CH353411A - Transmitter circuit, preferably for single sideband transmission - Google Patents

Transmitter circuit, preferably for single sideband transmission

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CH353411A
CH353411A CH353411DA CH353411A CH 353411 A CH353411 A CH 353411A CH 353411D A CH353411D A CH 353411DA CH 353411 A CH353411 A CH 353411A
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CH
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circuit
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tube
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Hans Dipl Phys Leysieffer
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Siemens Ag
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    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03CMODULATION
    • H03C1/00Amplitude modulation
    • H03C1/16Amplitude modulation by means of discharge device having at least three electrodes
    • H03C1/18Amplitude modulation by means of discharge device having at least three electrodes carrier applied to control grid
    • H03C1/26Amplitude modulation by means of discharge device having at least three electrodes carrier applied to control grid modulating signal applied to cathode

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  • Amplifiers (AREA)

Description

  

      Senderschaltung,        vorzugsweise    für     Einseitenbandübertragung       Im Patent     Nr.3190,86    ist eine     Senderschaltung     beschrieben, die eine in     Gitterbasisschaltung    geschal  tete, auch bei Entnahme der vollen     Ausgangsleistung     wenigstens angenähert     gitterstromfrei    betriebene     End-          röhre    aufweist, deren Eingangskreis aus     einer    Vor  stufe mit     hochohmigem    Aussenwiderstand gespeist  wird.

   Eine derart ausgebildete     Senderendstufe    stellt  eine     Gegenkopplungsschaltung    dar, die sich. durch be  sonders grosse     Linearität    der Verstärkung auszeich  net. Diese Eigenschaft wird vor allem bei der     über-          tragung    von     Ampliitudenmodulation,    vorzugsweise  mittels der     Einseitenbandtechnik,        benötigt,    wie es im  zitierten Patent im einzelnen ausführlich dargelegt ist.  



  Bei der Realisierung einer     Senderendstufe    nach  diesem     Patent,    beispielsweise im Bereich der     D,ezi-          meterwellen    und der noch kürzeren Wellen zeigt sich  jedoch, dass unter Umständen die in     Gitterbasisschal-          tung    betriebene. Endröhre - wegen der bereits sehr  merklichen Elektronenlaufzeiten - ihre Eingangs  impedanz in Abhängigkeit von der Aussteuerung we  sentlich ändert. Das kann zur Folge haben, dass der  Aussenwiderstand der     Vorröhre    seinen hohen Wert  verliert und damit die die     Linearisierung    bewirkende  Gegenkopplung unerwünscht vermindert wird.  



  Gegenstand der Erfindung ist eine     Senderschal-          tung,    die unter anderem gerade in dieser Hinsicht ver  bessert ist.  



  Gemäss der Erfindung wird vorgeschlagen, dass  der     hochohmige    Aussenwiderstand der Vorstufe mit  dem Eingangskreis der Endröhre über einen in     seinen          Transformationseigenschaften    derart     bemessenenVier-          pol    verbunden ist,

   dass die bei Änderung der     End-          röhrenaussteuerung    eintretenden     Schwankungen    der  Blindkomponente der Eingangsimpedanz der     End-          röhre    am     aussenwiderstandsseitigen        Vierpoleingang     wenigstens nahezu     kompensiert    sind. Der Vierpol  kann in     vorteilhafter    Weise durch einen Leitungs-    abschnitt gebildet werden, der zum Beispiel etwa eine  halbe     Betriebswellenlänge    lang, hiervon jedoch um  einen     kleinen    Betrag verschieden ist.  



  Nachstehend wird die Erfindung anhand eines  Ausführungsbeispiels näher     erläutert.     



  In     Fig.    1 sind die beiden letzten     Stufen    eines Sen  ders dargestellt, dessen Ausgangsfrequenz beispiels  weise in der Grössenordnung von 300 bis. 500 MHz  liege. Die Endstufe des Senders besteht aus .einer in       Gitterbasisschaltung    betriebenen Röhre 3, vorzugs  weise einer     Tetrode,    beispielsweise vom Typ 4 X 150,  an deren     Gitter-Kathode-Strecke    der Eingangskreis 1  angeschaltet ist, während deren     Gitter-Anode-Strecke     mit dem Ausgangskreis 2 verbunden. ist. Zur Ent  nahme der     Hochfrequenzenergie        dient    ein     Kopplungs-          transformator    4.

   Der Eingangskreis dieser     Gitter-          basisstufe    erhält seine Energie über eine beispiels  weise als     Koamalleitung    ausgebildete     Hochfrequenz-          leitung    5, die induktiv mittels einer     Koppelschleife    6  an den Anodenkreis 7 der     Vorstufenröhre    8 ange  koppelt ist, Die :

  elektrische Länge l der     Hochfre-          quenzleitung    5 ist beim     Ausführungsbeispiel    derart  von einer halben Betriebswellenlänge oder einem       ganzzahligen        Vielfachen    hiervon verschieden gewählt,  dass die am     vorstufenseitigen    Eingang a des Leitungs  abschnittes erscheinende Eingangsimpedanz, eine von  der     Endröhrensteuerung    wenigstens nahezu unab  hängige Blindkomponente besitzt.

