Elektrischer Zweipunktregler Die heute verfügbaren Halbleiterverstärker auf Transistorgrundlage haben nur eine verhältnismässig geringe Verlustleistung, die höchstens in der Grössen- ordnung der Verlustleistung von Rundfunkempfangs- röhren liegen.
Die mit solchen Halbleiterverstärkern steuerbaren Verbraucherleistungen sind dementspre- chend ebenfalls gering, jedenfalls wenn die herkömm liche Betriebsart, die stetige Aussteuerung, verwendet wird.
Worden die Verstärker jedoch als Schalter be trieben, das heisst praktisch nur im unausgesteuerten und im völlig durchgesteuerten Zustand, wobei der dazwischenliegende Bereich möglichst schnell zwecks Vermeidung von Übergangsverlusten durchsprungen wird, so lassen sich bei gleicher Verlustleistung er heblich grössere Verbraucherleistungen steuern, die beispielsweise 100fach oder noch grösser sein können.
Hierbei ist es erforderlich, dem Verstärker eine ent sprechende, zwischen Null und einem bestimmten Maximalwert hin und her springende Steuergrösse zu zuführen. Es wird eine impulszeitmodulierte Steuer grösse mit veränderbarem Tastverhältnis benötigt.
Die Frequenz der Steuergrösse kann beispielsweise kon stant sein, es kommt nur darauf an, dass das Zeit verhältnis von Nicht- und Vollaussteuerung einer vor liegenden Steuereingangsgrösse des Verstärkers ent spricht. Eine solche Betriebsweise kann auch als Im- pulsbreitensteuerung bezeichnet werden.
Sie wird nach einem neueren Vorschlag, insbesondere wenn Halbleiterverstärker, vor allem Transistoren, verwen det werden, als Amplivibratorprinzipbezeichnet. Ein Transistor, der in der genannten Weisse betrieben ist, kann als Zweipunkttransistor bezeichnet werden.
In der Mess-, Steuer- und Regelungstechnik ist es im allgemeinen so, dass die angezeigten oder mit be sonderen Messwertumformerngebildeten Steuergrössen als stetige Grössen vorliegen. Beider Temperaturrege lung beispielsweise liegt der Temperaturmesswert als Gleichspannungsgrösse vor, wenn er mit einem Thermoelement gebildet wird. Um nun als Schalter betriebene Halbleiterverstärker, z. B.
Schalttransisto ren, durch solche stetige Grössen steuern zu können, sind Einrichtungen erforderlich, durch die die stetigen Grössen :in Impulsgrössen verwandelt werden, deren Tastverhältnis dem jeweiligen Wert der stetigen Grösse proportional ist. Man kann hierzu beispiels weise sogenannte astabile Kippgeneratoren verwen den.
Die Steuerung dieser Kippgeneratoren durch Gleichstromgrössen so, dass das Tastverhältnis der er zeugten Impulsgrösse der Gleichstromgrösse in einem weiten Bereich proportional ist, ist jedoch nicht ahne weiteres zu lösen und erfordert einen verhältnismässig grossen Aufwand.
Derngegenübeir wird es durch die Erfindung er möglicht, durch verhältnismässig einfache Massnah men eine in einem weiten Bereich hinsichtlich ihres Tastverhältnisses durch ihre Gleichstromgrösse steuer bare Kippgrösse und zudem noch von verhältnismässig grosser Leistung zu erzeugen,
und damit - zugleich mit einer im regeltechnischen Sinn günstigen dynami schen Beeinflussung - Maschinen durch Transisto ren und andere Halbleiterverstärker zu steuern.
Das Problem sei an folgenden bekannten Beispie len erläutert. Fig. 1: Es besteht die Forderung, ein Fehlersignal in ein Verstellkommando umzuwandeln, das aus drei Anteilen besteht, nämlich einem integra len, einem proportionalen und einem differentiellen AbbdM des Fehlers.
Für diesen Zweck werde zunächst ein stetig wirkender Regelverstärker V mit einer dPD- Rückführung eingesetzt. Fig. 1 zeigt nur die Prinzip schaltung mit den zur Rückführung dienenden Wider ständen R., R1, R2 und den Kondensatoren<B>Cl,</B> C2. Art, Anzahl und Anwendung dieser Elemente sind nur :
als Beispiel anzusehen. Beaufschlagt man den Ein gang der Anordnung noch mit einer Rechteckspan- nung UE gemäss Fig. 2a, so erhält man einen Verlauf der Ausgangsspannung Ua gemäss Fig. 2b.
Der hier gezeigte Vorgang setzt sich zusammen aus einem D- Impuls D, einem P-Anteil P und einem 1-Vorgang 1.
Nun ist bekannt, dass als Schalter betriebene Tran sistoren nicht von einem stetigen Verstärker unmittel- bar gesteuert werden können. Die Transistoren dürfen nur mit den Kommandos auf oder zu beauf- schlagt werden.
Fig. 3 zeigt einen Verstärker V mit einer Mit koppelschaltung nus einem Widerstand R und einem Parallelkondensator C, durch die erreicht wird, dass, gleichgültig welches Signal am Eingang der Schaltung vorliegt, die Ausgangsspannung UA nur zwei Werte einnehmen kann. Fig. 4 zeigt die Steuerkennlinie der Schaltung.
Unter dem LUbertragungsw1derstand R, des Ver stärkers V (Fig. 1, 3) wird das Verhältnis der Än derungen der Ausgangsspannung UA zu den Än derungen des Eingangsstromes 1E, <I>also =</I> UA/Ir, ver standen. Eine Kippcharakteristik gemäss Fig. 4 ist nur dann erhältlich, wenn der Mitkoppelwiderstand R kleiner gewählt wird als der Übergangswiderstand R;;
des Verstärkers V. Der Widerstand R wird zweck mässigerweise um mindestens etwa den Faktor 2 klei ner als R;; gemacht, einmal, um von der Toleranz der Widerstandswerte und der Verstärkungsgeraden bei serienmässiger Herstellung des Zweipunktreglers weit gehend unabhängig zu werden, zum anderen, um in möglichst definierte Endlagen zu kippen.
Die Breite b der in Fig. 4 gezeigten Schleife ,ist proportional dem Ausdruck
EMI0002.0064
Zur Erläuterung der vorstehenden Bemessung dient Fig. 5.
In .Fig. 5 sind die Steuerkennlinie <I>St</I> des Verstär kers V ohne jede äussere Beschaltung und die Strom- spannungsgerade G des Mitkoppelwiderstands R ge zeigt.
Die äusseren Schnittpunkte S1 und SZ zwischen der Mitkoppelgeraden und der Steuerkennlinie er geben die stabilen Punkte der Kippschaltung. Je grö sser der Mitkoppelwiderstand R gewählt ist,
desto steiler wird die Mitkoppelgerade und desto schlechter definiert sind die stabilen Arbeitspunkte. Aus den oben angedeuteten Gründen besitzt nun die Steuer- kennlinie des Kippverstärkers nach Fig. 3 keine ideale Rechteckform, sondern zeigt die in Fig. 4 an gedeuteten Rundungen.
