak frequency.
Thus, in FIG. 6, the source impedance and the load impedance can be represented by two of the other equalizers. The corresponding arrangement is shown in FIG. 9, which has two amplifiers 17 and 18 which are connected to each other by two conductors which are bridged by three equalizers 19, 20 and 21 which are designed so that their peak frequencies F1, F5 and F9 are.
Of course, the equalizers are the resistors 28 of FIG. 6 corresponding resistors in series, which are not shown in FIG. The amplifier 17 has an output impedance which, compared to R., is large, and the amplifier 18 has an input impedance which, compared to Ro, is also large.
A second group of three equalizers with the peak frequencies F3, F7 and F ″ is arranged in exactly the same way as in FIG.
The five equalizers for fine adjustment, the peaks of which are at the even-numbered frequencies, can be arranged in a group between two amplifiers in the same way as in FIG. In this case, the basic loss is now around 2 db because the terminating impedances now have the value R./2 instead of Ro. This results in a rather smaller adjustment range for each equalizer, but this is easily acceptable since the errors to be compensated for by the fine adjustment are small.
The complete equalizer arrangement for the frequency range mentioned is shown in FIG. The block 22 represents the three equalizers 19, 20 and 21 of FIG. 9, which are located between the two amplifiers 17 and 18. A further block 23, which represents the above-mentioned other group of three equalizers with the peak frequencies F3, F7 and F ″, is connected between the amplifiers 18 and 24.
A block 25, which represents the group of five equalizers with the even-numbered peak frequencies, is connected between the amplifier 24 and an amplifier 26. An adjustable damping network 27 is connected to the output of amplifier 26. The input impedance of the amplifiers 24 and 26 and the output impedance of the amplifiers 18 and 24 are large compared with R3.
The entire arrangement shown in FIG. 10 is switched on at a suitable point of the circuit to be equalized (not shown), and the input impedance of amplifier 17 and the output impedance of amplifier 26 and the wave impedance of network 27 are selected so that they ensure an impedance matching at the point where the equalizer arrangement is inserted into the circuit.
If the value r of the resistor 6 of each equalizer of FIG. 10 is chosen to be equal to R, then the arrangement causes an overall basic attenuation (or gain) which is constant for all frequencies. It is desirable that this overall basic attenuation (or gain) is such that the maximum and minimum settings of the equalizers are equal and opposite in order to equalize the circuit under consideration. This is the reason for using the adjustable network 27. This could be omitted if one or more of the amplifiers have an adjustable gain.
When setting the equalization arrangement according to FIG. 10, a source which supplies a test frequency is connected to the transmitting end of the current circuit to be equalized and to the receiving end of a detector. The source can deliver signals with frequencies F1 to F, either individually, in which a detector with a flat characteristic curve can be used, or deliver these frequencies simultaneously, in which case a detector is to be used which is sequentially responsive to each of the given Frequencies can be tuned.
The equalizers are preferably set in the order F1, F3, F5, F7, Fo, F ", F2, F4, F6, F3, Flo, so that a uniform output level is obtained from the detector at all frequencies It may be necessary to repeat the settings again to get the best result.
The setting is simplified if it is done in such a way that F1 is set correctly when F3 has the same setting as F1, and F3 is set correctly when F5 has the same setting as F3, etc.
On the other hand, the test source can deliver a signal whose frequency fluctuates periodically over the entire frequency range. In this case the detector should have a cathode ray tube on which the characteristic curve of the circuit is shown. The corresponding equalizers are then set in the order mentioned above, so that a flat overall characteristic curve is obtained. In this case it is not necessary for the display device to have a very high level of response accuracy, since the characteristic curve which is ultimately set is flat.
The choice of the particular procedure can depend on whether the circuit to be equalized is in operation or not. If it is in operation, individual test frequencies must be used, which are located in the spaces between the channel bands, and this fact can make the choice of frequencies F ,. to F ", which under certain circumstances must have the same spacing. It is also necessary to use a tunable detector in order to keep the channel frequencies off.
It should be mentioned that the described equalizer arrangement can be used to equalize only part of the frequency band of a circuit without influencing the other part. This fact proves useful in the case of a broadband system in which part of the band is used as a voice channel and the other part is used for television signals. The part used for television can be equalized without affecting the other part.
In the description so far it has been assumed that the equalizers are used as shunt elements. In the circuit according to FIG. 6, the equalizer 1 could, however, also be connected in series with the source 4 and the load 5. The basic loss would again be 3.5 db, but the equalizer would work in the opposite direction, i.e. H. the resistor 6 (Fig. 7) would have to be reduced in order to reduce the loss at the peak frequency.
The elements 4 and 5 could be replaced by other equalizers, in which case the three equalizers 19, 20 and 21 of FIG. 9 would have to be connected in series between the two amplifiers 17 and 18. In this case, the amplifier impedances could be small compared to R. The row arrangement is, however, rather less useful than the secondary circuit arrangement.
A special type of equalizer is shown as an example in FIG. However, any suitable type of equalizer with suitable characteristics could be used in its place. The equalizer could e.g. B. have electromechanical resonance elements or ele ments with distributed line parameters.
It should also be noted that resistor 28 (R3) of FIG. 6 may not always be needed and can therefore be omitted.