Dispositif de stabilisation de fréquence pour oscillateur hyperfréquence à accord électronique La présente invention a pour objet un dis positif de stabilisation de fréquence pour oscil lateur hyperfréquence à accord électronique.
On sait que certains oscillateurs hyperfré quences, klystrons reflex ou tubes à onde pro gressive, par exemple, permettent un accord électronique sur la fréquence désirée par appli cation d'une tension convenable à l'une de leurs électrodes. On sait également que ces os cillateurs, en l'absence d'un dispositif stabilisa teur, sont affectés d'une dérive relative de l'or dre de 10-6 ou 10-35, lorsque leurs sources d'alimentation emploient du courant alternatif redressé, même si la source de chauffage est continue,
alors que la stabilité désirable est de l'ordre de 10-7 ou 10-ft. Il est donc nécessaire de les associer avec un dispositif assurant un taux de stabilisation (rapport entre les dérives absolues de l'oscillateur sans et avec stabilisa tion de l'ordre de 1000 ou 2000).
On connaît déjà différents dispositifs adap tés à ce but, notamment ceux dans lesquels un circuit oscillant est couplé avec l'oscillateur et désaccordé par rapport à celui-ci, de façon que le fonctionnement à la fréquence nominale cor responde à un point sur le flanc de la courbe de résonance du circuit oscillant ; on produit ensuite, à partir de ce circuit, une tension d'er- reur fonction de l'écart de fréquence, en signe et en amplitude ; cette tension est utilisée pour moduler une tension locale à fréquence plus faible que la fréquence à stabiliser, cette der nière tension modulée étant transmise au cir cuit de régulation dans lequel on la démodule.
On utilise le produit de la démodulation comme tension correctrice en l'appliquant à un élé ment de l'oscillateur dont dépend la fréquence engendrée.
On connaît, d'autre part, des systèmes dans lesquels la tension correctrice est fonction du déphasage entre deux tensions dont la phase est fonction de l'écart de fréquence.
Les dispositifs connus qui utilisent ensem ble ou séparément les dispositions ci-dessus présentent généralement des inconvénients ré sultant soit de la difficulté et de la complication excessive des réglages, soit de la faiblesse du gain de la tension correctrice par rapport à la tension d'erreur.
La présente invention permet d'éviter ces difficultés et d'aboutir à un dispositif dont les réglages sont très simples.
Le dispositif de stabilisation de fréquence pour oscillateur hyperfréquence à accord élec tronique selon l'invention comporte des moyens permettant de prélever sur l'oscillateur à stabiliser une tension fonction de la dérive de fréquence, des moyens permettant de corriger cette dérive par injection à l'oscillateur d'une tension correctrice fonction du déphasage entre deux tensions appliquées à un discriminateur de phase. Ce dispositif est caractérisé par des moyens utilisant la tension qui est fonction de la dérive pour commander dans des sens .oppo sés les déphasages de deux tensions prélevées sur une même source locale, ces tensions étant amenées après déphasage au discriminateur de phase.
Le dessin annexé, qui comprend une figure unique, représente, à titre d'exemple, une forme d'exécution de l'objet de l'invention.
Sur la figure, K désigne un oscillateur hyperfréquence constitué par un klystron re flex, qui débite à travers un atténuateur ultra- haute fréquence A dans une cavité C à forte surtension, désaccordée par rapport à la fré quence nominale du klystron, de façon que celle-ci corresponde à un point d'un flanc de la courbe de réponse de C. A cette cavité est couplé un cristal D dont le courant traverse une résistance de charge R. Cet ensemble four nit une tension aux bornes de la résistance R qui dépend de la fréquence momentanée de K.
D'autre part, le réflecteur du klystron K, dont la tension détermine, comme on le sait, la fréquence d'oscillation, reçoit d'une manière également connue en soi une tension correc trice fournie par un discriminateur de phase P, constitué par une hexode dont les première et troisième grilles reçoivent deux tensions dépha sées, la tension de sortie étant, ainsi qu'il est connu, fonction du déphasage dés deux ten sions d'entrée.
Un oscillateur local O, de fréquence w beaucoup plus basse que celle dé l'oscillateur hyperfréquence à stabiliser, par exemple de l'ordre de 20 Mc/s, permet de prélever, à tra vers la capacité C,#, deux tensions en phase qui sont appliquées respectivement entre les points 1 - 2 et 3 - 4.
