Elektrisches Hohlleiterfilter Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektrisches Hohlleiterfilter, welches einen Hohlleiter mit zwei Resonanzhohlräumen auf weist, von denen jeder aus einem Abschnitt des Hohlleiters bestellt und an jedem Ende durch ein Hindernis abgeschlossen ist, wel- rlies einen R eaktanzeffekt. hervorruft, wobei ,jedes der genannten Hindernisse aus einer Anzahl unter sich einen Abstand aufweisen den Organen bestellt.
Beim Fehlen einer Kopplung zwischen den benachbarten Hohlräumen kann eine Im pedanzumkehr dadurch erhalten werden, dass inan den benachbarten Enden der beiden Hohlräume innerhalb des Hohlleiters einen Abstand von praktisch i/4 gibt.
In bekannten :I'nordnungen solcher Art hat es sieh jedoch gezeigt., dass bei einem. nur i/4 betragenden Abstand die Streukopplung zwischen den Hohlräumen derart gross ist, dass sie die W ir- kungsweise des Filters beeinträchtigt. L m diese störende Kopplung zu vermeiden, war es bisher üblich, derartige Filter in der Weise aufzubauen, dass der Abstand zwischen be- nachbarten Hohlräumen um 2/2 verlängert wurde, d. h. ihr Abstand 3 V4 anstatt. i/4 be trug.
Der Zweck der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung eines Hohlraumfil- ters mit unter sieh einen Abstand aufweisen den Hohlraumresona,toren, bei welchem die Streukopplung zwischen benachbarten Hohl räumen derart herabgesetzt, ist., dass zwischen den Hohlräumen ein Abstand von 7,/4 mög lich ist, ohne die Wirkungsweise des Filters zu beeinträchtigen, wodurch eine Verminde rung der erforderlichen Gesamtlänge des I3ohlleiters erzielt werden kann, was sowohl den Platzaufwand als auch die Kosten für ein solches Filter herabsetzt.
Das erfindungsgemässe Hohlleiterfilter ist. dadurch gekennzeichnet, dass die genann ten Organe so bemessen und angeordnet sind, da.ss sie praktisch nur eine Schwingungs form zulassen und gleichzeitig den genannten Reaktanzeffekt hervorrufen, und dass der Abstand zwischen benachbarten Enden der beiden Hohlräume ungefähr 1/4 der Wellen länge im Hohlleiter beträgt..
Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels, unter Bezug nahme auf die Zeichnung, näher erläutert.
In :der Zeichnung zeigt Die Fig. 1 eine vereinfachte Perspektiv- a ansieht eines Teils des genannten Ausfüh rungsbeispiels, die Fig. 2 in schematischer Form einen der Hohlraumabschlüsse, die in Fig. 1 zur Verwendung gelangen.
In der Zeichnung sind nur diejenigen Teile dargestellt, welche für das Verständnis der Erfindung von Belang sind, wobei Ver bindungsflansche des Hohlleiters usw. we- gelassen sind.
Die Fig. 1 und 2 zeigen einen Teil eines Bandpass - Hohlleiter - Filters, welches aus einem Hohlleiter besteht, der in eine Anzahl, einen Abstand voneinander aufweisenden. Hohlraumresonatoren -unterteilt ist. Im vor liegenden Fall weist der Hohlleiter einen Rechteckquerschnitt auf, der in der Hol- Schwingungsform betrieben wird. In der Fig. 1 sind zwei der vorgenannten Resonanz hohlräume mit. 1 bzw. 2 bezeichnet.
Wie aus der Zeichnung ersichtlich ist, beträgt der Abstand zwischen den benachbarten Enden dieser beiden Hohlräume angenähert 1/,1 A,g, wo g die Wellenlänge im Hohlleiter ist. Der Hohlraum 1 belegt eine Länge h des Hohl leiters und ist. an beiden Enden in gleicher Weise durch ein die Wellen reflektierendes Hindernis abgeschlossen, welches eine vor gegebene induktive Reaktanz darstellt.