Die Erfindung betrifft nun einen elektrischen Zweipunktregler, gekennzeichnet durch einen an sich stetigen Verstärker, der mit einer überkritischen, träg heitsarmen Mitkopplung, die ihm eine Kippcharakte- ristik verleiht, sowie mit einer trägheitsbehafteten Ge genkopplung derart versehen ist,
dass die stabilen Ar beitspunkte der Kippcharakteristik abwechselnd peri odisch aufgehoben werden und die Ausgangsgrösse dauernd mit von der jeweiligen stetigen Eingangs grösse abhängigen Tastverhältnis zwischen einem minimalen und einem maximalen Wert kippt, wobei die Art der Abhängigkeit qualitativ und quantitativ durch die Gegenkopplungsimpedanz bestimmt ist.
Diese Ausbildung bewirkt,die Umwandlung einer steuernden stetigen Grösse in eine hinsichtlich des Tast- verhältnisses von ihr abhängige Impulsgrösse mit Hilfe eines stetigen Verstärkers, insbesondere eines elektronischen Verstärkers, der durch besondere Mass nahmen zu einem Zweipunktregler gemacht wird.
In einem Regelkreis, in dem das Stellglied von dem so genannten Regelverstärker betätigt wird, ist dieser somit so ausgebildet, dass er von sich aus die Um wandlung in die Impulsausgangsgrösse vornimmt. Dem Verstärker braucht also nur wie bisher eine ste tige Steuergrösse, beispielsweise ein Gleichstrom, zu geführt zu werden.
Unter überkritischer Mitkopplung wird eine mehr als 100o/o,ige Mitkopplung vom Verstärkerausga:ng auf den Verstärkereingang verstanden. Dadurch ent hält der nachstehend erläuterte, beispielsweise Ver stärker eine sogenannte Kippkennlinie: Bai einem be- stimmten Wert der steuernden Eingangsgrösse springt die Ausgangsgrösse plötzlich auf einen hohen Wert.
Der dazwischenliegende Bereich, der bei einem nor malen Verstärker den Steuerbereich darstellt, ist nicht verifizierbar. Es wird ein mit einer derartigen Kenn linie ausgerüsteter Verstärker mit einer trägheitsbehaf- teten Gegenkopplung ebenfalls vom Verstärkeraus- gang auf den Verstärkereingang versehen.
In dem Gegenkopplungskreis wird ein elektrisch träges Glied eingeschaltet, also ein Glied mit Speichereigenschaf- ten, beispielsweise ein Kondensator. Durch die Ge genkopplung werden die durch die überkritische Rückkopplung einzig ermöglichten stabilen Lagen des Verstärkers wieder aufgehoben.
Dadurch pendelt der Arbeitspunkt des Verstärkers ständig zwischen den genannten Arbeitspunktlagen hin und her.<B>Es</B> ist also möglich, die Funktionen der bisher bekannten, stetig wirkenden Regler, insbesondere mit PID-Ver- ,halten, mit den Funktionen eines Zweipunktreglers so zu vereinigen, dass dadurch ein Regler geschaf fen wird, der nur zweier verschiedener Aussteuerungs- zustände fähig ist,
der jedoch im zeitlichen Mittel wie ein -stetiger Regler mit entsprechendem, insbesondere PID-Verhalten, arbeitet.
Die Fig. 6, 9 und 12 zeigen Ausführungsformen des erfindungsgemässen Zweipunktreglers. Fig. 8 stellt eine bevorzugte Ausführungsform der Endstufe eines Zweipunktreglers nach der Erfindung dar, während Fig. 13 eine Möglichkeit des Aufbaus für den bei vor stehend genannten Figuren mit V bezeichneten Ver stärker aufzeigt.
Fig. 10 zeigt ein Diagramm des in Fig. 9 gezeigten Zweipunktreglers, während sich das Diagramm in Fig. 11 auf einen Zweipunktre:gler nach Fig. 6 bezieht. Die Diagramme nach den Fig. 7a bis 7d schliesslich veranschaulichen die Wirkungsweise eines stetigen Reglers und die eines Beispiels des er- findungsgemässen Zweipunktreglers.
Die in Fig. 6 gezeigte Schaltung ist eine Kombi nation der Schaltungen nach den Fig. 1 und 3. In ihr ist der an sich stetige Verstärker V wegen der gleich zeitigen Mitkopplung, bestehend aus den Schaltele menten R und C, welche dem Verstärker eine Kipp- charakteristik geben, und der Gegenkopplung, beste- hend aus den Schaltelementen Cl, R1,
C2, R2, nur zweier sich ständig ablösender Schaltzustände fähig.
Es lässt sich theoretisch zeigen -und wurde inzwi- schen durch praktische Untersuchungen bestätigt, d@ass die genannten Schaltelemente der Rückführung be wirken, dass der Regler nach Fig. 6 abwechselnd zwi schen beiden Schaltungszuständen spielt,
wobei das Testverhältnis und damit der Gleichstrommittelwert der Ausgangsspannung von der jeweiligen stetigen Eingangsspannung abhängig ist und z. B. einen zeit lichen Verlauf zeigt, der dem Verhalten eines stetigen IPD-Reglers entspricht. Dem Regler kann auch ein anderes, an sich beliebiges Regelverhalten gegeben werden.
Fig. 7 zeigt den Zusammenhang zwischen der Wirkungsweise eines bekannten stetigen Reglers vergleiche jeweils die linken Darstellungen - und der entsprechenden Wirkungsweise des Zweipunkt- reglers gemäss Fig. 6 - siehe die rechten Darstellun- @gen. Als Abszisse dient in allen Fällen die Zeit t und als Ordinate die
Ausgangsspannung UA, Fig. 7a zeigt Nullaussteuerung. Beim Zweipunktregler ist angenom men, dass zwischen einem völligen Minuswert und einem völligen Pluswert als Minimum bzw. Maximum der Ausgangsgrösse UA geschaltet wird. Die Länge der Schaltintervalle in Plus- bzw. Minusrichtung ist daher gleich. Fig. 7b zeigt konstante Plusaussteuerung.
Beim Zweipunktregler überwiegt die Länge der Plus- intervalle gegenüber der Länge der Minusintervalle. Bei Minusaussteuerung liegen die Verhältnisse :genau umgekehrt. Auf diese Darstellung ist daher verzichtet. In Fig. 7c isst das Verhalten mit PD-Rückführung gezeigt.
Man erhält einen solchen Regler aus der all gemeinen Schaltung, nach Fig. 6 durch Kurzschliessen des Kondensators C1. An die Stelle eines Differenzier- impulses beim stetigen Regler tritt beirr Zweipunkt regler ein einmalig stark verlängerter Plusdmpuls,
dessen zusätzliche Fläche F2 der schraffierten Fläche F1 des D-Impulses im stetigen Falle entspricht. Fig. 7d zeigt schliesslich das Verhalten des Zweipunktre@glers bei einem Integriervorgang. Der Zweipunktregler zeigt hier die Tendenz zu zunehmend verbreiteten Plusimpulsen und abnehmenden Minusimpulsen.
Die Rückführglieder R., R1, R2, Cl' C2 in Fig. 6 können in derselben Weise und nach denselben Re chenmethoden bemessen werden wie im Falle eines stetigen Reglers. Die für die Bemessung der Mitkop- pelglieder massgeblichen Gesichtspunkte wurden schon erwähnt.