Entre la première paire de points 1 - 2 est intercalé un circuit composé d'une cellule constituée d'une capacité<I>CI</I> et d'un dé tecteur<B>Dl</B> en parallèle, le tout étant en série avec une inductance LI. Le dimensionnement de<I>CI</I> et LI est tel que
EMI0002.0015
Entre la deuxième paire de points- 3 - 4 est in tercalé un circuit composé d'une cellule consti tuée d'une inductance<I>L.,</I> et d'un détecteur<I>D.,</I> en parallèle, le tout étant en série avec une ca pacité C.,. Le dimensionnement de G, et L_, est tel que
EMI0002.0020
La tension présente aux bornes.
de la résistance R attaque un tube de commande de phase M, dont la sortie s'effectue sur la cathode, la ten sion de sortie, découplée par la capacité C4, étant amenée à travers une inductance de blo cage L3 au point 5 du circuit<I>L., -</I> D_,, ce point étant séparé du point 3 par une capacité dont l'impédance à la fréquence w est négligea ble devant celle de l'inductance L.,.
Cette capa cité empêche le passage direct du courant du tube M vers le point 3 et oblige le courant à suivre le chemin passant par l'inductance L,, le détecteur D.,, le point 3, le point 1, le dé tecteur D,, l'inductance <I>LI</I> jusqu'au point 2 qui est à la masse. Le détecteur D. est placé, dans ce circuit, dans le même sens que le détec teur<B>Dl</B> pour le passage du courant en ques tion.
Le fonctionnement du dispositif est basé sur la propriété bien connue suivante des cir cuits du type de ceux qui sont insérés entre les points 1-2 ou 3-4.
Si l'on désigne par RI et R., les résistances ohmiques des détecteurs DI et D.,, un calcul simple montre qu'avec le dimensionnement in diqué le déphasage de la tension prise entre les points 6 - 2, par rapport à la tension appliquée entre 1 - 2, s'exprime par
EMI0002.0036
De même, avec le dimensionnement indi qué du circuit L., - C.,, le déphasage de la ten- sion prise entre les points 7 - 4, par rapport à la tension appliquée entre 3 - 4,
s'exprime par
EMI0003.0002
Cette dernière loi n'est pratiquement pas influencée par la capacité C.; dont l'impédance à la fréquence w a été supposée négligeable devant w L.,.
En examinant ces équations, on voit que si R, ou<U>R.,</U> varie entre 0 et l'infini, l'angle cp varie dans des sens. opposés dans les deux cir cuits, à savoir entre 0 et + n dans le premier et entre 0 et - i dans le second.
Si l'on fait donc commander la valeur de R, ou R_, par une grandeur dépendant dé la tension obtenue précédemment aux bornes de R, on aura obtenu entre les points 6 - 2 et 7 - 4 respectivement deux tensions dont les phases varient en sens opposés sous la dépendance de cette tension, et dont le déphasage réciproque sera une fonction de cette tension. En raison des variations de phase dans des sens opposés, on obtiendra un rapport de la variation du dé phasage global à la variation de la tension aux bornes de R beaucoup plus important que dans les systèmes connus, ce qui aboutira, en fin de compte, à un gain important de la tension cor rectrice par rapport à la tension aux bornes de R.
Les détecteurs D, et D_,, constitués de pré férence par des cristaux, sont précisément des éléments dont la résistance varie progressive ment dans de larges limites en fonction du cou rant qui les traverse. Si donc le montage est tel qu'ils soient traversés par le même courant et dans le même sens, on dispose d'un moyen non limitatif de commande, par la tension aux bornes de R, des phases de deux tensions pré levées à une même source locale, ces phases variant alors en sens opposés.
Le courant qui traverse les détecteurs est le courant de sortie du tube M. Il dépend de la tension appliquée à l'entrée de ce tube ; les phases des tensions prises entre 6 - 2 et entre 7 - 4 sont donc bien commandées en sens op posés par la tension aux bornes de R. Ces ten- sions sont ensuite transmises. par les capacités C6, C7 aux tubes amplificateurs A1, <I>A.,</I> accor dés sur la fréquence w, les sorties de ces am plificateurs étant couplées par les capacités C8,
C. aux deux entrées du discriminateur de phase P, dans lequel les tensions .déphasées sont mé langées pour fournir à la sortie une tension cor rectrice fonction de leur déphasage, ainsi qu'il a déjà été dit plus haut.
