Telephonteilnehmerstation mit einem Mikrophonverstärker und Reickhördämpfung Seitdem die Transistoren bekannt sind, ist es möglich geworden, für die Telephonteilnehmerstatio- nen hochqualitative, zum Beispiel magnetische Mi krophone mit kleinem Ausgangspegel zu verwenden und diesen Pegel mit einem in der Station eingebauten Transistorenverstärker zu verstärken.
Da ein solcher Transistorenverstärker jedoch bedeutend weniger Strom braucht als ein Kohlemikrophon, so sind dabei Massnahmen zu treffen, um .den durch die Station fliessenden Gleichstrom in der Grössenordnung des Stromes einer Station mit Kohlemikrophon zu halten, wenn diese Station an eine Telephonzentrale her kömmlicher Bauart angeschlossen werden soll.
Bei der Entwicklung von Teilnehmerstationen ist man bestrebt, die Summe der Sende- und der Emp fangsdämpfung möglichst klein zu halten. Bei Statio nen mit Rückhördämpfung durch Brückenschaltung mit Differentialübertrager und Nachbildung werden die besten Werte erreicht, wenn der Differentialüber trager in der Mitte angezapft wird. Die Impedanzen der Nachbildung und der Leitung müssen dann gleich gross sein.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass es für Telephonteilnehmerstationen mit Mikrophonverstärker vorteilhaft ist, von dieser bis her üblichen Mittelanzapfung des Differentialüber tragers abzugehen. Die Erfindung betrifft eine Station mit einem Mikrophonverstärker und Rückhördämp- fung, welche durch eine Brückenschaltung mit Diffe- rentialübertrager und Leitungsnachbildung erreicht wird.
Diese Station ist dadurch gekennzeichnet, .dass die Anzapfung des Differentialübertragers in der Weise unsymmetrisch angeordnet ist, dass der Seite der Leitungsnachbildung eine kleinere Windungszahl entspricht als der Seite der Leitung. Man erreicht da durch eine Verkleinerung der Empfangsdämpfung auf Kosten der auf den Ausgang des Mikrophonverstär- kers bezogenen Sendedämpfung. Da jedoch dieser Verlust auf der Sendeseite durch den Verstärker kom pensiert werden kann, so bleibt als Vorteil die gegen über der Schaltung mit Kohlemikrophon günstigere Empfangsdämpfung.
Durch die erfindungsgemässe Anordnung wird ein weiterer Vorteil erreicht, indem die Leitungsnachbil dung niederohmiger wird als die Leitung, so dass der Widerstand der Station auch bei Verwendung eines Mikrophonverstärkers mit relativ hohem Gleichstrom widerstand auf einen für Stationen herkömmlicher Bauart üblichen Wert herabgesetzt wird, ohne dass hierzu eine separate Impedanz notwendig ist.
Die Fig. 1 zeigt das Schaltungsschema eines Aus führungsbeispiels der Erfindung.
Auf Fig.2 ist ein Ersatzschaltbild der Station dargestellt, anhand dessen einige theoretische Be trachtungen über die übertragungseigenschaften der Station angestellt werden.
Auf dem Stationsschema, Fig.l, befindet sich links der mit<I>a</I> und<I>b</I> bezeichnete Anschluss der Lei tung nach der Zentrale. Man erkennt ferner die in üblicher Weise angeordneten Elemente Gabelkontakt GK, Impulskontakt der Nummernscheibe i und Kurz schlusskontakt k, ferner den mit dem Kondensator C1 in Serie liegenden Wecker GL. Der Übertrager TR weist die drei Wicklungen W 1 bis W3 auf, wobei an der Wicklung W3 der Hörer H liegt. Der aus dem Widerstand R 11 und dem Kondensator C8 gebildete Zweipol ist die Leitungsnachbildung N.
Zwischen den Klemmen K1 und K2 liegt der Ausgang des Mikro phonverstärkers, welcher das Signal des Mikrophons M über zwei Transistorenstufen verstärkt.
Die Übertragungsverhältnisse der Station können auf Fig. 2 sehr gut überblickt werden. Um einfachere Verhältnisse zu erhalten, ist die separate Wick lung W3 des Hörers weggelassen und sowohl Nach= Bildung als Leitung durch Ohmsche Widerstände er setzt worden. Anstelle des Ausganges des Mikrophon verstärkers tritt das Mikrophon M. Die Ströme sind mit 1, die Widerstände mit R und die Windungszah- len mit n bezeichnet. Die Indizes werden wie folgt ge braucht: L für Leitung, N für Nachbildung, M für Mikrophon und H für den Hörer.
