Schaltungsanordnung mit einem Transistor, zur Erzeugung einer in ihrer Höhe begrenzten Impulsspannung Schaltungsanordnungen zur Impulserzeugung durch aperiodische Rückkopplung mit einem Transistor, welcher abwechslungsweise einen leitenden und einen nichtleitenden Zustand aufweist, sind allgemein be kannt. Sie dienen meist zur Erzeugung einer relativ hohen aus einer relativ niedrigen Gleichspannung, beispielsweise für die Speisung Elektronenröhren enthaltender Geräte aus Akkumulatoren.
Es entste hen dabei zwei Arten von Impulsen mit je ver schiedener Polarität, und zwar entstehen die einen, die Stromflussimpulse, während der Zeit, während welcher Strom im Transistor fliesst und die andern, die Unterbruchsimpulse, während der Zeit, während welcher kein Strom fliesst. Man kann nun aus den einen oder den andern Impulsen durch anschliessende Siebung eine Gleichspannung gewinnen.
Während dem eine Gewinnung von Gleichspannung aus Unter bruchsimpulsen einen kleineren Aufwand erheischt als die Gewinnung aus Stromflussimpulsen, ist die Ausgangsspannung bei der erstgenannten Art der Gewinnung (mit Unterbruchsimpulsen) stark von der Belastung abhängig, währenddem dies bei der zweit genannten Art weniger der Fall ist. Dagegen weisen beide Arten den Nachteil auf, dass die Ausgangs spannung von der Speisespannung abhängig ist.
Es sind verschiedene Schaltungen mit Unterbruchsim- pulsen bekanntgeworden, mit welchen die Lastab hängigkeit dadurch verbessert werden kann, dass durch Integrieren aus der erzeugten Impulsspannung eine Gleichspannung erzeugt und diese zu Regel zwecken verwendet wird. Die Abhängigkeit der Aus gangsspannung von der Speisespannung wird dadurch aber in keiner Weise verbessert.
Diese Mängel werden durch die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung beseitigt. Sie betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem abwechslungsweise einen leitenden und einen nichtleitenden Zustand aufweisenden Transistor zur Erzeugung einer in ihrer Höhe begrenzten Impulsspannung während des lei tenden Zustandes dieses Transistors, wobei eine gleichartige, der erstgenannten proportionale Impuls spannung in aperiodischer Rückkopplung der Basis des Transistors zugeführt wird.
Diese Anordnung ist dadurch gekennzeichnet, dass der Basis ausser der Rückkopplungsspannung eine zu dieser Spannung entgegengerichtete, mit ihr in Phase liegende Impuls spannung über einen Stromkreis zugeführt wird, in welchem eine Zenerdiode und ein Gleichrichter in Serie eingefügt sind. Die Durchlassrichtung des Gleichrichters entspricht dabei der Sperrichtung der Zenerdiode.
Das Schaltungsschema eines Ausführungsbeispiels der Erfindung ist in der Figur dargestellt. Anhand dieses Schemas wird die Erfindung nun erklärt.
Die Impulserzeugungsschaltung weist als Haupt teile einen Transistor mit Basis, Kollektor und Emit- ter und einen Transformator mit den Wicklungen WI-W4 auf. Sie wird aus der Batterie<I>B</I> gespeist. Beim Einschalten erhält die Basis des Transistors über die Wicklung W2 und den Widerstand R eine negative Vorspannung, so dass der Transistor leitend wird. Es fliesst daher ein Strom von der Batterie über Emitter und Kollektor des Transistors und die Wicklung W1.
Während dieser Stromzunahme entstehen in der Wicklung W1 und dementsprechend in den andern Wicklungen diesem Strom entgegen gerichtete, miteinander proportionale Spannungen, welche in der Folge als Impulsspannungen be zeichnet werden. Ein Rückkopplungsstromkreis ver läuft von der Basis des Transistors über die Wicklung W2 und den Widerstand R nach der Batterie. Die durch die Wicklung W2 in diesem Kreis erzeugte Impulsspannung ist so gerichtet, dass dadurch die negative Vorspannung der Basis gegenüber dem Emitter noch vergrössert wird. Der Strom in der Wicklung W1 nimmt deshalb zu, bis der Transistor vollständig ausgesteuert ist.