Aus dieser Bemessung ergibt sich zwangläufig die Schaltfrequenz des Zweipunktreglers. 'Die Schaltfrequenz kann, nachdem die Rückführele- mente durch die Art der Regelaufgabe festgelegt sind, in gewissen Grenzen durch Verändern des Mitkoppel- widerstandes beeinflusst werden.
Sie ist umgekehrt proportional zum Vorhalt T2 = R2 - C2, der in der Rückführung gebildet wird. Diese Tatsache wirkt sich sehr vorteilhaft aus. Es erscheint nämlich sinnvoll, die Schaltfrequenz des Reglers in ein vernünftiges Verhältnis zu den dynamischen Eigenschaften der Regelstrecke zu bringen. Schnelle Regelstrecken er fordern hohe Schaltfrequenzen.
Bei langsamen Regel strecken genügen niedrige Schaltfrequenzen. Wird der Vorhalt T2 =R2 - C2 unmittelbar einer der beiden Zeitkonstanten der Regelstrecke gleichgemacht,
so wird die Anpassung der Schaltfrequenz an die Eigen- schaften der Regelstrecke durch richtige Bemessung der Rückführung zwangläufig erzielt.
Fig. 8 zeigt die Anordnung eines Zweipunktreg- lers mit einer Endstufe unter Verwendung von Tran- sistorren. Der links von ;der .strichpunktierten Linie be- findliche Teil der Schaltung wirkt als Taktgeberteil. Rechts von dieser Linie L liegt die Endstufe.
Der Taktgeber entspricht bis auf den Eingangskreis im wesentlichen der .Schaltung nach Fig. 6. Auch hier ist wie in Fig. 6 der an sich stetige Verstärker mit V be zeichnet. Statt R, wurde ein Glättungsgli@ed
EMI0003.0186
vorgesehen.
Der Grund dafür ist die Beseitigung un- erwünschter Oberwellen, die den Fehlermesswerten ,der Regelung (Regelabweichung) itn allgemeinen über lagert sind und die ohne besondere Massnahmen zu einer unerwünschten Oberwellenüberlagerung führen können. Zur Einstellung der Vorhaltezeiten sind die Kapazitäten der Kondensatoren C1 und <RTI
ID="0003.0202"> C2 veränd@er- @bar ausgeführt. Dadurch wird erreicht, dass die dy namischen Verhältnisse am Regler veränderbar sind, ohne dass die durch die Verstärkerkenulinie und die Werte der Widerstände R, Ri, R2 bedingten stati schen Verhältnisse beeinflusst werden.
Die geschil derten Massnahmen ermöglichen daher eine beson ders günstige und für einen weiten Bereich anwend bare Auslegung der Widerstände R1 und R2. Die In- tegrz:erzeit wird mittels
EMI0003.0223
eingestellt.
Die Schaltung des Taktgebers gemäss Fig. 8 ermöglicht den Bau eines universell verwend- baren > und einstellbaren Rückführteiles. In der Rück führschaltung sind<I>noch</I> einige Möglichkeiten zur Ab wandlung vorgesehen, die im .folgenden anhand von Fig. 9 erläutert seien.
Überbrückt man in Fig. 6 den Kondensator Cl, so erhält man einen PD-Regler gemäss Fig. 9. Eine Überbrückung von C2 zwecks Erzielung eines IP- oder P-Verhaltens ist nicht möglich,
weil die Wir kungsweise des Zweipunktreglers auf dem Zusam- menwirken einer trägheitslosen Mitkopplung mit einer trägheitsbehafteten Gegenkopplung beruht. Ein IP- bzw. P-Verhalten kann jedoch mit praktisch genü- gender Genauigkeit durch eine hinreichende Verklei nerung von <RTI
ID="0003.0261"> C2 erzielt werden. Man erhält dadurch einen 1P- bzw. P-Regler mit hoher Schaltfrequenz. Die Restkapazität von C2 hat einen geringfügigen D- Anteil zur Folge, der sich jedoch praktisch nicht mehr auswirkt. Fig. 10 zeigt die statische Steuerkennlinie des PD-Reglers gemäss Fig. 9.
Als Abszisse ist die Eingangsspannung UF aufgetragen, :als Ordinate der Mittelwert der als Rechteckspannung anfallenden Ausgangsspannung U,I. Die Steuerkennlinie ist prak tisch linear.
Hinsichtlich des statischen Verhaltens des IPD- Reglers nach Fig. 6 konnten durch praktische Ver suche wichtige , theoretische Erkenntnisse bestätigt werden, die für die erreichbare Regelgenauigkeit von fundamentaler Bedeutung sein dürften.
Hierzu zeigt Fig. 11 zum Vergleich die Steuer kennlinie<I>a</I> (dünn ausgezogen) eines stetigen IPD- Reglers gemäss Fig. 1, die Steuerkennlinie b (gestri chelt) eines Zweipunktreglers gemäss Fig. 3 und die Steuerkennlinie c (dick ausgezogen) des Zweipunkt- reglers gemäss Fig. 6.
Es konnte inzwischen experi mentell die zunächst theoretisch gemachte und kaum glaubhaft erscheinende Aussage bestätigt werden, dass der Zweipunktregler nach den Erfindungsbeispielen praktisch keine Statik aufweist. Dies eröffnet die<B>Mög-</B> lichkeit, mit Promillegenauigkeit zu regeln.
Aus welchen Bauelementen der im Taktgeber in Fig. 8 enthaltene Verstärker V aufgebaut -ist, ist zu nächst gleichgültig, sofern hinsichtlich der erreich- baren Schaltfrequenzen bzw. Flankensteilheiten keine Beschränkungen bestehen. Ein bevorzugtes mit Tran sistoren arbeitendes Ausführungsbeispiel für den Ver stärker V ist in Fig. 13 dargestellt und wird später noch beschrieben.
Es ist auch möglich, im Taktgeber teil beispielsweise Röhren als Verstärkerelemente zu verwenden. Die Verstärkerelemente müssen nur die Eigenschaften haben, dass sie sowohl einen für die Mitkopplung als auch einen für die Gegenkopplung brauchbaren Taktgeber ergeben. Es besteht die Mö<B>g</B> lichkeit, die Transistorenendstufe unsymmetrisch oder symmetrisch aufzubauen.
Bei symmetrischen Schal- tungen sind zwei Endtransistorgruppen vorhanden, von denen stets die eine öffnet, während die andere schliesst und. umgekehrt. Symmetrische Schaltungen haben unter anderem den Vorteil,
die Gleichstrom- versorgung stets konstant zu belasten. Symmetrisch aufgebaute Endstufen erfordern bei .Steuerung von Erregerkreisen elektrischer Maschinen oder Magnet verstärker :geteilte Erregerwicklungen, ermöglichen dafür jedoch die Durchsteuerung des gesamten Steuer bereiches zwischen Minusnennspannung und Plus- nennspannung.
Besonders zweckmässig erscheint es auch bei einer Verwendung eines mit Transistoren arbeitenden Takt gebers, die Endstufe mit Transistoren aufzubauen, wobei diese so bemessen werden, dass sie nach dem eingangs beschriebenen Amplivibratorprinzip arbei ten.
Für den Betrieb einer an die Endstufe angeschlos- senen elektrischen Maschine oder eines Magnetver stärkers ergeben !sich hierdurch keine Nachteile.