Die Lage der Win- dungszahlen n1 und h2 und der dazugehörigen Ströme ist aus der Figur ersichtlich.
Für einen idealen übertrager gilt Iini+12n2=0 <I>(1)</I> und die Ohmschen Widerstände werden vernach lässigt.
Zuerst werden die Verhältnisse bei Sendung be trachtet, wobei von einer im Mikrophon sitzenden, mit E@t bezeichneten EMK ausgegangen wird. Bei vor ausgesetzter idealer Rückhördämpfung soll die Span nung am Hörer UH = Rx - Ili = 0 sein.
Damit dies der Fall ist, müssen <I>I L</I> RL = -IN RN (2) <I>11 = IN, 12 = IL (3)</I> und die Spannung am übertrager Null sein, woraus sich ergibt:
EMI0002.0022
Man erhält ferner Eal =12 RL + (12-1i) Rm (5) Wird nach Gleichung (4) Il <I>= -</I> n2/n, <I>, 12</I> gesetzt, so erhält man
EMI0002.0031
Für den Empfang wird von einer in der Leitung sitzenden und mit EL benannten EMK ausgegangen.
Unter der Voraussetzung der Gleichungen (1) und (2) und der beiden letzten Glieder der Gleichung (4) ergibt sich folgendes: EL = jLRL + jNRx IxRx Setzt man für IV <I>= IH +</I> I1 und für<I>IL = IH + 12</I> ein und berücksichtigt ausserdem den zweiten Teil der Gleichung (4), so erhält man
EMI0002.0041
Nach Gleichung (1) ist das zweite Glied gleich Null, so dass man erhält:
EMI0002.0042
Aus .der Gleichung (6) kann für Sendung entnom men werden, dass unter sonst gleichen Voraussetzun- gen der Strom in der Leitung und damit die dorthin abgegebene Leistung um so kleiner ist, je kleiner die Windungszahl n1 gegenüber der Summe der Win- dungszahlen h1 <I>+</I> n2 gewählt wird.
Für den Fall des Empfanges geht aus der Gleichung (9) hervor, dass unter sonst gleichen Voraussetzungen der Strom im Hörer und damit die von diesem aufgenommene Lei stung um so grösser ist, je grösser die Windungszahl n.; gegenüber der Summe der Windungszahlen n1 <I>+</I> n2 gewählt wird. Wegen der Ähnlichkeit der beiden Gleichungen ist leicht einzusehen, soll hier jedoch nicht bewiesen werden, dass die günstigste Kompro misslösung in Bezug auf Sendung und Empfang die jenige ist, bei welcher die beiden Windungszahlen gleich gross sind und der Nachbildungswiderstand gleich dem Leitungswiderstand ist.
Aus diesem Grund hat man bisher die Stationsschaltungen im genannten Sinne bemessen. Sofern nun jedoch ein Mikrophon verstärker verwendet wird, welcher den Mikrophon pegel auf einen Wert bringt, welcher höher als der mit einem Kohlemikrophon erreichbare ist, so ist es vorteilhaft, bei den Windungszahlen des Übertragers n., grösser als n1 zu wählen. Dieses Verhältnis ist zwar für die Sendung an sich ungünstig, was sich jedoch nicht auswirkt, da die dadurch entstehende, auf die Klemmen K1 und K2 bezogene höhere Sendebetriebs dämpfung durch die Wahl von passenden Daten für den Mikrophonverstärker ausgeglichen oder noch über den Ausgleich hinaus gesteigert werden kann.
Im Gegensatz dazu können durch die Wahl des ge nannten Windungszahlenverhältnisses die Verhält nisse bei Empfang verbessert werden, was dort ins Gewicht fällt, weil die Empfangsrichtung nicht ver stärkt wird.
Man erzielt durch die unsymmetrische Ausbil dung des übertragers noch einen weiteren Vorteil. Der Mikrophonverstärker benötigt einen Strom von etwa 15 mA, währenddem ein Kohlemikrophon etwa 50 mA aufnimmt. Sofern die Station an eine Zentrale herkömmlicher Bauart angeschlossen wird, deren Re lais nur bei einem Stationsstrom der bisherigen Grö ssenordnung richtig arbeiten, so muss durch irgend welche Widerstände für einen genügend kleinen Gleichstromwiderstand der Station gesorgt werden.