Les circuits d'alimentation des différentes électrodes des tubes<I>P, M,</I> A1 et A.,, qui com prennent les résistances et capacités figurées sur le dessin étant absolument classiques, il est inutile de les décrire en détail. On remarquera cependant que le curseur du potentiomètre R.3, sur lequel est prise l'alimentation de la grille- écran du tube M, peut commodément servir au réglage unique des phases initiales des tensions amenées au discriminateur P, c'est-à-dire des phases correspondant à une tension d'erreur nulle.
Ce curseur permet en effet d'ajuster le courant de repos du tube M, qui détermine les phases des tensions amenées aux amplifica teurs<I>A,</I> et Az. Le réglage sera de préférence tel que les tensions amenées au discriminateur P soient déphasées au repos l'une de 45 en avant, l'autre de 45,1 en arrière, c'est-à-dire qu'elles soient réciproquement déphasées en quadrature. Dans ces conditions; la sensibilité du système aux petites valeurs de tension d'er reur est maxima.
En variante, le montage du tube de com mande de phase pourrait être tel qu'il débite par son circuit de plaque, et non puas par son circuit de cathode, comme il a été figuré.
Frequency stabilization device for an electronically tuned microwave oscillator The present invention relates to a frequency stabilization device for an electronically tuned microwave oscillator.
It is known that certain microwave oscillators, reflex klystrons or progressive wave tubes, for example, allow electronic tuning to the desired frequency by applying a suitable voltage to one of their electrodes. It is also known that these cillator bones, in the absence of a stabilizing device, are affected by a relative drift of the order of 10-6 or 10-35, when their power sources use alternating current. straightened, even if the heating source is continuous,
while the desirable stability is on the order of 10-7 or 10-ft. It is therefore necessary to associate them with a device ensuring a stabilization rate (ratio between the absolute drifts of the oscillator without and with stabilization of the order of 1000 or 2000).
Various devices suitable for this purpose are already known, in particular those in which an oscillating circuit is coupled with the oscillator and out of tune with respect to the latter, so that operation at the nominal frequency cor responds to a point on the sidewall. of the resonance curve of the oscillating circuit; an error voltage is then produced from this circuit as a function of the frequency difference, in sign and in amplitude; this voltage is used to modulate a local voltage at a frequency lower than the frequency to be stabilized, this last modulated voltage being transmitted to the regulation circuit in which it is demodulated.
The product of the demodulation is used as a corrective voltage by applying it to an element of the oscillator on which the frequency generated depends.
On the other hand, systems are known in which the correcting voltage is a function of the phase shift between two voltages whose phase is a function of the frequency difference.
The known devices which use the above arrangements together or separately generally have drawbacks resulting either from the difficulty and excessive complication of the adjustments, or from the low gain of the corrective voltage with respect to the error voltage. .
The present invention makes it possible to avoid these difficulties and to lead to a device the settings of which are very simple.
The frequency stabilization device for an electronically tuned microwave oscillator according to the invention comprises means making it possible to take from the oscillator to be stabilized a voltage which is a function of the frequency drift, means making it possible to correct this drift by injection into the oscillator with a correcting voltage as a function of the phase shift between two voltages applied to a phase discriminator. This device is characterized by means using the voltage which is a function of the drift to control in opposite directions the phase shifts of two voltages taken from the same local source, these voltages being brought after phase shift to the phase discriminator.
The appended drawing, which comprises a single figure, represents, by way of example, an embodiment of the object of the invention.
In the figure, K designates a microwave oscillator made up of a re flex klystron, which delivers through an ultra-high frequency attenuator A in a cavity C with high overvoltage, out of tune with respect to the nominal frequency of the klystron, so that that -ci corresponds to a point of a flank of the response curve of C. To this cavity is coupled a crystal D whose current flows through a load resistor R. This assembly provides a voltage across the resistor R which depends of the momentary frequency of K.
On the other hand, the reflector of klystron K, whose voltage determines, as we know, the oscillation frequency, receives in a manner also known per se a corrective voltage supplied by a phase discriminator P, consisting of a hexode, the first and third gates of which receive two phase shifted voltages, the output voltage being, as is known, a function of the phase shift from two input voltages.
A local oscillator O, of frequency w much lower than that of the microwave oscillator to be stabilized, for example of the order of 20 Mc / s, makes it possible to take, through the capacitor C, #, two voltages in phase which are applied respectively between points 1 - 2 and 3 - 4.