Sodann bleibt er sta tionär, worauf die Induktionsspannungen im Trans formator verschwinden. Die Vorspannung der Basis und somit der Strom in der Wicklung W1 nehmen dadurch wiederum ab, wodurch die Spannungen in den Wicklungen gegenüber dem zuerst beschriebenen Zustand ein umgekehrtes Vorzeichen annehmen. Dadurch wechselt das Vorzeichen der Vorspannung der Basis ebenfalls. Der Transistor wird demzufolge gesperrt, worauf die Spannungen in den Wicklungen wiederum verschwinden und das Spiel von neuem beginnt.
Die Wicklung W4 ist Bestandteil eines Sekundär kreises, in welchem mit Hilfe des Gleichrichters G2 die während des Stromanstieges in der Wicklung W1 induzierte Impulsspannung gleichgerichtet, mit dem Kondensator C2 geglättet und als Ausgangsspannung einem nicht gezeichneten Verbraucher zugeführt wird. Der Kondensator C1 nimmt während der Verminderung des Stromes in der Wicklung W1 die freiwerdende Energie auf und verhindert damit die Entstehung hoher Spannungen an den Wicklungen.
Sofern eine Schaltung zur Impulserzeugung aus schliesslich die bis jetzt beschriebenen Elemente ent hält, ist die Ausgangsspannung der Batteriespannung proportional. Durch Anordnung eines weiteren auf die Basis des Transistors wirkenden Stromkreises, welcher die Wicklung W3, die Zenerdiode ZD und den Gleichrichter G1 enthält, gelingt es nun, die Ausgangsspannung in ihrer Höhe zu begrenzen und somit von der Batteriespannung nahezu unabhängig zu gestalten, sofern die Batteriespannung einen be stimmten Mindestwert überschreitet.
In diesem Stromkreis ist der Gleichrichter G1 derart angeord net, dass seine Durchlassrichtung der Sperrichtung der Zenerdiode entspricht, und die Wicklung W3 ist derart angeschlossen, dass die darin erzeugte Impuls spannung der Spannung im vorher beschriebenen Rückkopplungskreis in bezug auf die Basis des Transistors entgegengerichtet ist und daher als Ge- genkopplungsspannung wirkt.
Gleichrichter und Ze- nerdiode bewirken, dass eine an der Wicklung W3 gegenüber dem Emitter entstehende negative Span nung keinen Einfluss auf die Basis des Transistors ausüben kann, dass dagegen eine gegenüber dem Emitter positive Spannung, sofern sie die Zener- spannung der Zenerdiode überschreitet, auf die Basis des Transistors einwirkt.
Gegenüber dem durch die Wirkung des Widerstandes R relativ hochohmigen Rückkopplungskreis ist der Gegenkopplungskreis ohne Berücksichtigung der Zenerdiode und des Gleichrichters - niederohmig. Er ist auch unter Be rücksichtigung der Zenerdiode niederohmig, sofern diese leitend ist.
Die Spannung zwischen Basis und Emitter des Transistors ist daher unter den zuletzt erwähnten Voraussetzungen, d. h., wenn die Zener- diode leitend ist, ausschliesslich durch die Differenz zwischen der Spannung an der Wicklung W3 und der Zenerspannung der Zenerdiode ZD bestimmt, währenddem die Spannung an der Wicklung W2 nur dann einen Einfluss auf die Basis des Transistors hat, wenn die zuletzt beschriebenen Voraussetzungen nicht zutreffen.