Im Hinblick auf die am Schluss beschriebene Pegel regulierung sollte ausserdem die Gleichspannung an der Station von der Länge der Leitung nach der Zentrale abhängen, was nur in hinreichendem Masse möglich ist, wenn der Stationswiderstand gegenüber dem Leitungswiderstand nicht zu gross ist. Da die Nachbildung N gleichstrommässig parallel zum Mi krophonverstärker liegt, so kann der Gleichstrom widerstand der Station mit ihrer Hilfe herabgesetzt werden.
Da nun nach Gleichung (4) der Widerstand RN der Nachbildung N sich zum Leitungswiderstand wie die Windungszahl n1 zu n." verhält, so ergibt sich bei Wahl h1 <I> < </I> n2 ein Nachbildungswiderstand, wel cher kleiner als der Leitungswiderstand ist.
Bei einer beispielsweisen Annahme eines Leitungswiderstandes von 600 n und einem Verhältnis n1 <I>:</I> n2 <I>=</I> 1: 3 er- hält man 200n für den Nachbildungswiderstand, was zusammen mit dem gleichstrommässig parallel dazu liegenden Mikrophonverstärker einen Wider stand in der Grössenordnung desjenigen der bisheri gen Stationen mit Kohlemikrophon ergibt. Diese Widerstandsreduktion wird somit ohne zusätzliche Elemente erreicht.
Der Mikrophonverstärker ist zweistufig und weist gegenüber einem gewöhnlichen Verstärker die Beson derheit auf, dass die Speisung über dieselben Klem men K1 und K2 erfolgt, auf die der Ausgang führt. Um eine vom Ausgangssignal freie Speisung zu ge winnen, ist ein aus dem Widerstand R10 und dem Kondensator C7 bestehendes Siebglied angeordnet, welches Ausgang und Speisung entkoppelt. Das Po tential P weist daher gegenüber dem Potential der Klemme K2 eine konstante negative Gleichspannung auf.
Der Mikrophonverstärker arbeitet folgenderma ssen: Das Signal gelangt vom Mikrophon M über die Elemente R1, C2 und C3 auf die Basis des Transi stors T1. Der Widerstand R1 dient dabei zur Fre- quenzkorrektur und der Kondensator C2 zur Ab riegelung der Gleichspannung vom Mikrophon. Die Funktionen des Gleichrichters G werden später be schrieben. Die Basis des Transistors T1 ist durch den aus R3 und R4 bestehenden Spannungsteiler gegen über dem Emitter negativ vorgespannt.
Der Kollek- torstrom, welcher durch den Widerstand R5 fliesst, wird durch die vom Mikrophon herrührende, zwi schen Basis und Emitter wirksame Spannung ver ändert. Die an R5 entstehende verstärkte Spannung wird über den Kondensator C4 der Basis des näch sten Transistors T2 zugeführt. Der durch den Kon densator C5 überbrückte Widerstand R6 dient zur Stabilisierung des Kollektorstromes, indem er gleich strommässig eine Gegenkopplungswirkung ausübt. Eine solche Stabilisierung ist wegen der grossen Tem peraturabhängigkeit der Transistoren notwendig.
Die zweite Verstärkerstufe mit dem Transistor T2 ist analog zur ersten aufgebaut. Der Kollektor dieses Transistors T2 liegt direkt an der Ausgangsklemme K1, so dass das verstärkte Mikrophonsignal zwischen den Klemmen K i und K2 in Erscheinung tritt. Die Verwendung eines zweistufigen Transistorenverstär- kers ermöglicht den Ausgleich der erhöhten Sende betriebsdämpfung, wie vorher ausführlich dargelegt. Der Mikrophonverstärker weist eine Pegelrege lungsschaltung auf, indem wechselstrommässig par allel zum Mikrophon der über den Widerstand R2 mit Gleichstrom gespeiste Gleichrichter G liegt.
Ein Teil des Mikrophonsignals fliesst durch diesen Gleich richter, der deshalb dämpfend wirkt. Es ist bekannt, dass sich der Widerstand eines Gleichrichters mit der Grösse des ihn durchfliessenden Stromes ändert, und zwar bei zunehmendem Strom in abnehmendem Sinne.
Mit der Änderung des Gleichstromes im Gleichrichter ändert deshalb die Grösse der Dämp fung des Eingangskreises der ersten Stufe und damit der Verstärkungsgrad des Mikrophonverstärkers. Die ser Gleichstrom im Gleichrichter G ist von der Gleichspannung an den Eingangsklemmen der Sta tion und diese wiederum von der Länge der Leitung zwischen Station und Zentrale abhängig. Eine lange Leitung ergibt einen kleinen Strom im Gleichrichter und daher eine kleine Verminderung des Verstär- kungsgrades und umgekehrt.