Jedes Hindernis besteht aus einer Gruppe von drei leitenden zylindrischen Stäben, die sieh quer
EMI0002.0012
In dieser Gleichung ist. <I>X</I> die normalisierte Reaktanz, d. h. das Verhältnis zwischen der Reaktanz an der Messstelle und dem Wellen widerstand, ;;g die Wellenlänge im Hohllei ter, 2, die Wellenlänge im freien Raum, a die grössere Dimension des Hohlleiterquer- schnittes und D der Durchmesser jedes Stabes.
Zur Feinabstimmung des Hohlraumes ist die übliche kapazitive Abstimmschraube 0 vorgesehen.
Der Resonanzhohlraum 2 ist gleich auf gebaut wie der Resonat.or 1. Er erstreckt sich über eine Länge 12 des Hohlleiters, der an beiden Enden in gleicher Weise durch ein Reakta.nzhindernis abgeschlossen ist, welches am einen Ende des Hohlraumes durch die drei leitenden zylindrischen Stäbe gebildet. wird, die wiederum äquidistant über die Breite des Hohlraumes verteilt und mit 10, 11 und 12 bezeichnet. sind, während die ant andern Ende des Hohlraumes vorhandenen drei Stäbe mit 13, 14 und 15 bezeichnet. sind. Die übliche- Abstimmschraube ist. mit 16 be zeichnet.
Die Resonanzhohlräume 1 und 2 sind auf die gleiche Frequenz abgestimmt, dies ist jedoch nicht notwendig. Beispiels- durch den Hohlraum parallel zu. den elektri schen Feldlinien erstrecken. Die drei Stäbe, die das Hindernis an einem Ende des Hohl raumes 1 bilden, sind mit 3, 4 und 5 bezeich net, während .die Lage der drei Stäbe, welche das Hindernis am andern Ende des Hohl raumes 1. bilden, mit 6, 7 und 8 bezeichnet sind.
Wie aus der Fig. 2 ersichtlich ist, weisen die drei Stäbe 3, 4- und :5 alle den glei chen Durchmesser D auf und sind äquidistant über die Breite des Hohlraumes verteilt, so dass die gegenseitigen Abstände -gleich a./-1 sind, wo a die grössere Dimension des Hohl. leiterquerschnittes ist. Der Durchmesser 1) wird so gewählt, dass die drei Stäbe zusam men einen vorgeschriebenen Reaktanzwert darstellen.
Der Durchmesser D lä.sst sieh mit Hilfe der nachstehenden Gleichung bereeli- nen: "eise können sie sieh bei Belastung durch ihre Q-@#,Terte unterscheiden, wenn sie z. B. einen Teil eines maximal flachen Filters bilden, in welchem Fall die Länge 12 nicht gleich der Länge<B>11</B> ist, und die durch die abschliessenden Hindernisse gebildeten Reck tanzen werden .für die beiden Hohlräume nicht gleich sein, d. h. der Durchmesser der Stäbe im Hohlraum 2 wird nicht der gleiche wie für den Hohlraum 1 Sein.
In bekannten Filtern mit Resonanzltohl- ra.um, welche voneinander einen Abstand auf weisen., war es bisher üblich, Abschluss- hindernisse zu verwenden, welche je aus einem einzigen Teil, z. B. einem einzigen als Induktivität wirkenden Stab bestanden.
Es hat, sich gezeigt, dass, wenn solche Hohlräume unter sich einen Abstand von .1g14 aufweisen, um die bekannte, bei diesem Abstand auftre tende Kopplung zwischen benachbarten Hohl räumen zu erreichen, das Arbeiten des Filters infolge von unerwünschten Streukopplungen zwischen den Hohlräumen beeinträchtigt wird. Um diesen Streukopplungen zu be gegnen, war es bisher üblich, den Abstand zwischen benachbarten Hohlräumen um eine halbe Wellenlänge zu erhöhen, wodurch diese Streukopplung vernachlässigbar wurde.
Auf diese Weise liessen sieh zufriedenstellende Filter herstellen, allerdings auf Kosten einer erhöhten Länge des Hohlleiters und mit ent sprechender erhöhter Schwierigkeit bei der Erzielung guter Filterkennlinien über ein breites Frequenzband.
Es hat sich nun gezeigt, dass der grösste Teil der erwähnten Streukopplung auf das Auftreten von Schwingungsformen höherer Ordnung zurückzuführen ist, welche wegen der innerhalb der Hohlräume infolge der Ab achlusshindernisse entstehenden Reflexionen erzeugt. werden.