Solange die Batteriespannung unterhalb einer be stimmten Grenze liegt, übersteigt die an der Wicklung W3 entstehende Spannung die Zenerspannung der Zenerdiode ZD nicht, so dass der Gegenkopplungs- kreis keine Wirkungen auslöst und somit die Aus gangsspannung zur Batteriespannung proportional ist.
Bei einer Batteriespannung, welche die genannte Grenze übersteigt, d. h. bei welcher die Spannung an der Wicklung W3 die Zenerspannung der Diode ZD überschreitet, erhält jedoch die Basis des Tran sistors eine positive Spannung gegenüber dem Emit- ter, was eine Gegenkopplung bewirkt und zur so fortigen Sperrung des Transistors führt, worauf dann, infolge des abnehmenden Stromes, die Wicklung W2 mit der in ihr induzierten Spannung die Sperrung des Transistors aufrechterhält.
Die Wirkung des Ge- genkopplungsstromkreises besteht demnach darin, dass der Strom in der Wicklung W1 und im Kollektor des Transistors am Anstieg auf den bei der be treffenden Batteriespannung möglichen Höchstwert verhindert wird, indem der Strom begrenzt wird. Die Begrenzung findet dabei in direkter Abhängigkeit von den durch die Zenerdiode bestimmten Absolut werten der in den Wicklungen induzierten Spannun gen statt, so dass diese Spannungen unabhängig von den übrigen massgebenden Faktoren konstant bleiben.
Die Arbeitspunkte der ganzen Anordnung werden dabei vorzugsweise derart gewählt, dass diejenige Speisespannung, bei deren Unterschreiten die Impuls spannung nicht mehr auf einem unveränderlichen Wert gehalten wird, unterhalb des niedrigsten Wertes der Speisespannung liegt, welcher während des Be triebes auftreten kann, so dass die Impulsspannung und damit die erzeugte Gleichspannung in allen Betriebsfällen unverändert gehalten wird.
Circuit arrangement with a transistor for generating a pulse voltage limited in its height. Circuit arrangements for pulse generation by aperiodic feedback with a transistor which alternately has a conductive and a non-conductive state are generally known. They are mostly used to generate a relatively high DC voltage from a relatively low one, for example for supplying devices containing electron tubes from accumulators.
There are two types of pulses, each with a different polarity, namely one, the current flow pulses, during the time during which current is flowing in the transistor and the other, the interruption pulses, during the time when no current is flowing. A direct voltage can now be obtained from one or the other of the pulses by subsequent sieving.
While obtaining direct voltage from interruption pulses requires less effort than obtaining it from current flow pulses, the output voltage in the first-mentioned type of extraction (with interruption pulses) is heavily dependent on the load, whereas this is less the case with the second-mentioned type. In contrast, both types have the disadvantage that the output voltage depends on the supply voltage.
Various circuits with interruption pulses have become known with which the load dependency can be improved by integrating the generated pulse voltage into a DC voltage and using this for control purposes. The dependence of the output voltage on the supply voltage is not improved in any way.
These deficiencies are eliminated by the circuit arrangement according to the invention. It relates to a circuit arrangement with an alternately a conductive and a non-conductive state having transistor for generating a limited pulse voltage during the lei border state of this transistor, with a similar, the first-mentioned proportional pulse voltage is fed in aperiodic feedback to the base of the transistor.
This arrangement is characterized in that the base, in addition to the feedback voltage, is supplied with a pulse voltage which is opposite to this voltage and is in phase with it via a circuit in which a Zener diode and a rectifier are inserted in series. The forward direction of the rectifier corresponds to the reverse direction of the Zener diode.
The circuit diagram of an embodiment of the invention is shown in the figure. The invention will now be explained on the basis of this scheme.
The main parts of the pulse generation circuit are a transistor with a base, collector and emitter and a transformer with windings WI-W4. It is fed from the battery <I> B </I>. When switching on, the base of the transistor receives a negative bias voltage via the winding W2 and the resistor R, so that the transistor becomes conductive. A current therefore flows from the battery via the emitter and collector of the transistor and the winding W1.