   Der Aussenwider  stand 7 wird zweckmässig, bezogen auf die mittlere  Betriebsfrequenz, derart     verstimmt,    dass seine bei der  mittleren Betriebsfrequenz     dann        vorhandene        Blind=          komponente    sich gerade gegen die am     vorstufenseiti-          gen    Ende des Leitungsabschnittes 5     auftretende,    in  den Anodenkreis 7     transformierte    Blindkomponente  aufhebt.  



  Anhand des in     Fig.    2 dargestellten     Ausschnittes     aus dem an sich bekannten     Widerstandsdiagramm         wird die Wirkungsweise des Erfindungsgegenstandes  näher erläutert:  Die an der Stelle b sich ergebende Eingangsimpe  danz der in     Gitterbasisschaltung        betriebenen    Röhre 3  ist als Kurve A im     Kreisdiagrammausschnibt    eingetra  gen.     R/Z    bedeutet darin den Realteil und     X/Z    den  Imaginär- bzw. Blindanteil der Eingangsimpedanz, je  weils normiert auf den: Wellenwiderstand Z der Lei  tung 5. Für den Wert     R/Z    = 0,8 ist der Eingangs  kreis 1 der Röhre 3 richtig abgestimmt.

    



  Würde die     Koppelleitung    5 elektrisch genau eine  halbe Betriebswellenlänge lang gewählt, so würde die  Kurve für die Eingangsimpedanz an der Stelle a - in       Fig.    1 - unmittelbar mit der Kurve A - in     Fig.    2   zusammenfallen. Wählt man dagegen die Kopplungs  leitung 5 in ihrer elektrischen Länge l beispielsweise  um 0,022 -     2,    kürzer     (),    =     Betriebswellenlänge),    so er  scheint die Eingangsimpedanz an der Stelle a in einer  Form, wie sie durch die Kurve B im     Kreisdiagramm-          ausschnitt    der     Fig.    2 eingezeichnet ist.

   Die Blindkom  ponente     -jX/Z    ist praktisch konstant, das heisst un  abhängig von der Aussteuerung, geworden, und die  Wirkkomponente hat ihren Schwankungsbereich prak  tisch beibehalten. Die Blindkomponente, die sich aus  der Kurve b ablesen     lässb    und beim angenommenen  Ausführungsbeispiel etwa -j 0,047 beträgt, kann  dadurch unschädlich gemacht werden, dass ihr in den  Ausgangskreis 7 transformierter Wert durch Verstim  mung des Ausgangskreises 7 bei der Betriebsfrequenz  kompensiert wird. Es ist auf     diese    Weise sichergestellt,  dass der Ausgangskreis bzw.

   Aussenwiderstand 7 im  ganzen Aussteuerbereich eine praktisch     blindwider-          standsfreie    Last ist und daher ausreichend     hochohmig          bleibt,    so wie es ein einwandfreies Arbeiten der     Ge-          genkopplungsschaltung    in der     Gitterbasisstufe    erfor  dert.

   Zur Erläuterung des Kreisdiagramms: sei noch  erwähnt, dass die mit m bezeichneten Kreise die so  genannte Welligkeit angeben, die sich aus dem Ver  hältnis des Spannungsminimums zum Spannungsmaxi  mum der in der     fchlangepassten    Leitung sich ausbil  denden stehenden Welle errechnet, während die mit       l/),    bezeichneten Kurven Parameter für die elektrische  Länge 1 darstellen, und zwar in der Weise,     dass,    von  0 aus beginnend, ein voller Umlauf der elektrischen  Länge     )/2        entspricht.     



  Aus dem Diagramm der     Fig.    2 ist auch erkenn  bar, dass die     Ankopplung    des Leitungsabschnittes 5  an den Anodenkreis 7 bzw. den     Eingangskreis    1  zweckmässig unabhängig von Änderungen der Last  ausgebildet wird - das ist in diesem Falle die     Ein-          gangsimpedanz    der in     Gitterbasisschaltung    betriebe  nen Röhre 3 -.     Beispielsweise    wird dies beim Aus  führungsbeispiel durch die induktive Kopplung am       vorstufenseibigen    Ende und durch die unmittelbare    Kopplung am     endstufenseitigen    Ende der Leitung 5  erreicht.