Bei dem beschriebenen Aus führungsbeispiel, sind die Abschlusshinder- nisse der Hohlräume so konstruiert, dass jedes Hindernis nicht. nur den gewünschten Reakta.nzeffekt für die vorherrschendeSchwin- gungsform hervorruft, sondern auch dazu dient, gewisse vorgegebene Schwingungs formen höherer Ordnung praktisch vollstän dig zu unterdrücken, wodurch die Streukopp lung vermindert wird.
Diese Unterdrückung wird dadurch erzielt, dass man ein Hindernis in der Form mehrerer reflektierender Teile wählt, welche alle in der Endebene des Hohl raumes liegen und innerhalb dieser Ebene über die Breite des Hohlraumes verteilt sind. Die Anzahl der Schwingungsformen, die sich auf diese Art. unterdrücken lassen, ist ab hängig von der Kombination der Anzahl re flektierender Teile, in welche das Hindernis aufgeteilt ist, und der Dimension der einzel nen Teile sowie den Abstand dieser Teile.
Bei derart herabgesetzter Kopplung ist. es möglich, den Abstand zwischen benachbarten Hohlräumen auf eine Viertelwellenlänge ,u. verringern, ohne dass die Wirkungsweise des Filters beeinträchtigt wird, so dass sieh kür zere und billigere Filter herstellen lassen.
Ein aus drei Einheiten gebildetes Hin dernis unterdrückt gleichzeitig praktisch die Schwingungstypen zweiter, dritter, vierter, fünfter und sechster Ordnung und vermin dert die Streukopplung so weit, dass sie als vernachlä.ssigbar betrachtet werden kann.
Schwingungstypen noch höherer Ordnung können selbstverständlich unterdrückt wer den, falls dies erwünscht ist, und zwar durch Erhöhung der Anzahl von Stäben in jedem Hindernis. Bei der Grösse bzw. den Abmes sungen der normalerweise verwendeten Hohl leiter bedeutet jedoch die Erhöhung der An zahl der verwendeten Stäbe, dass diese einen sehr kleinen Durchmesser aufweisen müssen, was zu-einer Verteuerung der Konstruktion führt.
Bei Verwendung des dargestellten, aus drei Einheiten bestehenden Abschlusses in einem Wellenleiter von etwa 50 X 25 m.m Querschnitt beträgt bei einer Mittelfrequenz von ungefähr 4300 MHz der Durchmesser D der Stäbe ungefähr 1,8 bis 3,2 mm, wobei der genaue Wert von der Reaktanz abhängt, die für das Filter erforderlich ist.
Wie aus der Fig. 1 ersichtlich ist, beträgt der Abstand zwischen den Enden der benach barten Hohlräume angenähert Ag/4, wobei die Abweichung vom genauen Wert #g/4 nur einen kleinen Betrag ausmacht, welcher nötig ist, um kleine Phasenänderungen zu kompen sieren, welche in den Hohlräumen auftreten und welche sich mit Hilfe der bekannten Hohlleiterfiltertheorie berechnen lassen.
Die Erfindung wurde anhand eines Aus führungsbeispiels beschrieben, welches induk tiv belastete Resonanzhohlräume in einem Hohlleiter mit Rechteckquerschnitt verwen det. Die Erfindung lässt sich jedoch auch an wenden auf Filter, in welchen die Resonanz hohlräume durch Hindernisse abgeschlossen sind, welche einen kapazitiven Abschluss bil den. Ausserdem braucht der Querschnitt des Hohlleiters nicht unbedingt rechteckig zu sein, sondern er könnte auch kreisförmig sein.
Unabhängig von .der Art des Abschlusses und unabhängig vom Querschnitt gilt immer das gleiche nachfolgende Prinzip: Das Ab schlusshindernis besteht aus einer Anzahl von Teilen, welche so geformt. und angeordnet sind, dass sie ein Mittel zur Unterdrückung unexi@,ünschter Schwingungsarten bilden und zusammen den gewünschten Reakta.nzeffekt für,die vorherrschende Schwingungsform lie fern.