Dadurch wird bei der Zentrale der Pegel für die ankommende Gesprächs richtung von der Leitungslänge einigermassen unab hängig gehalten.
Telephone subscriber station with a microphone amplifier and Reickhördöhe Since the transistors are known, it has become possible to use high quality, for example magnetic Mi krophone with a low output level for the telephone subscriber stations and to amplify this level with a built-in transistor amplifier.
However, since such a transistor amplifier requires significantly less current than a carbon microphone, measures must be taken to keep the direct current flowing through the station in the order of magnitude of the current of a station with a carbon microphone when this station is connected to a telephone exchange of conventional design shall be.
When developing subscriber stations, efforts are made to keep the sum of the transmission and reception attenuation as small as possible. In the case of stations with back hearing loss through a bridge circuit with differential transformer and simulation, the best values are achieved if the differential transformer is tapped in the middle. The impedances of the simulation and the line must then be the same.
The present invention is based on the knowledge that it is advantageous for telephone subscriber stations with microphone amplifiers to depart from this central tap of the differential carrier, which has been customary up to now. The invention relates to a station with a microphone amplifier and back hearing attenuation, which is achieved by a bridge circuit with a differential transformer and line simulation.
This station is characterized in that the tap of the differential transformer is arranged asymmetrically in such a way that the side of the line simulation corresponds to a smaller number of turns than the side of the line. A reduction in the reception attenuation at the expense of the transmission attenuation related to the output of the microphone amplifier is achieved. However, since this loss can be compensated for by the amplifier on the transmission side, the more favorable reception attenuation compared to the circuit with a carbon microphone remains an advantage.
The arrangement according to the invention achieves a further advantage in that the line simulation becomes lower impedance than the line, so that the resistance of the station is reduced to a value usual for stations of conventional design even when using a microphone amplifier with a relatively high direct current resistance, without having to do so a separate impedance is necessary.
Fig. 1 shows the circuit diagram of an exemplary embodiment from the invention.
An equivalent circuit diagram of the station is shown in FIG. 2, based on which some theoretical considerations are made about the transmission properties of the station.
On the station diagram, Fig. 1, the connection of the line to the control center labeled <I> a </I> and <I> b </I> is on the left. One can also see the commonly arranged elements fork contact GK, pulse contact of the dial i and short-circuit contact k, and also the alarm clock GL connected in series with the capacitor C1. The transformer TR has the three windings W 1 to W3, the receiver H being connected to the winding W3. The two-pole formed from the resistor R 11 and the capacitor C8 is the line simulation N.
Between the terminals K1 and K2 is the output of the microphone amplifier, which amplifies the signal from the microphone M via two transistor stages.
The transmission conditions of the station can be viewed very well on FIG. In order to obtain simpler conditions, the separate winding W3 of the listener is omitted and both after = formation as a line through ohmic resistances it has been set. Instead of the output of the microphone amplifier, the microphone M is used. The currents are denoted by 1, the resistances by R and the number of turns by n. The indices are used as follows: L for line, N for simulation, M for microphone and H for the listener.
The position of the number of turns n1 and h2 and the associated currents can be seen from the figure.
For an ideal transformer, Iini + 12n2 = 0 <I> (1) </I> and the ohmic resistances are neglected.
First of all, the conditions during transmission are considered, with an EMF located in the microphone and labeled E @ t being assumed. In the case of ideal backlash attenuation, the voltage at the listener should be UH = Rx - Ili = 0.
For this to be the case, <I> IL </I> RL = -IN RN (2) <I> 11 = IN, 12 = IL (3) </I> and the voltage at the transformer must be zero, which means results in:
EMI0002.0022
Eal = 12 RL + (12-1i) Rm (5) If, according to equation (4), I <I> = - </I> n2 / n, <I>, 12 </I> is set, then one obtains man
EMI0002.0031
The reception is based on an EMK sitting in the line and named EL.
Assuming equations (1) and (2) and the two last terms of equation (4) the following results: EL = jLRL + jNRx IxRx If one sets IV <I> = IH + </I> I1 and < I> IL = IH + 12 </I> and also takes into account the second part of equation (4), one obtains
EMI0002.0041
According to equation (1), the second term is equal to zero, so that we get:
EMI0002.0042
From equation (6) it can be inferred for transmission that, under otherwise identical conditions, the current in the line and thus the power delivered there, the smaller the number of turns n1 compared to the sum of the number of turns h1 <I> + </I> n2 is selected.