In der Schaltung nach Fig. 8 ist daher eine sym metrische Endstufe gezeichnet; soweit sich die Schal- tungsdetails wiederholen, ist nur der eine der beiden symmetrischen Zweige .ausgezeichnet. Der Beginn des anderen gleich ausgebildeten Zweiges ist durch einen Pfeil Pf gekennzeichnet. Es besteht die Möglichkeit,
die .beiden Endtransistorgruppen unmittelbar von den beiden im Gegentakt arbeitenden Ausgängen A1 und A2 des Verstärkers<I>V</I> zusteuern.
Im hier gezeich neten Fall wurde jedoch von dieser Möglichkeit nicht Gebrauch gemacht, vielmehr wurde die gesamte End- stufensahaltung an den Ausgang A1 angekoppelt. Da durch blieb der Ausgang A2 unbelastet, was den Vor teil eines mit Sicherheit ungestört wirkenden Rück- führmechanismu:sergibt.
Der Widerstand 1 hat den Zweck, den Ausgang A1 in ein der nachfolgenden Schaltung günstiges Span- nungsintervall zu bringen, :der Widerstand 2 begrenzt den dem Transistor 3 in der Basis zugeführten Steuer strom.
Die Transistoren 3 und 4 arbeiten durch den Emitterwiderstand 5 gekoppelt im Gegentakt, wobei das Potential der Basis von 4 durch Widerstände 6 und 7 auf einem geringen Pluspotential gehalten wird. Weitere Widerstände 8 und 9 dienen der Begrenzung des Kollektorstromes der Transistoren 3 und 4. Am Kollektor des Transistors 4 liegt die Basis eines wei teren Transistors 10.
Ist der Transistor 4 geschlos sen, so gelangt der gesamte über den Widerstand 9 fliessende Strom in die Basis des Transistors 10 und öffnet ihn. Das Kollektorpotential des Transistors 4 steigt dabei nur auf das Basispotential des Transistors 10 und nicht weiter an.
Dieser Tatsache verdanken die Transistoren 3 und 4 eine die Betriebssicherheit fördernde Spannungsschonung. Öffnet der Transistor 4, so nimmt das Kollektorpotentäal wegen der Wider- standskombination 6, 7 ein kleines positives Potential an. Über die Basis des Transistors 10 kann nunmehr kein Strom im steuernden Sinn fliessen. Der Tran sistor sperrt also. Die Leckströme :des Transistors 10 werden durch das positive Kollektorpotential des Transistors 4 aufgefangen.
Ein Widertand 11 dient ,der Begrenzung :des Kollektorstromes des Transistors 10. Ein weiterer Transistor 12 ist mit der Basis an den Emitter des Transistors 10 angekoppelt. Ein Wi derstand 13 dient zurr Begrenzung des Kollektorstro- mes des Transistors 12. Ein Widerstand 14 führt den Leckstrom des Transistors 12 im gesperrten Zustand ab.
Entsprechende Funktionen hat ein Widertand 15 in bezug auf den weiteren Transistor 16, der mit der Basis an den Emitter des Transistors 12 angekoppelt ist.
Der Transistor 16 ist im Em@itter geerdet und steuert im Kollektor d ie eine Hälfte der symmetrisch gesteuerten Last, die in diesem Fall beispielsweise die eine Hälfte einer Erregerwicklung 17 einer nicht wei ter dargestellten elektrischen Maschine ist.
Soll bei spielsweise die Spannurig der Maschine geregelt wer den, so st deren Ausgangsspannung in Differenz- schaltung nut einer Sollwertspannung :auf den durch die Klemme El angedeuteten Eingang,des Verstärkers zu geben.
Zur Vermeidung von Überspannungen bei induktiven Lasten dient in an sichRTI ID="0004.0210" WI="15" HE="3" LX="1691" LY="2622"> bekannter Weise ein Ventil 18, eine sogenannte Nullanode. Die Wider- stände 14 und 15 in Fig. 8 werden vorteilhaft derart bemessen, dass sie in d er Lage sind, die Lecksträme der Transistoren 12 bzw. 16 abzuführen.
Die Leck- ströme müssen @deshalb abgeführt werden, damit ein völliges Schliessen der Transistoren gewährleistet ist, anderenfalls übernehmen die Transistoren Verlust- leistungen, was zu ihrer Zerstörung führen kann.
Weist beispielsweise der Transistor 16 einen geringe ren Leckstrom,auf, als er durch Ausfall des Wider standes 15 vorgesehen ist, so wird das Basispotential im gesperrten Zustand dadurch auf dem richtigen Wert gehalten,
dass der Transistor 12 geringfügig sich öffnet und die Differenz zwischen dem vorgese henen und. dem tatsächlich auftretenden Leckstrom fliesst. Jeder Transistor der Endstufenkette muss also hinsichtlich der Verlustleistung so gewählt werden, dass er im gesperrten Zustand, das heisst bei Anliegen der vollen Spannung,
die für den nachfolgenden Tran- sistor vorgesehenen Leckstrom bedingte Verlustlei stung vertragen wird.
Damit diese Bedingung nicht zu wirtschaftlich ungünstigen Forderungen führt, ist für die Transistoren 10 und 11 eine gesonderte Ver sorgung des Kollektorkreises mit einer niedrigen Gleichspannung U2 vorgesehen.
Dies hat zugleich den Vorteil, dass die im Gerät an den Widerständen entstehenden Verlustleistungen klein bleiben, so dass die Transistoren durch äussere Erwärmung weniger gefährdet sind.
Die in Fig. 8 angedeutete Endstufenkette kann durch Hinzufügen von Gliedern der Art 13, 12, 15 in Richtung auf erhöhte Stufenzahl und bei Vorhan densein geeigneter Transistortypen damit in Richtung ,auf erhöhte Ausgangsleistung beliebig erweitert wer den.
Es steht zu erwarten, dass die heute schon er reichten Leistungswerte je Transistor im Laufe der Zeit zunehmen werden. Die Ausgangsleistung der Schaltung kann bei gegebener Transistortype auch durch Piarallelsehalten mehrerer Transistoren erhöht werden.
Die in Fig. 8 gezeigte Endstufe ist nur als Aus- f ührungs- und zugleich Anwendungsbeispiel für den Fall einer Gleichstromankopplung zu betrachten.
Es -besteht auch die Möglichkeit, die einzelnen Transi- storteilstufen durch Transformatoren bzw. Übertra ger anzukoppeln. Hier :
besteht wiederum die Möglich keit, die Transformatoren entweder so auszulegen, dass sie den Spannungsverlauf am Ausgang,der Takt geberstufe im wesentlichen umverzerrt übertragen oder aber solche Transformatoren zu verwenden,
die bei jedem Schaltvorgang der Taktgeberstufe einen entsprechenden Spannungsimpuls aufbringen. Im letztgenannten Fall ist es notwendig, jede Transistor- zwischenstufe Tals bistabile Kippschaltung aufzubauen. Dies bedeutet keinen erhöhten Bauelementenaufwand,
sofern Transistoren in basisgeerdetem Betrieb mit einer Stromverstärkung von grösser als 1 verfügbar sind. Die Transformatorkopplung bietet den Vorteil einer besseren Leistungsanpassung der einzelnen Tran sistorstufen aneinander.