In einem gegebenen Hohlleiter lässt sieh die Unterdrückung der Schwingungsfarmen und die effektive Reaktanz für eine gegebene Grösse und Anordnung der Hindernisteile mit Hilfe der bekannten Hohlleitertheorie berechnen. Für den üblichen Fall, d. h. bei Verwendung eines Hohlleiters mit. Rechteek- querschnitt und induktivem Abschluss, wird jedoch vorzugsweise ein aus drei Stäben be stehendes Hindernis verwendet, wie dies im vorliegenden Ausführungsbeispiel besehrieben
Electrical Waveguide Filter The present invention relates to an electrical waveguide filter which has a waveguide with two resonance cavities, each of which is made up of a section of the waveguide and is terminated at each end by an obstacle, which has a reactance effect. causes, wherein, each of the above-mentioned obstacles from a number among themselves have a distance ordered the organs.
In the absence of a coupling between the adjacent cavities, an impedance reversal can be obtained in that there is a spacing of practically 1/4 at the adjacent ends of the two cavities within the waveguide.
In known orders of this kind, however, it has been shown that in one. The stray coupling between the cavities is so great that it affects the way the filter works. To avoid this disruptive coupling, it has hitherto been customary to construct such filters in such a way that the distance between neighboring cavities was lengthened by 2/2, i.e. H. their spacing 3 V4 instead. i / 4 be wore.
The purpose of the present invention is to create a cavity filter with a spacing between the cavity resonators, in which the stray coupling between adjacent cavities is reduced such that a spacing of 7/4 is possible between the cavities Lich is without impairing the effectiveness of the filter, whereby a reduction in the required total length of the waveguide can be achieved, which reduces both the space requirement and the costs for such a filter.
The waveguide filter according to the invention is. characterized in that the named organs are dimensioned and arranged in such a way that they practically only allow one form of oscillation and at the same time cause the said reactance effect, and that the distance between adjacent ends of the two cavities is approximately 1/4 of the wave length in the waveguide is ..
The invention is explained in more detail below using an exemplary embodiment, with reference to the drawing.
In the drawing, FIG. 1 shows a simplified perspective view of a part of the above-mentioned exemplary embodiment, FIG. 2 in schematic form one of the cavity closures which are used in FIG.
In the drawing, only those parts are shown which are important for an understanding of the invention, with connecting flanges of the waveguide etc. omitted.
FIGS. 1 and 2 show part of a bandpass waveguide filter which consists of a waveguide which is divided into a number and spaced apart from one another. Cavity resonators is divided. In the present case, the waveguide has a rectangular cross section that is operated in the Hol waveform. In Fig. 1, two of the aforementioned resonance cavities are with. 1 and 2 respectively.
As can be seen from the drawing, the distance between the adjacent ends of these two cavities is approximately 1 /, 1 A, g, where g is the wavelength in the waveguide. The cavity 1 occupies a length h of the waveguide and is. completed at both ends in the same way by an obstacle reflecting the waves, which represents a given inductive reactance.
Each obstacle consists of a group of three conductive cylindrical rods that look across
EMI0002.0012
In this equation is. <I> X </I> the normalized reactance, i.e. H. the ratio between the reactance at the measuring point and the wave resistance, ;; g the wavelength in the waveguide, 2 the wavelength in free space, a the larger dimension of the waveguide cross-section and D the diameter of each rod.
The usual capacitive tuning screw 0 is provided for fine-tuning the cavity.
The resonance cavity 2 is constructed in the same way as the resonator 1. It extends over a length 12 of the waveguide, which is terminated at both ends in the same way by a reaction obstacle, which at one end of the cavity by the three conductive cylindrical Bars formed. which in turn is distributed equidistantly over the width of the cavity and denoted by 10, 11 and 12. are, while the other end of the cavity existing three rods with 13, 14 and 15 designated. are. The usual tuning screw is. marked with 16.
The resonance cavities 1 and 2 are tuned to the same frequency, but this is not necessary. Example- through the cavity parallel to. the electrical field lines extend. The three rods that form the obstacle at one end of the cavity 1 are denoted by 3, 4 and 5, while the position of the three rods that form the obstacle at the other end of the cavity 1, with 6, 7 and 8 are designated.