       Eine    normale     kapazitive    Kopplung, beispiels  weise durch Anschluss des Innenleiters der Leitung 5  an die Anode der Röhre 8 über eine kleine Kapazität  wäre beim Ausführungsbeispiel nicht geeignet, da bei  Änderung des Realteiles der Eingangsimpedanz der  Leitung 5 an der Stelle a zugleich der     Ankopplungs-          grad    geändert würde.  



  Bei dem in     Fig.    1 dargestellten Ausführungsbei  spiel ist der Leitungsabschnitt zur Verbindung des  Ausgangs der Vorstufe mit dem Eingang der     Gitter-          basisends:tufe    als Leitungsabschnitt     bestimmter    elek  trischer Länge ausgebildet. Anstelle dieses Leitungs  abschnittes 5 kann auch ein Vierpol Verwendung fin  den, der die gleichen elektrischen Eigenschaften be  sitzt. Beispielsweise ist es denkbar, den Leitungs  abschnitt 5 durch einen: Kettenleiter nachzubilden,  wenn es sich um eine     Senderendstufe    im Bereich län  gerer Wellen handelt, in dem der Vierpol 5 bei Aus  bildung als Leitungsabschnitt zu unhandlich würde.



      Transmitter circuit, preferably for single sideband transmission Patent No. 3190.86 describes a transmitter circuit that has an output tube that is connected in a grid base circuit and operated at least approximately grid current-free even when the full output power is drawn, the input circuit of which is fed from a preliminary stage with a high-resistance external resistance .

   A transmitter output stage designed in this way represents a negative feedback circuit which. characterized by particularly high linearity of the gain. This property is required above all for the transmission of amplitude modulation, preferably by means of single sideband technology, as detailed in the cited patent.



  When realizing a transmitter output stage according to this patent, for example in the range of the D, ezimeter waves and the even shorter waves, it turns out that under certain circumstances the one operated in the grid base circuit. End tube - because of the already very noticeable electron transit times - its input impedance changes significantly depending on the level control. This can have the consequence that the external resistance of the pre-tube loses its high value and thus the negative feedback causing the linearization is undesirably reduced.



  The subject matter of the invention is a transmitter circuit which, among other things, is improved in this regard.



  According to the invention, it is proposed that the high-ohm external resistance of the preliminary stage is connected to the input circuit of the output tube via a four-pole with such transformation properties,

   that the fluctuations in the reactive component of the input impedance of the output tube at the four-pole input on the external resistance side that occur when the output tube modulation is changed are at least almost compensated. The quadrupole can advantageously be formed by a line section which, for example, is approximately half an operating wavelength long, but differs from this by a small amount.



  The invention is explained in more detail below using an exemplary embodiment.



  In Fig. 1, the last two stages of a Sen are shown whose output frequency example, in the order of 300 to. 500 MHz lie. The output stage of the transmitter consists of a tube 3 operated in a grid base circuit, preferably a tetrode, for example of the 4 X 150 type, to whose grid-cathode path the input circuit 1 is connected, while its grid-anode path is connected to the output circuit 2 connected. is. A coupling transformer 4 is used to extract the high-frequency energy.

   The input circuit of this grid base stage receives its energy via a high-frequency line 5, for example designed as a Koamal line, which is inductively coupled to the anode circuit 7 of the preamplifier tube 8 by means of a coupling loop 6.

  In the exemplary embodiment, the electrical length l of the high-frequency line 5 is selected to be different from half an operating wavelength or an integer multiple thereof, so that the input impedance appearing at the input a of the line section on the upstream side has a reactive component that is at least almost independent of the output tube control.

   The external resistance 7 is appropriately detuned, based on the average operating frequency, in such a way that its reactive component then present at the average operating frequency is canceled out against the reactive component that occurs at the upstream end of the line section 5 and transformed into the anode circuit 7.



  Using the excerpt from the known resistance diagram shown in FIG. 2, the mode of operation of the subject of the invention is explained in more detail: The input impedance of the tube 3 operated in the grid base circuit at point b is entered as curve A in the pie chart excerpt. R / Z means therein the real part and X / Z the imaginary or reactive part of the input impedance, each scaled to the: Characteristic impedance Z of the line 5. For the value R / Z = 0.8, the input circuit 1 of the tube 3 is correctly matched.

    



  If the coupling line 5 were to be chosen electrically to be exactly half an operating wavelength, the curve for the input impedance at point a - in FIG. 1 - would coincide directly with curve A - in FIG. If, on the other hand, one chooses the coupling line 5 in its electrical length l, for example by 0.022-2, shorter (), = operating wavelength), the input impedance at point a appears in a form as shown by curve B in the pie chart section of Fig. 2 is shown.

   The reactive component -jX / Z has become practically constant, i.e. independent of the modulation, and the active component has practically retained its range of fluctuation. The reactive component, which can be read from curve b and in the assumed exemplary embodiment is approximately -j 0.047, can be rendered harmless in that its value transformed into output circuit 7 is compensated for by detuning output circuit 7 at the operating frequency. This ensures that the output circuit resp.