Man kommt hier vermutlich mit einer geringeren Stufenzahl aus. Im Rahmen des Erfindungsgedankens sind ver schiedene Abwandlungen des neuen Zweipunktreglers möglich. Einige hiervon sind nachstehend aufgeführt.
Fig. 12 zeigt eine ähnliche Schaltung wie Fig. 6, jedoch liegt der Kondensator C1 hier - betrachtet vom Kondensator C2 - auf der Ausgangsseite des Verstärkers V.
Die Reihenfolge von C1 und R1 in Fig. 6 sowie von C1 und R2 in Fig. 12 ist beliebig. Es ist auch gleichgültig,
ob die Widerstände R1 und R2 sowie 2 in Fig. 8 aus zwei getrennten Wider ständen bestehen oder ob dafür ein einziger angezapf ter Widerstand verwendet ist. Die Endstufe nach Fig. 8 kann in einer geschlossenen Geräteeinheit un tergebracht werden.
Dieses kann dann als Austausch- bauteil für einen nach dem Baukastensystern ausgebil deten Regler, der für alle praktisch vorkommenden Regelaufgaben brauchbar ist, verwendet werden.
Wie oben bereits erwähnt, kann für,den Verstär ker V des Zweipunktreglers nach Fig. 6, 8, 9, 12 eine ian sich beliebige Verstärkerausführung verwendet werden, sofern -sie trägheitsarm ist und normaler- ,
weise stetig arbeitet und ausserdem eine überkritische, trägheitsarme Mitkopplung und eine trägheitsbehaf- tete Gegenkopplung aufweisen, derart,
dass die Aus gangsgrösse- periodisch zwischen einem minimalen und einem maximalen Wert liegt und der stetigen Ein- gangsgrösse des Verstärkers hinsichtlich ihres Tast- verhältnisses proportional ist.
Ein erprobtes, mit Tran- sistoren arbeitendes Ausführungsbeispiel, durch das viele in der heutigen Regelungstechnik auftretende Probleme beherrscht werden können, ist in Fig. 13 dargestellt.
Hierbei handelt es sich um einen bereits an anderer Stelle vorgeschlagenen Verstärker, der aus einem mehrstufigen Transistorverstärker in Emitter- ischaltung mit galvanischer Kopplung der Verstärker stufen besteht.
Als Vzrstärkerelement sind in der ersten Verstärkerstufe I die Transistoren 101 und 102, die sogenannten Vortransistoren, und in der zweiten Verstärkerstufe II die Transistoren 103 und 104, die sogenannten Endtransistoren, enthalten.
Alle vier Transistoren arbeiten in der Emitterschaltung und steuern den Strom durch die Kollektorwider- stände 105, 106, 107 und 108.
Der .gemeinsame Emitterwiderstand 109 der ersten Stufe und 110 der zweiten Stufe bewirkt, dass jede Stufe für sich im Gegentakt arbeitet, das heisst die Summe der von zwei Transistoren :
einer Stufe gesteuerten Ströme stets kon stant ist. Die gegebenenfalls einstellbaren Widerstände 111 und 114 dienen zur Speisung eines Gleichstromes in die Basis der Vortransistoren, damit diese sich schon ohne äussere Eingriffe etwa im Arbeitspunkt befinden.
Die Basen der in :der Vorstufe angeordneten Tran sistoren 101 und 102 können jeweils über einen Wi derstand 115 oder 116 mit dem Erdpotential ver- bunden sein. Diese Widerstände 115 und 116 halten die Eingangspotentiale des Verstärkers unabhängig von irgendwelchen Störeinflüssen angenähert auf :
dem Wert Null. Jede Potentialabweichung führt zu einem Steuerstrom über den Widerstand 115 oder den Wi derstand 116 :und :bewirkt damit eine Korrektur, deren Genauigkeit durch Wahl eines möglichst klei- nen Widerstandswertes gross gemacht werden kann.
Eine untere Grenze für die Widerstände 115 und 116 ergibt sich jedoch aus dem Umstand, dass diese Wi derstände parallel zum Eingangswiderstand der Vo:r- transistoren liegen. Es ist :
daher vorteilhaft, jeden der beiden Widerstände etwa zwei- bis zehnmal so gross auszulegen, wie der Eingangswiderstand des zu gehörigen Vortxansistors ist. Wird den Eingangs- klemmen 121 und 122 ein symmetrisches Signal zu- geführt, also ein Signal, das an beiden Eingangs klemmen gleiche Amplitudenhöhe, aber entgegen gesetztes Vorzeichen aufweist,
so bewirkt es eine symmetrische Aussteuerung der Transistoren 101 und 102. Die gleiche symmetrische Aussteuerung der Transistoren 101 und 102 wird auch bei unsymme trischen Signalen hervorgerufen, das heisst bei Signa len, :die nur an einem Eingang eine Potentialänderung hervorrufen. In diesem Fall kann es jedoch vorteil haft sein, einen der Widerstände 115 oder 116 kurz zuschliessen, und zwar denjenigen, der :
an der Ein- gangsklemme liegt, die stets die gleiche Potential höhe :aufweist. Eingangssignale mit -gleicher Ampli- tudenhöhe bei gleichem Vorzeichen, :das heisst asym metrische Signale dagegen, bleiben wirkungslos.
Die beiden Verstärkerstufen sind über eine Tei- lerschaltung galvanisch gekoppelt. Diese Teilerschal- tung besteht :aus den Widerständen 117, 118 bzw. 119, 120, in Verbindung mit dem jeweiligen Kol- lektorwid-erstand 105 bzw. 106.
Diese Schaltung be wirkt eine Anpassung des den Basen der Endtransi- storen 103 und 104 zugeführten Kollektorstromes. Dabei ist das besondere Kennzeichen dieser Teiler- !schaltung, dass :das Potential an den Klemmen 127 und 128 und somit auch das Basispotential der End transistoren 103 und 104 konstant gehalten wird, und zwar annähernd auf dem Kollektorpotential.
Beider Verwendung des Zweipunktreglers kann in :der nachgeschalteten Endstufe, beispielsweise bei der Einrichtung nach Fig. 8, die trägheitsbehaftete Gegenkopplung, :
die mit Hilfe der Widerstände R1, R2 und der Kondensatoren Cl, C., durchgeführt ist, an- statt vom Ausgangsanschluss <I>A,</I> des Verstärkers<I>V</I> .auch von einer Teilstufe der als Amplivibrator betrie benen Endstufe entnommen werden,
die den gleichen Spannungsverlauf aufweist wie der Ausgangsanschluss A2. Dadurch .ergibt sich der Vorteil, dass die Gegen kopplung von einer höheren Leistung hergeleitet wird und dassdadurch der Verstärker V selbst nicht be lastet wird.
Bei der Einrichtung nach der Fig. 8 ist es besonders vorteilhaft, die Spannung am Ausgang des Transistors 16 zu verwenden, da diese die -höchste Spannung ist und die durch .die Rückführung entspre chende praktische Belastung hier überhaupt nicht ins (Teesicht fällt-
Electrical two-position controller The semiconductor amplifiers available today based on transistors have only a relatively low power loss, which is at most in the order of magnitude of the power loss of radio reception tubes.
The consumer powers that can be controlled with such semiconductor amplifiers are accordingly also low, at least when the conventional operating mode, the continuous modulation, is used.