Between the first pair of points 1 - 2 is interposed a circuit composed of a cell consisting of a <I> CI </I> capacitor and a <B> Dl </B> detector in parallel, the whole being in series with an inductor LI. The dimensioning of <I> CI </I> and LI is such that
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Between the second pair of points - 3 - 4 is intercalated a circuit composed of a cell consisting of an inductor <I> L., </I> and a detector <I> D., </ I > in parallel, the whole being in series with a capacity C.,. The dimensioning of G, and L_, is such that
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The voltage present at the terminals.
of the resistor R attacks a phase control tube M, the output of which is carried out on the cathode, the output voltage, decoupled by the capacitor C4, being brought through a blocking inductor L3 at point 5 of the circuit <I> L., - </I> D_ ,, this point being separated from point 3 by a capacitance whose impedance at frequency w is negligible compared to that of inductance L.,.
This capacitance prevents the direct passage of the current from the tube M to point 3 and forces the current to follow the path passing through the inductance L ,, the detector D. ,, point 3, point 1, detector D ,, inductance <I> LI </I> up to point 2 which is earthed. The D. detector is placed, in this circuit, in the same direction as the <B> Dl </B> detector for the flow of the current in question.
The operation of the device is based on the following well known property of circuits of the type which are inserted between points 1-2 or 3-4.
If we denote by RI and R., the ohmic resistances of the detectors DI and D. ,, a simple calculation shows that with the dimensioning indicated the phase shift of the voltage taken between points 6 - 2, with respect to the voltage applied between 1 - 2, expressed by
EMI0002.0036
Likewise, with the indi cated sizing of circuit L., - C. ,, the phase shift of the voltage taken between points 7 - 4, with respect to the voltage applied between 3 - 4,
expressed by
EMI0003.0002
This last law is hardly influenced by the capacity C .; whose impedance at frequency w was assumed to be negligible compared to w L.,.
By examining these equations, we see that if R, or <U> R., </U> varies between 0 and infinity, the angle cp varies in some directions. opposite in the two circuits, namely between 0 and + n in the first and between 0 and - i in the second.
If we therefore command the value of R, or R_, by a quantity depending on the voltage obtained previously at the terminals of R, we will have obtained between points 6 - 2 and 7 - 4 respectively two voltages whose phases vary in opposite directions depending on this voltage, and whose reciprocal phase shift will be a function of this voltage. Due to the phase variations in opposite directions, a much larger ratio of the variation of the overall phasing to the variation of the voltage across R will be obtained than in known systems, which will ultimately result in to a significant gain of the corrective voltage compared to the voltage at the terminals of R.
The detectors D 1 and D 1 preferably made up of crystals are precisely elements whose resistance varies progressively within wide limits as a function of the current which passes through them. If therefore the assembly is such that they are crossed by the same current and in the same direction, there is a non-limiting means of controlling, by the voltage at the terminals of R, the phases of two voltages taken from the same local source, these phases then varying in opposite directions.
The current flowing through the detectors is the output current of the tube M. It depends on the voltage applied to the input of this tube; the phases of the voltages taken between 6 - 2 and between 7 - 4 are therefore correctly controlled in the opposite direction posed by the voltage at the terminals of R. These voltages are then transmitted. by capacitors C6, C7 to the amplifier tubes A1, <I> A., </I> tuned to the frequency w, the outputs of these amplifiers being coupled by capacitors C8,
C. at the two inputs of the phase discriminator P, in which the phase-shifted voltages are mixed to provide at the output a corrective voltage as a function of their phase shift, as has already been said above.
The supply circuits of the various electrodes of the tubes <I> P, M, </I> A1 and A. ,, which include the resistances and capacitances shown in the drawing being absolutely conventional, it is unnecessary to describe them in detail. . It will be noted however that the cursor of the potentiometer R.3, on which the power supply for the screen grid of the tube M is taken, can conveniently be used for the single adjustment of the initial phases of the voltages brought to the discriminator P, that is to say say phases corresponding to a zero error voltage.
This slider makes it possible to adjust the quiescent current of the tube M, which determines the phases of the voltages supplied to the amplifiers <I> A, </I> and Az. The setting will preferably be such that the voltages supplied to the discriminator P are phase-shifted at rest one by 45 forward, the other by 45.1 backward, that is to say that they are reciprocally phase-shifted in quadrature. . In these conditions; the sensitivity of the system to small values of error voltage is maximum.
As a variant, the assembly of the phase control tube could be such that it delivers through its plate circuit, and not through its cathode circuit, as has been shown.