As can be seen from FIG. 2, the three rods 3, 4 and: 5 all have the same diameter D and are distributed equidistantly over the width of the cavity, so that the mutual distances are equal to a./-1 where a is the larger dimension of the hollow. conductor cross-section is. The diameter 1) is chosen so that the three rods together represent a prescribed reactance value.
The diameter D can be calculated with the help of the following equation: "Otherwise you can distinguish it when loaded by your Q - @ #, tert, if, for example, they form part of a maximally flat filter, in which case the length 12 is not equal to the length <B> 11 </B>, and the bars formed by the final obstacles will not be the same for the two cavities, ie the diameter of the bars in cavity 2 will not be the same as for the cavity 1 being.
In known filters with resonance cavities, which are spaced apart from one another, it has hitherto been customary to use terminating obstacles which each consist of a single part, e.g. B. passed a single rod acting as an inductor.
It has been shown that if such cavities have a distance of .1g14 between them in order to achieve the known coupling between adjacent cavities occurring at this distance, the functioning of the filter is impaired as a result of undesired stray coupling between the cavities . In order to counteract these stray couplings, it has hitherto been customary to increase the distance between adjacent cavities by half a wavelength, as a result of which this stray coupling became negligible.
In this way, it was possible to produce satisfactory filters, but at the expense of an increased length of the waveguide and with corresponding increased difficulty in achieving good filter characteristics over a wide frequency band.
It has now been shown that the majority of the mentioned stray coupling is due to the occurrence of higher-order oscillation forms, which are generated because of the reflections occurring within the cavities as a result of the closure obstacles. will.
In the exemplary embodiment described, the closing obstacles of the cavities are designed in such a way that every obstacle does not. only causes the desired reaction effect for the prevailing waveform, but also serves to suppress certain predetermined higher-order waveforms practically completely, thereby reducing the scatter coupling.
This suppression is achieved by choosing an obstacle in the form of several reflective parts, which are all in the end plane of the cavity and are distributed within this plane over the width of the cavity. The number of waveforms that can be suppressed in this way is dependent on the combination of the number of reflecting parts into which the obstacle is divided and the dimensions of the individual parts and the distance between these parts.
If the coupling is reduced in this way. it is possible to reduce the distance between adjacent cavities to a quarter wavelength, u. without affecting the effectiveness of the filter, so that you can produce shorter and cheaper filters.
A barrier made up of three units practically suppresses the vibration types of the second, third, fourth, fifth and sixth order at the same time and reduces the stray coupling to such an extent that it can be regarded as negligible.
Even higher order types of vibration can of course be suppressed, if so desired, by increasing the number of bars in each obstacle. With the size or the dimensions of the waveguides normally used, however, the increase in the number of rods used means that they must have a very small diameter, which makes the construction more expensive.
Using the illustrated three-unit termination in a waveguide approximately 50 X 25 mm in cross-section, at a center frequency of approximately 4300 MHz, the diameter D of the rods is approximately 1.8 to 3.2 mm, the exact value being the reactance that is required for the filter.
As can be seen from FIG. 1, the distance between the ends of the neighboring cavities is approximately Ag / 4, the deviation from the exact value # g / 4 being only a small amount, which is necessary to compensate for small phase changes which occur in the cavities and which can be calculated using the well-known waveguide filter theory.
The invention has been described using an exemplary embodiment from which inductively loaded resonance cavities in a waveguide with a rectangular cross-section are used. The invention can, however, also be applied to filters in which the resonance cavities are closed off by obstacles which form a capacitive closure. In addition, the cross section of the waveguide does not necessarily have to be rectangular, but it could also be circular.
Regardless of the type of closure and independent of the cross-section, the following principle always applies: The closure obstacle consists of a number of parts that are shaped in this way. and are arranged to form a means for suppressing undesirable modes of vibration and together deliver the desired reactant effect for the prevailing mode of vibration.
In a given waveguide, the suppression of the oscillation farms and the effective reactance for a given size and arrangement of the obstacle parts can be calculated with the aid of the known waveguide theory. For the usual case, i.e. H. when using a waveguide with. Rectangular cross-section and inductive termination, however, an obstacle consisting of three bars is preferably used, as described in the present exemplary embodiment