However, if the amplifiers were operated as a switch, i.e. practically only in the uncontrolled and fully controlled state, with the area in between being jumped through as quickly as possible in order to avoid transitional losses, then, with the same power loss, it is possible to control considerably greater consumer powers, e.g. can be even bigger.
In this case, it is necessary to supply the amplifier with an appropriate control variable jumping back and forth between zero and a certain maximum value. A pulse-time-modulated control variable with a variable duty cycle is required.
The frequency of the control variable can be constant, for example, it just depends on the time ratio between non-modulation and full modulation corresponding to an existing control input variable of the amplifier. Such an operating mode can also be referred to as pulse width control.
According to a more recent proposal, especially when semiconductor amplifiers, especially transistors, are used, it is referred to as the amplivibrator principle. A transistor that is operated in the aforementioned manner can be referred to as a two-point transistor.
In measurement, control and regulation technology, it is generally the case that the displayed control variables or those generated with special measuring transducers are available as continuous variables. In the case of temperature regulation, for example, the measured temperature value is available as a DC voltage value if it is generated with a thermocouple. In order to now operate as a switch semiconductor amplifier, z. B.
Switching transistors, to be able to control through such constant quantities, devices are required by means of which the constant quantities: are converted into pulse quantities whose duty cycle is proportional to the respective value of the constant quantity. You can use so-called astable tilt generators, for example.
The control of these oscillating generators by direct current quantities in such a way that the pulse duty factor of the pulse size generated is proportional to the direct current quantity over a wide range cannot be solved immediately and requires a relatively large amount of effort.
On the other hand, the invention makes it possible, by means of relatively simple measures, to generate a tilting variable that is controllable in a wide range with regard to its pulse duty factor through its direct current variable and, moreover, of relatively high power,
and thus - at the same time with a favorable dynamic influence in terms of control technology - to control machines through transistors and other semiconductor amplifiers.
The problem will be explained using the following known examples. Fig. 1: There is a requirement to convert an error signal into an adjustment command that consists of three parts, namely an integral, a proportional and a differential AbbdM of the error.
For this purpose, a continuously acting control amplifier V with a dPD feedback is first used. Fig. 1 shows only the basic circuit with the counter used for the return resistors R., R1, R2 and the capacitors <B> Cl, </B> C2. The type, number and use of these elements are only:
to be regarded as an example. If a square-wave voltage UE according to FIG. 2a is applied to the input of the arrangement, a curve of the output voltage Ua according to FIG. 2b is obtained.
The process shown here consists of a D pulse D, a P component P and a 1 process 1.
It is now known that transistors operated as switches cannot be directly controlled by a continuous amplifier. The transistors may only be acted upon with the commands open or close.
Fig. 3 shows an amplifier V with a coupling circuit with a resistor R and a parallel capacitor C, which ensures that, regardless of which signal is present at the input of the circuit, the output voltage UA can only take two values. Fig. 4 shows the control characteristic of the circuit.
The transmission resistance R of the amplifier V (Fig. 1, 3) is understood to mean the ratio of the changes in the output voltage UA to the changes in the input current 1E, i.e. = UA / Ir. A tilting characteristic according to FIG. 4 is only available if the positive feedback resistance R is selected to be smaller than the contact resistance R ;;
of the amplifier V. The resistance R is conveniently at least about a factor of 2 smaller than R ;; made, on the one hand, in order to be largely independent of the tolerance of the resistance values and the amplification line in the case of serial production of the two-point controller, on the other hand, in order to tip into the most defined end positions.
The width b of the loop shown in Fig. 4 is proportional to the term
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5 serves to explain the above dimensioning.
In .Fig. 5 shows the control characteristic <I> St </I> of the amplifier V without any external wiring and the current-voltage straight line G of the positive feedback resistor R ge.
The outer intersection points S1 and SZ between the positive feedback straight line and the control characteristic curve give the stable points of the trigger circuit. The greater the positive feedback resistance R is selected,
the steeper the positive feedback line becomes and the poorer the definition of the stable operating points. For the reasons indicated above, the control characteristic curve of the trigger amplifier according to FIG. 3 does not have an ideal rectangular shape, but rather shows the curves indicated in FIG. 4.
The invention now relates to an electrical two-point controller, characterized by an inherently continuous amplifier, which is provided with a supercritical, low-inertia positive feedback, which gives it a tilting characteristic, as well as with an inertial counter-coupling,
that the stable working points of the tilting characteristic are alternately canceled periodically and the output variable constantly toggles between a minimum and a maximum value with a duty cycle dependent on the respective constant input variable, the type of dependency being determined qualitatively and quantitatively by the negative feedback impedance.
This design causes the conversion of a controlling constant variable into a pulse variable that is dependent on it with regard to the duty cycle with the aid of a constant amplifier, in particular an electronic amplifier, which is made into a two-point controller by special measures.
In a control loop in which the actuator is actuated by the so-called control amplifier, this is thus designed in such a way that it converts the pulse output variable on its own. As before, the amplifier only needs to be supplied with a constant control variable, for example a direct current.
Supercritical positive feedback means more than 100% positive feedback from the amplifier output to the amplifier input. As a result, the amplifier explained below, for example, contains a so-called tilting characteristic: At a certain value of the controlling input variable, the output variable suddenly jumps to a high value.
The area in between, which is the control area in a normal amplifier, cannot be verified. An amplifier equipped with such a characteristic curve is also provided with an inertial negative feedback from the amplifier output to the amplifier input.
An electrically inert element is switched on in the negative feedback circuit, that is to say a element with storage properties, for example a capacitor. Due to the counter-coupling, the stable positions of the amplifier only made possible by the supercritical feedback are canceled again.
As a result, the working point of the amplifier constantly oscillates back and forth between the mentioned working point positions. It is therefore possible to combine the functions of the previously known, continuously acting controllers, in particular with PID behavior, with the functions of a To combine two-position controller in such a way that a controller is created that is only capable of two different modulation states,
which, however, works like a continuous controller with a corresponding, in particular PID, behavior on average over time.
6, 9 and 12 show embodiments of the two-point controller according to the invention. Fig. 8 shows a preferred embodiment of the output stage of a two-point controller according to the invention, while Fig. 13 shows a possibility of construction for the Ver denoted by V in the above figures.
FIG. 10 shows a diagram of the two-point controller shown in FIG. 9, while the diagram in FIG. 11 relates to a two-point controller according to FIG. 6. The diagrams according to FIGS. 7a to 7d finally illustrate the mode of operation of a continuous controller and that of an example of the two-point controller according to the invention.
The circuit shown in Fig. 6 is a combi nation of the circuits of FIGS. 1 and 3. In it is the steady amplifier V because of the simultaneous positive feedback, consisting of the Schaltele elements R and C, which the amplifier a tilt - give characteristic, and the negative feedback, consisting of the switching elements Cl, R1,
C2, R2, only capable of two constantly changing switching states.
It can be shown theoretically - and has meanwhile been confirmed by practical investigations - that the mentioned switching elements of the feedback cause the controller according to FIG. 6 to alternate between the two switching states,
wherein the test ratio and thus the mean DC value of the output voltage is dependent on the respective continuous input voltage and z. B. shows a temporal course that corresponds to the behavior of a continuous IPD controller. The controller can also be given any other control behavior.