In the case of reception, equation (9) shows that, under otherwise identical conditions, the current in the receiver and thus the power absorbed by it is greater the greater the number of turns n .; compared to the sum of the number of turns n1 <I> + </I> n2 is selected. Due to the similarity of the two equations, it is easy to see, but it should not be proven here, that the best compromise solution with regard to transmission and reception is the one in which the two numbers of turns are equal and the simulation resistance is equal to the line resistance.
For this reason, the station circuits have so far been dimensioned in the sense mentioned. If, however, a microphone amplifier is used which brings the microphone level to a value which is higher than that achievable with a carbon microphone, it is advantageous to choose n., Greater than n1 for the number of turns of the transformer. This ratio is actually unfavorable for the transmission, but this has no effect, since the resulting higher transmission operating attenuation related to terminals K1 and K2 can be compensated for by the selection of suitable data for the microphone amplifier or increased beyond the compensation can.
In contrast, the ratio of turns can be improved by the selection of the number of turns ratio mentioned, which is important there because the receiving direction is not strengthened ver.
The asymmetrical design of the transformer provides another advantage. The microphone amplifier requires a current of around 15 mA, while a carbon microphone draws around 50 mA. If the station is connected to a control center of conventional design, the relays of which only work correctly with a station current of the previous order of magnitude, then some resistors must be used to ensure a sufficiently low DC resistance of the station.
With regard to the level regulation described at the end, the DC voltage at the station should also depend on the length of the line to the control center, which is only possible to a sufficient extent if the station resistance is not too great compared to the line resistance. Since the replica N is DC parallel to the microphone amplifier Mi, the DC resistance of the station can be reduced with their help.
Since, according to equation (4), the resistance RN of the simulation N is related to the line resistance as the number of turns n1 is related to n. ", The selection h1 <I> <</I> n2 results in a simulation resistance which is smaller than the line resistance is.
Assuming, for example, a line resistance of 600 n and a ratio n1 <I>: </I> n2 <I> = </I> 1: 3, one obtains 200n for the simulation resistance, which together with the direct current parallel to it Microphone amplifier resistance was in the order of magnitude of that of the previous stations with a carbon microphone. This reduction in drag is thus achieved without additional elements.
The microphone amplifier is two-stage and, compared to an ordinary amplifier, has the special feature that it is supplied via the same terminals K1 and K2 to which the output leads. In order to win a feed free of the output signal, a filter element consisting of resistor R10 and capacitor C7 is arranged, which decouples output and feed. The potential P therefore has a constant negative DC voltage compared to the potential of the terminal K2.
The microphone amplifier works as follows: The signal comes from the microphone M via the elements R1, C2 and C3 to the base of the transistor T1. Resistor R1 is used to correct the frequency and capacitor C2 to block the DC voltage from the microphone. The functions of the rectifier G will be described later. The base of the transistor T1 is biased negatively with respect to the emitter by the voltage divider consisting of R3 and R4.
The collector current flowing through resistor R5 is changed by the voltage coming from the microphone and acting between the base and emitter. The amplified voltage generated at R5 is fed to the base of the next transistor T2 via the capacitor C4. The resistor R6 bridged by the capacitor C5 serves to stabilize the collector current by exerting a negative feedback effect in terms of current. Such stabilization is necessary because of the large temperature dependence of the transistors.
The second amplifier stage with the transistor T2 is constructed analogously to the first. The collector of this transistor T2 is connected directly to the output terminal K1, so that the amplified microphone signal appears between the terminals K i and K2. The use of a two-stage transistor amplifier enables the increased transmission attenuation to be compensated, as explained in detail above. The microphone amplifier has a level control circuit in that the rectifier G supplied with direct current via the resistor R2 is parallel to the microphone in terms of alternating current.
Part of the microphone signal flows through this rectifier, which therefore has a dampening effect. It is known that the resistance of a rectifier changes with the magnitude of the current flowing through it, and that with increasing current in a decreasing sense.
With the change in the direct current in the rectifier, the size of the damping of the input circuit of the first stage and thus the gain of the microphone amplifier changes. This direct current in the rectifier G depends on the DC voltage at the input terminals of the station and this in turn depends on the length of the line between the station and the control center. A long line results in a small current in the rectifier and therefore a small reduction in the gain and vice versa.
As a result, the level for the incoming call direction at the control center is kept somewhat independent of the line length.