During this increase in current, voltages proportional to one another and opposing this current arise in winding W1 and accordingly in the other windings, which voltages are subsequently referred to as pulse voltages. A feedback circuit runs from the base of the transistor via winding W2 and resistor R to the battery. The pulse voltage generated by the winding W2 in this circuit is directed in such a way that it further increases the negative bias voltage of the base with respect to the emitter. The current in the winding W1 therefore increases until the transistor is fully controlled.
It then remains stationary, whereupon the induction voltages in the transformer disappear. The bias of the base and thus the current in the winding W1 in turn decrease, as a result of which the voltages in the windings assume a sign opposite to the state described first. This also changes the sign of the base bias. The transistor is then blocked, whereupon the tensions in the windings disappear again and the game begins again.
The winding W4 is part of a secondary circuit, in which with the help of the rectifier G2 the pulse voltage induced in the winding W1 during the current rise is rectified, smoothed with the capacitor C2 and fed as an output voltage to a consumer (not shown). The capacitor C1 absorbs the energy released during the reduction of the current in the winding W1 and thus prevents the development of high voltages in the windings.
If a circuit for pulse generation contains only the elements described so far, the output voltage is proportional to the battery voltage. By arranging another circuit acting on the base of the transistor, which contains the winding W3, the Zener diode ZD and the rectifier G1, it is now possible to limit the level of the output voltage and thus make it almost independent of the battery voltage, provided that the battery voltage is used exceeds a certain minimum value.
In this circuit, the rectifier G1 is net angeord that its forward direction corresponds to the reverse direction of the Zener diode, and the winding W3 is connected in such a way that the pulse voltage generated therein is opposite to the voltage in the previously described feedback circuit with respect to the base of the transistor and therefore acts as a negative feedback voltage.
The rectifier and Zener diode have the effect that a negative voltage arising on the winding W3 with respect to the emitter cannot exert any influence on the base of the transistor, whereas a voltage that is positive with respect to the emitter, provided that it exceeds the Zener voltage of the Zener diode, occurs the base of the transistor acts.
Compared to the feedback circuit, which is relatively high ohmic due to the action of the resistor R, the negative feedback circuit, without taking into account the Zener diode and the rectifier, is low ohmic. It is also low-resistance taking into account the Zener diode, provided it is conductive.
The voltage between the base and emitter of the transistor is therefore under the last mentioned conditions, i.e. that is, when the Zener diode is conductive, determined exclusively by the difference between the voltage on the winding W3 and the Zener voltage of the Zener diode ZD, while the voltage on the winding W2 only has an influence on the base of the transistor when the the conditions described last do not apply.
As long as the battery voltage is below a certain limit, the voltage generated at the winding W3 does not exceed the Zener voltage of the Zener diode ZD, so that the negative feedback circuit does not trigger any effects and the output voltage is therefore proportional to the battery voltage.
If the battery voltage exceeds the limit mentioned, i. H. at which the voltage on the winding W3 exceeds the Zener voltage of the diode ZD, however, the base of the transistor receives a positive voltage compared to the emitter, which causes negative feedback and leads to the continued blocking of the transistor, whereupon, as a result of the decreasing Current, the winding W2 with the voltage induced in it maintains the blocking of the transistor.
The effect of the negative feedback circuit is therefore that the current in the winding W1 and in the collector of the transistor is prevented from rising to the maximum possible value for the battery voltage in question by limiting the current. The limitation takes place in direct dependence on the absolute values of the voltages induced in the windings determined by the Zener diode, so that these voltages remain constant regardless of the other decisive factors.
The operating points of the entire arrangement are preferably selected such that the supply voltage below which the pulse voltage is no longer kept at an unchangeable value is below the lowest value of the supply voltage that can occur during operation, so that the pulse voltage and thus the generated DC voltage is kept unchanged in all operating cases.