FIG. 7 shows the relationship between the mode of operation of a known continuous controller, compare the illustrations on the left in each case - and the corresponding mode of operation of the two-point controller according to FIG. 6 - see the illustrations on the right. In all cases, the time t is used as the abscissa and the ordinate
Output voltage UA, Fig. 7a shows zero level control. With the two-position controller, it is assumed that switching takes place between a complete minus value and a complete plus value as the minimum or maximum of the output variable UA. The length of the switching intervals in the plus or minus direction is therefore the same. Fig. 7b shows constant plus modulation.
With the two-point controller, the length of the plus intervals outweighs the length of the minus intervals. In the case of a minus level, the situation is exactly the opposite. This representation is therefore not given. In Fig. 7c the behavior with PD feedback is shown.
Such a regulator is obtained from the general circuit according to FIG. 6 by short-circuiting the capacitor C1. Instead of a differentiating pulse in the continuous controller, there is a one-time, greatly extended plus pulse for two-position controllers,
whose additional area F2 corresponds to the hatched area F1 of the D pulse in the continuous case. Finally, FIG. 7d shows the behavior of the two-point controller during an integration process. The two-point controller shows the tendency towards increasingly widespread plus pulses and decreasing minus pulses.
The feedback elements R., R1, R2, Cl 'C2 in FIG. 6 can be dimensioned in the same way and according to the same computing methods as in the case of a continuous controller. The decisive aspects for the dimensioning of the positive coupling elements have already been mentioned.
The switching frequency of the two-position controller results from this dimensioning. After the feedback elements have been determined by the type of control task, the switching frequency can be influenced within certain limits by changing the positive feedback resistance.
It is inversely proportional to the lead T2 = R2 - C2, which is formed in the feedback. This fact is very beneficial. It makes sense to bring the switching frequency of the controller into a reasonable ratio to the dynamic properties of the controlled system. Fast controlled systems require high switching frequencies.
Low switching frequencies are sufficient for slow control routes. If the lead T2 = R2 - C2 is immediately made equal to one of the two time constants of the controlled system,
the adjustment of the switching frequency to the properties of the controlled system is inevitably achieved by correctly dimensioning the feedback.
8 shows the arrangement of a two-point controller with an output stage using transistors. The part of the circuit to the left of the dash-dotted line acts as a clock generator part. To the right of this line L is the output stage.
Except for the input circuit, the clock generator essentially corresponds to the circuit according to FIG. 6. Here, too, as in FIG. 6, the per se continuous amplifier is marked with V be. Instead of R, a smoothing curve was used
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intended.
The reason for this is the elimination of undesired harmonics which are generally superimposed on the measured error values, the regulation (control deviation) and which, without special measures, can lead to an undesired harmonic superposition. To set the lead times, the capacities of the capacitors C1 and <RTI
ID = "0003.0202"> C2 can be changed. This means that the dynamic conditions on the controller can be changed without influencing the static conditions caused by the amplifier curve and the values of the resistors R, Ri, R2.
The measures outlined therefore enable a particularly favorable design of the resistors R1 and R2 that can be used over a wide range. The integration time is made by means of
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set.
The circuit of the clock generator according to FIG. 8 enables the construction of a universally usable and adjustable feedback part. In the feedback circuit, a few options for conversion are provided, which will be explained below with reference to FIG.
If the capacitor C1 is bridged in FIG. 6, a PD controller according to FIG. 9 is obtained. A bridging of C2 in order to achieve an IP or P behavior is not possible.
because the mode of operation of the two-position controller is based on the interaction of an inertial positive feedback with an inertial negative feedback. However, an IP or P behavior can be achieved with practically sufficient accuracy through a sufficient reduction of <RTI
ID = "0003.0261"> C2 can be achieved. This results in a 1P or P controller with a high switching frequency. The remaining capacity of C2 results in a slight D component, which, however, has practically no effect. FIG. 10 shows the static control characteristic of the PD controller according to FIG. 9.
The input voltage UF is plotted as the abscissa, the mean value of the output voltage U, I occurring as a square-wave voltage as the ordinate. The control characteristic is practically linear.
With regard to the static behavior of the IPD controller according to FIG. 6, it was possible to confirm important theoretical findings through practical trials, which should be of fundamental importance for the control accuracy that can be achieved.
For comparison, FIG. 11 shows the control characteristic <I> a </I> (thin lines) of a continuous IPD controller according to FIG. 1, the control characteristic b (dashed lines) of a two-point controller according to FIG. 3 and the control characteristic c ( thick) of the two-point controller according to FIG. 6.
In the meantime, it has been possible to experimentally confirm the initially theoretically made and hardly seemingly credible statement that the two-position controller according to the invention examples has practically no statics. This opens up the <B> possibility </B> of regulating with per mille accuracy.
The components of which the amplifier V contained in the clock generator in FIG. 8 is constructed is initially irrelevant, provided there are no restrictions with regard to the switching frequencies or edge steepnesses that can be achieved. A preferred embodiment for the transistors working with transistors V is shown in FIG. 13 and will be described later.
It is also possible, for example, to use tubes as amplifier elements in the clock generator. The amplifier elements only need to have the properties that they result in a clock generator that can be used both for positive feedback and a clock generator for negative feedback. It is possible to build the transistor output stage asymmetrically or symmetrically.
In symmetrical circuits, there are two output transistor groups, one of which always opens, while the other closes and. vice versa. Symmetrical circuits have the advantage, among other things,
to constantly load the direct current supply. Symmetrically structured output stages require, when controlling excitation circuits of electrical machines or magnetic amplifiers: split excitation windings, but enable the entire control range to be controlled between negative nominal voltage and positive nominal voltage.
It also appears particularly expedient when using a clock generator operating with transistors to build the output stage with transistors, these being dimensioned so that they work according to the amplivibrator principle described at the beginning.
This does not result in any disadvantages for the operation of an electrical machine or a magnetic amplifier connected to the output stage.
In the circuit of FIG. 8, a symmetrical output stage is therefore drawn; as far as the circuit details are repeated, only one of the two symmetrical branches is marked. The beginning of the other, identically formed branch is indicated by an arrow Pf. It is possible
control the two end transistor groups directly from the two push-pull outputs A1 and A2 of the amplifier <I> V </I>.
In the case shown here, however, no use was made of this option, rather the entire output stage was coupled to output A1. As a result, output A2 remained unloaded, which gives the advantage of a feedback mechanism that is sure to work undisturbed.
Resistor 1 has the purpose of bringing output A1 into a voltage interval that is favorable for the following circuit: Resistor 2 limits the control current supplied to transistor 3 in the base.
The transistors 3 and 4 work in a push-pull manner coupled through the emitter resistor 5, the potential of the base of 4 being kept at a low positive potential by resistors 6 and 7. Further resistors 8 and 9 are used to limit the collector current of transistors 3 and 4. The base of a further transistor 10 is located at the collector of transistor 4.
If the transistor 4 is closed, the entire current flowing through the resistor 9 reaches the base of the transistor 10 and opens it. The collector potential of the transistor 4 only rises to the base potential of the transistor 10 and does not rise any further.
The transistors 3 and 4 owe this fact a voltage protection which promotes operational safety. When the transistor 4 opens, the collector potential assumes a small positive potential because of the resistance combination 6, 7. No current in the controlling sense can now flow through the base of transistor 10. So the transistor blocks. The leakage currents: of the transistor 10 are absorbed by the positive collector potential of the transistor 4.