   External resistance 7 is a practically reactive resistance-free load in the entire modulation range and therefore remains sufficiently high-resistance, as required for the counter-coupling circuit in the grid base stage to work properly.

   To explain the circle diagram: it should also be mentioned that the circles marked with m indicate the so-called ripple, which is calculated from the ratio of the voltage minimum to the voltage maximum of the standing wave formed in the line-matched line, while the one with l /) , represent parameters for the electrical length 1, in such a way that, starting from 0, one full cycle corresponds to the electrical length) / 2.



  From the diagram in FIG. 2 it can also be seen that the coupling of the line section 5 to the anode circuit 7 or the input circuit 1 is expediently formed independently of changes in the load - in this case this is the input impedance of the grid basis circuit Tube 3 -. For example, in the exemplary embodiment, this is achieved by the inductive coupling at the end of the upstream stage and by the direct coupling at the end of the line 5 on the output stage.

       A normal capacitive coupling, for example by connecting the inner conductor of the line 5 to the anode of the tube 8 via a small capacitance, would not be suitable in the exemplary embodiment, since changing the real part of the input impedance of the line 5 at point a also changes the degree of coupling would.



  In the exemplary embodiment shown in FIG. 1, the line section for connecting the output of the preliminary stage to the input of the grid base ends is designed as a line section of a certain electrical length. Instead of this line section 5, a four-pole use can also be found, which has the same electrical properties. For example, it is conceivable to simulate the line section 5 by a: chain ladder if it is a transmitter output stage in the area of longer waves in which the quadrupole 5 would be too unwieldy when training as a line section.

 

Claims (1)

PATENTANSPRUCH Senderschaltung mit einer in Gitterbasisschaltung geschalteten, auch bei Entnahme der vollen Aus gangsleistung wenigstens angenähert gitterstromfrei betriebenen, eine Gegenkopplungsschaltung darstel lenden Endröhre, deren Eingangskreis aus einer Vor stufe mit hochohrnigem Aussenwiderstand gespeist wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Aussenwider stand der Vorstufe mit dem Eingangskreis der End- röhre über einen in seinen Transformationseigen- schaften derart bemessenen Vierpol verbunden ist, PATENT CLAIM Transmitter circuit with an output tube that is connected to the grid base circuit and is operated at least approximately grid current-free even when the full output power is drawn, a negative feedback circuit, the input circuit of which is fed from a preliminary stage with high-eared external resistance, characterized in that the external resistance of the pre-stage was with the input circuit the end tube is connected via a quadrupole with such transformation properties, dass die bei Änderung der Endröhrensteuerung ein tretenden Schwankungen der Blindkomponente der Eingangsimpedanz der Endröhre am aussenwider- standsseitigen Vierpoleingang wenigstens nahezu kom pensiert sind. that the fluctuations in the reactive component of the input impedance of the output tube at the four-pole input on the external resistance side that occur when the output tube control changes are at least almost compensated. UNTERANSPRÜCHE 1. Senderschaltung nach Patentanspruch, dadurch gekennzeichnet, dass als Vierpol ein Abschnitt einer Hochfrequenzleitung vorgesehen ist, dessen elektrische Länge derart von einer halben Betriebswellenlänge verschieden gewählt ist, dass die am aussenwider- standsseitigen Eingang des Leitungsabschnittes er scheinende Eingangsimpedanz eine von der Endröh- renaussbeuerung wenigstens nahezu unabhängige Blind komponente besitzt, die in die Abstimmung des Aussenwiderstandes der Vorstufe mit einbezogen ist. SUB-CLAIMS 1. Transmitter circuit according to claim, characterized in that a section of a high-frequency line is provided as a quadrupole, the electrical length of which is selected to be different from half an operating wavelength such that the input impedance appearing at the input of the line section on the external resistance side is one of the output tube output has at least almost independent reactive components that are included in the coordination of the external resistance of the preliminary stage. 2. Senderschaltung nach Unteranspruch 1, da durch gekennzeichnet, dass die Anschlüsse des Vier poles über im Kopplungsfaktor leistungsunabhängige Kopplungsglieder mit dem Aussenwiderstand und dem Eingangskreis verbunden sind. 2. Transmitter circuit according to dependent claim 1, characterized in that the connections of the four-pole are connected to the external resistance and the input circuit via coupling elements independent of the coupling factor.
CH353411D 1956-07-12 1957-07-06 Transmitter circuit, preferably for single sideband transmission CH353411A (en)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3341786A (en) * 1964-02-17 1967-09-12 Jr Keefer S Stull Intermediate frequency preamplifier circuit

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US3341786A (en) * 1964-02-17 1967-09-12 Jr Keefer S Stull Intermediate frequency preamplifier circuit

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