A resistor 11 is used to limit: the collector current of the transistor 10. Another transistor 12 is coupled with the base to the emitter of the transistor 10. A resistor 13 serves to limit the collector current of the transistor 12. A resistor 14 dissipates the leakage current of the transistor 12 in the blocked state.
A resistor 15 has corresponding functions with respect to the further transistor 16, the base of which is coupled to the emitter of the transistor 12.
The transistor 16 is grounded in the em @ itter and controls one half of the symmetrically controlled load in the collector, which in this case is, for example, one half of an excitation winding 17 of an electrical machine not shown further.
If, for example, the voltage of the machine is to be regulated, its output voltage must be applied in differential circuit using a setpoint voltage: to the input of the amplifier indicated by terminal El.
To avoid overvoltages with inductive loads, a valve 18, a so-called zero anode, is used per seRTI ID = "0004.0210" WI = "15" HE = "3" LX = "1691" LY = "2622". The resistors 14 and 15 in FIG. 8 are advantageously dimensioned in such a way that they are able to dissipate the leakage currents of the transistors 12 and 16, respectively.
The leakage currents must therefore be dissipated so that the transistors close completely, otherwise the transistors take on power losses, which can lead to their destruction.
If, for example, the transistor 16 has a lower leakage current than is provided by the failure of the counter 15, the base potential is kept at the correct value in the blocked state.
that the transistor 12 opens slightly and the difference between the vorgese Henen and. the actually occurring leakage current flows. With regard to the power loss, each transistor in the output stage chain must be selected in such a way that in the blocked state, i.e. when the full voltage is applied,
the power loss due to the leakage current provided for the downstream transistor is tolerated.
So that this condition does not lead to economically unfavorable requirements, a separate supply of the collector circuit with a low DC voltage U2 is provided for the transistors 10 and 11.
At the same time, this has the advantage that the power losses that occur at the resistors in the device remain small, so that the transistors are less endangered by external heating.
The output stage chain indicated in Fig. 8 can be expanded as desired by adding links of the type 13, 12, 15 in the direction of increased number of stages and in the presence of suitable transistor types in the direction of increased output power.
It is to be expected that the performance values already achieved per transistor will increase over time. With a given transistor type, the output power of the circuit can also be increased by keeping several transistors in parallel.
The output stage shown in FIG. 8 is only to be regarded as an embodiment and at the same time an application example for the case of a direct current coupling.
There is also the option of coupling the individual transistor sub-stages using transformers or transmitters. Here :
there is again the possibility of either designing the transformers in such a way that they transmit the voltage curve at the output, the clock generator stage, essentially in a distorted manner, or to use transformers
which apply a corresponding voltage pulse with each switching process of the clock generator stage. In the latter case it is necessary to build each transistor intermediate stage as a bistable multivibrator. This does not mean an increased number of components,
provided that transistors in base-earthed operation with a current gain of greater than 1 are available. The transformer coupling offers the advantage of better performance matching of the individual transistor stages to one another.
You can probably get by with a lower number of stages. Various modifications of the new two-position controller are possible within the scope of the inventive concept. Some of these are listed below.
FIG. 12 shows a circuit similar to FIG. 6, but here the capacitor C1 - viewed from the capacitor C2 - is on the output side of the amplifier V.
The order of C1 and R1 in FIG. 6 and of C1 and R2 in FIG. 12 is arbitrary. It is also indifferent
whether the resistors R1 and R2 and 2 in Fig. 8 consist of two separate resistors or whether a single tapped resistor is used. The output stage according to FIG. 8 can be accommodated in a closed device unit.
This can then be used as a replacement component for a controller designed according to the modular system, which can be used for all practically occurring control tasks.
As already mentioned above, any amplifier design per se can be used for the amplifier V of the two-position controller according to FIGS. 6, 8, 9, 12, provided that it is low-inertia and normal,
works steadily and also has a supercritical, low-inertia positive feedback and an inertial negative feedback, such as
that the output variable is periodically between a minimum and a maximum value and is proportional to the constant input variable of the amplifier with regard to its duty cycle.
A tried-and-tested embodiment example which works with transistors and by means of which many problems occurring in today's control technology can be mastered is shown in FIG.
This is an amplifier already proposed elsewhere, which consists of a multi-stage transistor amplifier in an emitter circuit with galvanic coupling of the amplifier stages.
The transistors 101 and 102, the so-called pre-transistors, are contained in the first amplifier stage I and the transistors 103 and 104, the so-called end transistors, are contained in the second amplifier stage II.
All four transistors work in the emitter circuit and control the current through the collector resistors 105, 106, 107 and 108.
The common emitter resistor 109 of the first stage and 110 of the second stage causes each stage to work in push-pull mode, i.e. the sum of the two transistors:
a stage controlled currents is always constant. The optionally adjustable resistors 111 and 114 serve to feed a direct current into the base of the pre-transistors so that they are already at the operating point without external intervention.
The bases of the transistors 101 and 102 arranged in the preliminary stage can each be connected to ground potential via a resistor 115 or 116. These resistors 115 and 116 keep the input potentials of the amplifier approximately independent of any interference:
the value zero. Each potential deviation leads to a control current via the resistor 115 or the resistor 116: and: thus effects a correction, the accuracy of which can be made high by choosing the smallest possible resistance value.
A lower limit for the resistors 115 and 116 results, however, from the fact that these resistors are parallel to the input resistance of the pre-transistors. It is :
It is therefore advantageous to make each of the two resistors about two to ten times as large as the input resistance of the associated vortex transistor. If a symmetrical signal is fed to input terminals 121 and 122, i.e. a signal that has the same amplitude level but opposite sign at both input terminals,
so it causes a symmetrical modulation of the transistors 101 and 102. The same symmetrical modulation of the transistors 101 and 102 is also brought about with asymmetrical signals, that means with signals that only cause a change in potential at one input. In this case, however, it can be advantageous to briefly connect one of the resistors 115 or 116, namely the one that:
is at the input terminal, which always has the same potential level. Input signals with the same amplitude with the same sign, ie asymmetrical signals, on the other hand, remain ineffective.
The two amplifier stages are galvanically coupled via a divider circuit. This divider circuit consists of the resistors 117, 118 or 119, 120, in connection with the respective collector resistor 105 or 106.
This circuit effects an adaptation of the collector current supplied to the bases of the end transistors 103 and 104. The special feature of this divider circuit is that: the potential at terminals 127 and 128 and thus also the base potential of the end transistors 103 and 104 is kept constant, approximately at the collector potential.
When using the two-position controller, in: the downstream output stage, for example in the device according to Fig. 8, the inertial negative feedback,:
which is carried out with the help of the resistors R1, R2 and the capacitors C1, C., instead of the output terminal <I> A, </I> of the amplifier <I> V </I>. Also from a sub-stage of the as Be taken from the amplifier operated output stage,
which has the same voltage curve as the output terminal A2. This has the advantage that the negative feedback is derived from a higher power and that the amplifier V itself is not burdened as a result.
In the device according to FIG. 8, it is particularly advantageous to use the voltage at the output of transistor 16, since this is the highest voltage and the practical load caused by the feedback does not fall into the equation at all.